JPH039655B2 - - Google Patents

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JPH039655B2
JPH039655B2 JP57017704A JP1770482A JPH039655B2 JP H039655 B2 JPH039655 B2 JP H039655B2 JP 57017704 A JP57017704 A JP 57017704A JP 1770482 A JP1770482 A JP 1770482A JP H039655 B2 JPH039655 B2 JP H039655B2
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JP
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signal
data
pulse
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path
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JP57017704A
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JPS57152253A (en
Inventor
Andore Maria Suniiderusu Uirufuretsudo
Yozefu Uiruherumusu Karufusu Yohanesu
Yosefusu Fuan Heruen Petorusu
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of JPS57152253A publication Critical patent/JPS57152253A/ja
Publication of JPH039655B2 publication Critical patent/JPH039655B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/231—Echo cancellers using readout of a memory to provide the echo replica
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Bidirectional Digital Transmission (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は伝送システム、特にホモクロナスデー
タ信号を２線伝送路を経て同時両方向伝送する伝
送システムに用い、エコー信号及び符号間干渉に
より生ずるパルスの歪みを補正する装置に関する
ものである。
従来技術の説明 情報信号用伝送システムは通常２線回線と４線
回線を組み合わせて構成されている。４線回線は
２個の単向伝送路、即ち単向送信路と単向受信路
で構成される。２線回線は信号を１つの同一の周
波数帯で互に反対の方向に同時に伝送し得る両方
向伝送路で構成される。これらの伝送路はハイブ
リツドより相互接続される。
既知のように、ハイブリツドは４ポート回路で
形成される。第１のポート（一般に送信ポートと
呼ばれている）は単向送信路に接続する。第２の
ポート（一般に受信ポートと呼ばれている）は単
向受信路に接続し、第３のポート（一般にケーブ
ルポートと呼ばれている）は両方向伝送路に接続
すると共に、平衡回路網を第４のポート（一般に
平衡用ポートと呼ばれている）に接続する。この
平衡回路網の目的はハイブリツドをケーブルイン
ピーダンスに整合させるためである。この平衡回
路網を完全に調整すると、送信路からの信号がケ
ーブルポートに発生するが、受信路には発生しな
い。これに対し、信号が両方向伝送路からケーブ
ルポートに供給されると、平衡回路網が完全に調
整されている場合にはこの信号は受信路に発生
