JPS59163924A - エコ−・キヤンセラの収束時間減少方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、両方向伝送路に結合した一方向の送信路及び
受信路の間の送受信装置に接続され、送信路に供給され
た信号に応答して受信路に生ずるエコーを相殺するため
に使用するエコー・キャンセラであって、送信蕗に供給
された信号から導出した複葉信号を処理して実信号成分
を供給するためＮ個の調整可能複葉係数を有するトラン
スバーサル・フィルタと、受信路における信号及びトラ
ンスバーサル・フィルタの出力信号の間の差信号を発生
する差信号発生回路とを備えたエコー・キャンセラの収
束時間を減少させる方法に関する。

また本発明はトレーニング信号発生装置に関する０ エコー・キャンセラは、例えば、データ伝送モデムにお
いて使用され、かかるモデムの送信路及び受信路は４線
回線を構成し、これら送信路及び受信路をハイブリッド
回路として知られる結合回路により結合し、各モデムが
結合回路を介して外部に対し２線回路を有するようにす
る。それぞれの２線回線を介して２個のモデムの間に接
続路が確立された場合、各モデムの受信路にはエコー信
号と呼ばれる不所望信号が発生し、エコー信号は同じモ
デムの送信路によって送信される信号の一部であり、結
合回路の不完全性及び／又は接続路における反射に起因
して発生する。エコー・キャンセラの目的は、それぞれ
の２線回線によって接続された２個のモデムの間におい
て全２重伝送を可能ならしめるためこのエコー信号を自
動的に相殺するにある。

エコー・キャンセラではトランスバーサル・フィルタの
係数を調整して、この係数がエコー通路ツインパルス・
レスポンスのサンプルに実際上等しくなるようにし、従
ってトランスバーサル・フィルタにより、差信号発生回
路の出力信号におけるエコー信号を自動的に相殺する擬
似エコー信号を発生するようにする必要がある０有用な
信号の伝送期間に当り一般にトランスバーサル・フィル
タの係数は、差信号発生回路の出力端子に生ずる差信号
即ち誤差信号の平均二乗値を最小にするよｉｌｌういわ
ゆる傾斜アルゴリズムに従って繰り返し調整される。こ
の方法を有用な信号の伝送以前におけるトランスバーサ
ル・フィルタの初期設定に使用した場合、係数の収束時
間が数秒と極めて長くなり、側底許容できない。

特願昭５８−１０６５８８号には、有用な信号の伝送以
前にエコー・キャンセラの迅速な収束を可能ならしめる
係数の計算方法が記載されている。

本願はこの方法の改良に関するものであるが、この方法
の要旨を説明する以前に、次の事柄を指摘しておくこと
が必要である。即ち、送信路に供給するデータ信号は一
般に同相及び直交位相搬送波の変調を介して伝送され、
この目的のため、このデータ信号をまず符号化して、デ
ータ間隔Ｔに対し瞬時ｎＴに値を変化できる複素信号Ｄ
　（ｎ）を形成し、この複素信号を、一方において、送
信される変調搬送波信号を発生させるために使用する複
素信号用フィルタに供給し、かつ他方において、エコー
・キャンセラに供給する。従って、エコー・キャンセラ
のトランスバーサル・フィルタは複素信号Ｄ　（ｎ）を
複素係数を介して処理するよう構成される。

前記特願昭５８−１０６’５８８号に記載された・方法
の第１変形方法では、受信路において受信した信号εＲ
（ｎ）から複素信号ε（ｎ）を形成して、エコー・キャ
ンセラの差信号発生回路によって供給される誤差信号が
複素信号ε（ｎ）と、トランスバーサル・フィルタによ
って供給される複素信号との差によって形成されるよう
にする０この第１変形方法では、ベクトルＣによって示
されるエコー・１゛キヤンセラのＮ個の複素係数は次の
動作を介して得ることができる。