し、送信路には現われない。
しかし、ケーブルの長さがいろいろであること
及びケーブルポートに接続される両方向伝送路が
種々のケーブルで形成されることのために通常ケ
ーブルインピーダンスを正確に知ることができ
ず、平衡インピーダンスを完全に調整することが
できない。そしてこの結果送信路の信号の１部が
ハイブリツドを経て受信路に入ることが起る。
更に、如何なる両方向伝送路も通常信号の１部
を反射し得る１以上の不連続部を有しているの
で、送信路の信号の反射された部分が受信路に現
われ得る。このように受信路に現われる伝送路の
信号のこの２部分は一般にエコー信号と称され、
受信信号にパルス歪みを生ずる。
受信信号の品質は上述のように単向受信路にエ
コー信号が発生することにより劣化するだけでな
く、第２の原因による受信信号のパルス歪みによ
つても劣化する。このパルス歪みは受信信号をハ
イブリツドのケーブルポートに供給する両方向伝
送路のパルス伝送特性が理想的でないことが原因
で、受信信号の個々のデータ記号相互間の相互影
響の結果として現われる。通常、この種のパルス
歪みを符号間干渉と称されている。
従つて、２線−４線回線を組合せて成る伝送シ
ステムを使用する際に高品質の情報伝送を保証す
るためには、符号間干渉とエコー信号の両方を除
去し得る、或はこれらが受信路の信号の品質に及
ぼす影響を少くとも著しく低減し得る回路を用い
る必要がある。
通常、伝送システムにおいては符号間干渉は受
信信号が通る受信路と直列に等化器を配置し、そ
の伝達特性を両方向伝送路の伝達特性の逆特性に
できるだけ等しくなるよう自動的に又は非自動的
に調整することによつてできるだけ低減するよう
にしている。また、エコー信号は一般にエコーキ
ヤンセラと称されている回路を用いてできるだけ
低減するようにしている。
1980年にイギリスのバーミンガムで開かれた
“Communication80”の会議録の第73〜76頁に記
載されている論文“Ａ transmission module
for the digital subscriber loop”にこの種のエ
コーキヤンセラの一例が開示されている。このエ
コーキヤンセラは単向送信路に接続された消去回
路を具え、この回路によつて予想されるエコー信
号とできるだけ一致する波形の合成エコー信号を
発生させ、これをデジタル−アナログ変換した後
に受信路に存在する信号から差し引いてエコー信
号が殆んど除去される残存信号を形成するよう構
成されている。このエコー消去回路は、2N個の記
憶位置を有しこれら記憶位置をＮビツトから成る
アドレスコードで個々にアドレスし得るランダム
アクセスメモリ（RAM）を具え、そのアドレス
コードは単向送信路に接続されたシフトレジスタ
から得られる最后に伝送された、即ち最新の
N′個のデータ記号から成り、これでRAM内のデ
ジタル形態の補正値をアドレスする。このデジタ
ル補正値はデジタル−アナログ変換した後に受信
路に存在する信号に含まれるエコー信号を消去す
るために受信路の信号から差し引かれる。こうし
て得られた残存信号はRAMの内容をエコー信号
の最高の消去が達成されるように反復再調整する
のに使用される。
斯る従来のエコーキヤンセラは単向受信路内の
エコー信号を満足に除去、或は少くともその悪影
響を著しく軽減することができるが、得られる残
存信号はそれでもまだ高品質データ伝送に不十分
で、これは前記残存信号に符号間干渉が存在する
ためである。従つて、依然として十分な品質の残
存信号を得るためには受信信号が通る受信路と直
列に別個に等化回路を配置する必要がある。
本発明の要約 本発明の目的は、ホモクロナスデータ信号を同
一の周波数帯域で２線回線を経て同時両方向伝送
する伝送装置において受信信号中にエコー信号と
符号間干渉が同時に存在することにより生ずるパ
ルス歪みを補正する装置を提供することにある。
本発明は、データ記号の列から成るデータ信号
を２線伝送路を介して同時両方向伝送する伝送シ
ステムにおけるパルス歪みを補正する装置であつ
て、ランダムアクセスメモリと、該メモリを伝送
データ記号に依存するアドレスコードワードによ
り均等分布瞬時でアドレスする手段；記憶位置の
各アドレス後に該記憶位置の内容により決まる値
を有する補正信号を、２線伝送路から受信された
データ信号も供給される差発生器に供給して補正
された受信データ信号を発生させデータ再生器に
供給する手段と、前記アドレス記憶位置の内容を
補正された受信データ信号に応じて均等分布瞬時
で変更する装置とを具える補正装置において、前
記ランダムアクセスメモリをアドレスするアドレ
スコードワードは２線伝送路に供給された伝送デ
ータ記号と、データ再生器により再生された受信
データ記号と、データ記号レートのＬ倍（Ｌは整
数）のクロツクパルスで駆動されるモジユロ−Ｌ
カウンタの計数位置とから取り出すようにしたこ
とを特徴とする。
定義 １ ２つの信号の対応する有意瞬時が一定の固定
位相関係を有する場合にこれら両信号はホモク
ロナスであるという。
２ ホモクロナス伝送システムとは信号を両方向
に伝送するものであつて一方向に伝送される信
号が反対方向に伝送される信号とホモクロナス
である伝送システムをいう。
実施例の説明 第１図は伝送路で相互接続された西側端局と東
側端局から成る２進データ信号用同時両方向伝送
システムの西側端局のブロツク回路図である。東
側端局の構成もいくつかのクロツク信号の接続を
除いて西側端局と同一である。本システムの西側
端局は単向送信路１と単向受信路２を有し、この
西側端局は両方向伝送路３により東側端局に接続
される。これらの伝送路はハイブリツド４により
相互接続される。平衡用回路網５もこのハイブリ
ツド４に接続してこのハイブリツドのインピーダ
ンスを両方向伝送路３のインピーダンスに整合さ
せる。
図示の伝送システムの例では、送信路１は低域
フイルタ６を具え、この送信路に２進データ記号
aoを発生するデータソース７を接続する。ここで
ｎはデータ記号の番号を表わす。これらデータ記
号は１／Ｔのレートで発生する。このために前記デ ータソース７にはクロツク入力端子８からクロツ
ク信号を供給する。このクロツク信号のパルス繰
返し周波数も１／Ｔとする。
図示の例では、単向受信路２は低域フイルタ９
とパルス再生器１０を具える。このパルス再生器
１０は同時に１／Ｔに等しいパルス繰返し周波数を 有するクロツク信号で制御される。従つて、この
パルス再生器１０の出力端子には、東側端局から
両方向伝送路３を経てハイブリツド４に伝送され
これにより単向受信路２に供給された１／Ｔのレー トで発生する２進データ記号boが得られる。
両側端局のパルス再生器１０及びデータソース
７に供給するクロツク信号は、受信路２に結合さ
れ受信路２に発生する信号からクロツク信号を取
り出すクロツク抽出回路１１により発生される。
西側端局と同様に構成されているシステムの東側
端局においては、データソース７はマスタクロツ
クにより制御され、図示のクロツク抽出回路１１
とクロツク入力端子８との間の接続は存在しな
い。
実際上、両方向伝送路のインピーダンスは正確
に知ることはできないので、平衡回路５はハイブ
リツド４の完全な成端を構成しない。この結果、
送信路１からハイブリツド４を経て受信路２への
直接リークが生じる。加えて、両方向伝送路３内
のインピーダンス不連続部により信号の反射が生
ずる。そしてこれらのリーク信号及び反射信号が
受信路２に発生する低域フイルタ９の出力信号の
エコーとなり、東側端局のデータソースから到来
する受信信号が受信路２に発生するこれらエコー
により歪みを生ずる。この歪みはパルス発生器１
０におけるパルス分解能を低減する。受信信号の
他のパルス歪みは個々のデータ符号相互間の干渉
により生ずる。この符号間干渉は両方向伝送路３
上のパルス伝送において符号間隔Ｔの数倍の期間
に亘つて生じ得るトランジエントにより主として
生じる。この歪みもパルス再生器１０におけるパ
ルス分解能を低減する。
エコー信号の結果及び符号間干渉の結果として
生ずるパルス歪みの妨害影響を可能最大限に除去
するために、第１図に示す伝送システムは本発明