ｍ一時ｎＴに送信されるデータｄ　（ｎ）で構成され、
少なくともＮＴに等しい周期ＬＴを有し、かつ次式 で表わされる特性を有する周期性複素トレーニング信号
の送信、 但し、各整数土に対しては１≦ｉ≦Ｎ−１であ＋ｕす、
ｄ（ｎ）はこの複素トレーニング信号のデータｄ（ｎ）
の複素共役値、 トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信後、
トレーニング信号の次のＮ個のデータによって形成され
る系列から次式 にょう係数Ｃの計算、 但し、ｃｏはトランスバーサル・フィルタのＮ個の初期
係数を示すベクトル、 Ｅ’（ｎ）はトランスバーサル・フィルタに供給される
最後のＮ個のデータの複素共役値によって形成されるベ
クトル、 σは、Ｃ２が各送信デ′−夕の電力を示す一定項となる
ようデータを正規化するための環０実際上、これら初期
係数の値はゼロに設定されるので、係数の計算に当りＣ
８−０であり、かつ複素差信号ｅ　（ｎ）は受信信号５
Ｒ（ｎ）から形成した複素信号ε（ｎ）に等しくなる０
従って式（２）はと表わすことができる。

上式（１）によって規定されるトレーニング信号（Ｄ特
性は、エコー路のインパルス・レスポンスが直流分を含
む場合及びエコー路のインパルス・レスポンスが直流分
を含まない場合の両方において成立する。インパルス・
レスポンスが直流分を含まない場合に限定して考察する
と、トレーニング信号に要求される特性は、式（１）に
代えて、次式（１ａ） で表わすことができる。従って、係数の計算には式（２
）および（８）に代えて次式（ｚａ）又は（８ａ）を使
用することができる。

トレーニング系列の発生が開始される瞬時を原点とする
と、エコー・キャンセラのＮ個の係数はＮＴ＋ＬＴ＝（
Ｎ＋Ｌ　）Ｔに等しい時間において得ることができ、こ
こでＮＴはエコー路ツインパルス・レスポンスの最大持
続時間であって、これにより係数の個数Ｎが決まり、一
方、ＬＴはトレーニング信号の周期であ′る。ＬをＮに
等しく選定した場合、最小収束時間は２ＮＴになる。

しかし、前記着願昭５８−１０６５８８号による方法の
第１変形方法は実施するにはがなり複雑であり、その理
由は受信信号εＲ（ｎ）がら複素信号ε（ｎ）を形成す
るため受信路に９００移相回路を必要とするからである
。同時に、係数の計算に、複素数の乗算を必要とする。

前記特願昭５８−１０６５８８号による方法の第２の変
形方法では、ががる複雑さを回避するため′、実信号で
ある受信信号εＲ（ｎ）を用いてＮ個の係数を計算する
ことが示唆されている。この第２変形方法による係数計
算方法は次の２つの過程を含み、 ・−第１過程において、上記のどちらかの特性を有する
トレーニング信号Ｄ　（ｎ）を送信し、このトレーニン
グ信号の少なくともＮ個の送信データ後に、この第１過
程に当り送信された信号に応じて受信した信号εＲ□（
ｎ）によって複素信号ε（ｎ）を置換した式（３）に従
って係数００を計算する； 一第２過程において、第１過程と同じ処理を行うが、そ
の場合トレーニング信号Ｄ　＋　（ｎ　）としては信号
Ｄ＋（ｎ）　＝　ｊ　−Ｄ　（ｎ）を送信し、かつ複素
信号６（ｎ）を受信信号εｕ２（ｎ）で置換した式（８
）に従って係数Ｃｇを計算する。

第２過程の後に和Ｃ＝０□十Ｃ８を形成することによっ
て所望の係数Ｃが得られる。前記特願昭５８−１０６５
８８号の一第２変形方法ではエコー・キャンセラの収束
時間はｇ（Ｎ＋Ｌ）Ｔとなり、ＬをＮに等しく選定した
場合最小値４Ｎ１’となる。