による構成の可調整補正装置１２を具えている。
この可調整補正装置は単向送信路１と、単向受信
路２と、パルス発生器１０の出力端子と、周波数
逓倍器（XL）１０の出力端子に接続され、離散
瞬時t0＋iτにおいてデジタル形態の合成補正信号
C^(i)を発生する。ここで、１／Ｔは補正装置１２で 使用するサンプリング周波数であり、ｉは０，±
１，±２，…を表わし、t0は基準瞬時である。合
成補正信号C^(i)はデジタル−アナログ変換器１９
により時間が連続的で振幅が離散的な補正信号C〓
（ｔ）に変換される。この補正信号C〓（ｔ）は差発
生器２０に供給され、受信路２内の信号から差し
引かれる。従つて、差発生器２０の出力端子に現
われる離散瞬時t0＋iτにおける残差信号ｒ（ｔ）
はエコー及び符号間干渉が殆んど除去されたもの
となり、この信号がパルス再生器１０に供給され
る。
補正装置１２を調整するために、残差信号ｒ
（ｔ）は、離散瞬時t0＋iτ毎に残差信号ｒ（ｔ）の
サンプルｒ(i)を発生するサンプリング装置２１に
供給される。得られたサンプルはアナログ−デジ
タル変換器２２に供給され、各サンプルｒ(i)がデ
ジタル形態のサンプルr^(i)に変換される。これら
デジタルサンプルr^(i)はデジタル制御信号を構成
し、補正装置１２に供給される。
サンプリング装置２１はパルス再生器１０及び
データソース７に供給されるクロツクパルスから
周波数逓倍器２３により取り出されたサンプリン
グパルスにより制御される。この逓倍器２３は逓
倍係数Ｌ（Ｌ＝整数）を有し、サンプリングパル
スをＬ／Ｔの周波数で発生し、前記τとの関係はτ ＝Ｔ／Ｌである。
補正装置１２はシフトレジスタ１３及び１４を
具え、これらシフトレジスタには２進データサン
プルａ(k)及びｂ(k)が離散瞬時t0＋kT毎に供給さ
れる。ここで、ｋは０，±１，±２，…を表わす。
シフトレジスタ１３はＮ−１個のシフトレジスタ
素子１３1，１３2，…１３N-1を具え、各素子は
遅延時間Ｔを有し、それぞれデータサンプルａ
（ｋ−１），ａ（ｋ−２），…ａ（ｋ−Ｎ＋１）を発
生する。シフトレジスタ１４はＭ個のシフトレジ
スタ素子１４1，１４2，…，１４Mを具え、各素
子は遅延時間Ｔを有し、それぞれデータサンプル
ｂ（ｋ−１），ｂ（ｋ−２），…ｂ（ｋ−Ｍ）を発生
する。更に、補正装置にはモジユロ−Ｌカウンタ
１５を具え、これは周波数逓倍器２３からのサン
プリングパルスを受信し、Ｒ個の出力端子に２進
信号l1(i)，l2(i)，…lR(i)を発生する。２進データ
サンプルａ(k)，ａ（ｋ−１），…ａ（Ｋ−Ｎ＋１）；
ｂ（ｋ−１），ｂ（ｋ−２），…ｂ（ｋ−Ｍ）及び２
進信号l1(i)，l2(i)，…lR(i)はランダムアクセスメ
モリ（RAM）１６に対する（Ｎ＋Ｍ＋Ｒ）ビツ
トのアドレスを構成する。RAM１６はこれらア
ドレスに対応して2(N+M+R)個の記憶位置を具え、
各記憶位置には補正値Cqが２進符号でストアさ
れている。ここでｑは１，２，３，…2(N+M+R)を
表わす。RAM１６は離散瞬時t0＋iτ毎に、即ち
サンプリング装置２１のサンプリングパルスと同
一周波数で１データ記号当りＬ回読み出される。
離散瞬時t0＋iτ毎に読み出された補正値Cqは
RAM１６のデータ出力端子１６−１に合成補正
信号C^(i)として出力される。
補正装置１２の調整のために補正装置は乗算器
１７と加算器１８を具える。乗算器１７はデジタ
ル制御信号r^(i)に係数α（その絶対値は１より著し
く小さい）を乗算し、受信路２に生ずる歪みを低
減するために変化させなければならない合成補正
信号C^(i)の量を表わす値（ΔC^(i)で示す）を発生
する。これらの値ΔC^(i)は加算器１８に供給され、
この加算器には合成補正信号C^(i)も供給される。
加算器１８はこれに供給される信号に応答してC^
(i)＋ΔC^(i)に等しいデジタル出力信号を発生し、
これをRAM１６のデータ入力端子１６−２に供
給して合成補正信号C^(i)と対応する補正値Cqを変
更する。この変更のために、RAMのアドレスｑ
を有する記憶位置はC^(i)＋ΔC^(i)に等しい新補正
値Cqをストアする。ここで、所定の瞬時t0＋（ｉ
＋ｐ）τにおいて（ｐは正の整数）シフトレジス
タ１３及び１４の内容とカウンタ１５の出力信号
の組合せに応答して再びアドレスｑが発生する場
合には、この新補正値CqがC^(i)＋ΔC^(i)に等しい
合成補正信号C^（ｉ＋ｐ）を発生する。この合成
補正信号C^（ｉ＋ｐ）はデジタル−アナログ変換
器１９の出力端子に、受信路２内に瞬時t0＋（ｉ
＋ｐ）τにおいて発生するパルス歪みに一層近似
する補正信号C〓（ｔ）を発生する。その理由は、
アドレスｑを形成する瞬時においては受信路２に
発生するパルス歪みは主として同一のＮ個のデー
タ信号ao及び同一のＭ個のデータ信号bo（即ちそ
れらのサンプル値がRAM１６のアドレスｑの一
部である記号）により単に発生されるパルス歪み
が重畳したものから成るためである。補正信号C〓
（ｔ）が受信器２に発生するパルス歪みと相違す
る限り、補正値Cqは残差信号ｒ（ｔ）のパルス歪
みが低減するよう繰返し変更される。
データ記号ao及びboは連続的に変化するので、
これらデータ記号から得られるRAM１６のアド
レスビツトも連続的に変化し、上述したように
RAMの各記憶位置に、瞬時t0＋iτにおける残差
信号をパルス歪みが殆んどない、即ちエコー及び
符号間干渉が殆んどないものとするような補正値
Cqが形成される。
本発明を更に説明するために、電話ケーブルネ
ツトワークのローカルセクシヨン内の物理ワイヤ
対による全二重データ伝送の分野における広範な
研究の結果から導き出された実施例について説明
する。本発明補正装置を用い、これに12ビツトの
２進数で表わすことができる補正値Cqのための
256個の記憶位置を有するRAMを設けると、電
話ネツトワークの２線加入者ケーブルを介して例
えば100Kビツト／Ｓのビツトレートで高品質の
データ伝送を行なうことができることを確かめ
た。本実施例では、（Ｎ＋Ｍ＋Ｒ）ビツトの
RAMアドレスは８ビツト、即ち単向送信路に接
続されたシフトレジスタ１３からのＮ＝４ビツト
と、パルス再生器の出力端子に接続されたシフト
レジスタ１４からのＭ＝３ビツトと、モジユロ−
２カウンタ５１からのＲ＝１ビツトから成る。広
範な実験の結果、補正装置は上述のように設計す
ると、エコー信号及び記号間干渉の同時存在によ
り発生する受信信号のパルス歪みの悪影響を著し
く低減することができ、種々の加入者線を介して
高品質のデータ伝送を実現することができること
が確かめられた。本実施例では、補正装置の調整
に使用されるアナログ−デジタル変換器は既に公
開されているオランダ国特許出願第7902053号に
開示されている１ビツト変換器とし、デジタル−
アナログ変換器１９は12ビツトのものを用いた。
２進符号の制御信号r^(i)を発生するために必要
とされるアナログ−デジタル変換器２２は多ビツ
ト変換器としてもよいこと勿論である。
収れん係数αは設計パラメータで、負の指数の
２累乗に選択するのが有利である。この場合、乗
算器１７の乗算を、２進符号数r^(i)を複数桁右へ
シフトすることにより達成することができる。
送信路１に発生するデータ記号aoが２レベル以
上のレベルを示し得る場合には、コードコンバー
タ２４を第１図に示すようにシフトレジスタ１３
への信号供給リード内に挿入し、これにより種々
のレベルを２ビツト以上のビツト符号化した後に
これらビツトをRAM１６のアドレスビツトとし
て使用し得るようにする。同様に、データ記号bo
が２レベル以上のレベルを示す場合にはシフトレ
ジスタ１４への信号供給リード内にコードコンバ
ータ２５を挿入する必要がある。
必要に応じ、前置等化回路網を補正装置１２が
送信路１に接続される点とハイブリツド４との間
に設けて、西側端局から両方向伝送路を経て東側
端局へデータ信号を伝送する際に生ずる符号間干
渉を低減することができる。
補正装置１２は構造を変更することなく例えば
既知の“バイフエーズ コード”及び“ミラーコ
ード”のような２進符号に対し用いることができ
る。斯る場合には通常符号化装置２６をデータソ
ース７と補正装置１２が送信路１に接続される点
との間に挿入する。この場合シフトレジスタ１３
及び１４のシフトレジスタ素子は符号信号のサン
プルがシフトレジスタに供給される繰返し周波数
の逆数値に等しい遅延時間を与えるものとする。
また、補正装置１２のサンプリング周波数１／τ
はシフトレジスタ１３に供給されるサンプルの繰
返し周波数に等しいかその整数倍にする必要があ
ると共に、データソース７のクロツク信号入力端
子８に供給されるクロツク信号はクロツク抽出回
路１１の出力信号を分周して取り出す必要があ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるパルス歪み補正装置を具
える、ホモクロナスデータ信号を２線回線を経て
全二重伝送する伝送システムの西側局のブロツク
回路図である。 １…単向送信路、２…単向受信路、３…両方向
伝送路、４…ハイブリツド、５…平衡回路網、
６，９…低減通過フイルタ、７…データソース、
８…クロツク入力端子、１０…パルス再生器、１
１…クロツク抽出回路、１２…補正装置、１３，
１４…シフトレジスタ、１５…モジユロ−Ｌカウ
ンタ、１６…ランダムアクセスメモリ、１７…乗
算器、１８…加算器、１９…デジタル−アナログ
変換器、２０…差発生器、２１…サンプリング装
置、２２…アナログ−デジタル変換器、２３…周
波数逓倍器、ao…送信データ記号、bo…受信デー
タ記号、ａ(k)…ａ（Ｋ−Ｎ＋１），ｂ（ｋ−１），…
ｂ（ｋ−Ｍ），l1(i)…lR(i)…アドレスコード、C^(i)
…合成デジタル補正信号、C〓（ｔ）…合成アナロ
グ補正信号、ｒ（ｔ）…残差信号（補正された受
信データ信号）ｒ(i)…ｒ（ｔ）のサンプル、r^…ｒ
(i)のデジタル値、ΔC^(i)…変更量。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ データ記号の列から成るデータ信号を２線伝
    送路を介して同時両方向伝送する伝送システムに
    おけるパルス歪みを補正する装置であつて、ラン
    ダムアクセスメモリと、該メモリを伝送データ記
    号に依存するアドレスコードワードにより均等分
    布瞬時でアドレスする手段と；記憶位置の各アド
    レス後に該記憶位置の内容により決まる値を有す
    る補正信号を、２線伝送路から受信されたデータ
    信号も供給される差発生器に供給して補正された
    受信データ信号を発生させデータ再生器に供給す
    る手段と、前記アドレス記憶位置の内容を補正さ
    れた受信データ信号に応じて均等分布瞬時で変更
    する装置とを具える補正装置において、前記ラン
    ダムアクセスメモリをアドレスするアドレスコー
    ドワードは２線伝送路に供給された伝送データ記
    号と、データ再生器により再生された受信データ
    記号と、データ記号レートのＬ倍（Ｌは整数）の
    クロツクパルスで駆動されるモジユロ−Ｌカウン
    タの計数位置とから取り出すようにしたことを特
    徴とする同時両方向データ伝送システム用パルス
    歪み補正装置。
JP57017704A 1981-02-11 1982-02-08 Pulse distortion correcting device for simultaneous bidirectional data transmission system Granted JPS57152253A (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NL8100650A NL8100650A (nl) 1981-02-11 1981-02-11 Inrichting voor het corrigeren van pulsvervorming bij homochrone datatransmissie.

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