本発明の目的は、エコー・キャンセラの複素係数を初期
設定する方法であって、受信信号を直接使用するが、４
ＮＴより小さくできる最小時間において単に一過程で係
数を計算できるようにする方法を提供するにある。

かかる目的を達成するため本発明の方法は、ｌ≦ｉ≦Ｎ
−１である各整数ｉに対し なる特性を有する周期性複素トレーニング信号を送信し
、 更に、送信される前記トレーニング信号が０≦ｉ≦Ｎ、
−１である各整数ｉに対し なる特性を有し、 前記トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
後、送信された次のＬ個のデータによって次式 に従ってトランスバーサル・フィルタの係数を計算する （但しＣは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクトル
、 ｃｏは初めのＮ個の係数のベクトル、 ｅ　Ｒ（ｎ　）は前記差信号、 Ｄ’（ｎ）はトランスバーサル・フィルタに供給される
最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトル、σ２は各
送信データの電力を示す定数項）ことを特徴とする。

実際上、トランスバーサル・フィルタの初めの係数即ち
初期係数Ｏ８はゼ四に設定され、これにより更に、係数
を計算するための上式における差信号ｅ　Ｒ（ｎ　）に
対し受信信号εＲ（ｎ）を代入することが可能となる。

実際上しばしば当面する・ように、エコー通路のインパ
ルス・レスポンスが直流分を含んでいる場合には、上述
した如く計算した係数は適正でなくナル０本発明の変形
方法では、このように計算した係数を極めて簡単に修正
する方法を提供する。

この変形方法では、前記トレーニング信号のデータを、
トランスバーサル・フィルタに供給するデータに対し少
なくともｌデータ間隔Ｔだけ遅延して送信路へ送信し、
トランスバーサル・フィルタの係数の個数Ｎをエコー通
路のインパルス・レスポンスの最大持続時間に対応する
個数より少なくとも１だけ大きい個数に選定し、係数の
計算の終端に、計算した第１係数又は計算した一つの補
足係数を、計算した他の係数から導出してトランスバー
サル・フィルタの所望の係数を形成するようにする。

更に、本発明は、上述した２つの特性を有するトレーニ
ング系列を発生する簡単な方法を提供する。

この方法では、前記トレーニング信号のデータｄ　（ｎ
）を、それぞれが周波数１／Ｔで同期して発生する＋１
及び−１エレメントを含む最大長さＬの２つの同一擬似
ランダム系列から形成し、これら２つの同一擬似ランダ
ム系列をデータ間隔Ｔの個数にだけ互にシフトし、瞬時
ｎＴにおける各データｄ　（ｎ）の実成分及び虚成分を
同一瞬時における前記２つの擬似ランダム系列における
エレメントの値の加算及び減算（又は減算及び７Ｊ［Ｉ
算）によってそれぞれ得るようにする。

前記２つの擬似ランダム系列の長さＬをＬ≧２Ｎ＋１に
選定し、かつ前記２つの擬似ランダム系列の間のシフト
をに＝（Ｌ−１）／２となるよう選定すると好適である
。この場合エコー・キャンセラの収束時間を実際上３Ｎ
Ｔに低減することができる。

次に、図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図にブロック図で示したエコー・キャンセラを・設
けるモデムは送信すべきベースバンド・データを供給さ
れる変調装Ｍ２を設けた送信路１と、受信機４を設けた
受信路３とを備えており、この受信機の機能は遠方のモ
デムから送信されたデータを復元することである。変調
装置２の出力端は（ハイブリッド）結合回路５の送信ア
クセス端に接続し、この結合回路の受信アクセス端は後
述する所定個数の要素を介して受信機４の入力端子に接
続する。この結合回路５により、モデムの一方向の送信
路及び受信路を両方向伝送路６に接続し・て、この伝送
路６に同じ態様で結合した遠方のモデム（図示せず）と
全二重接続路を確立することができる。

変調装置２が遠方のモデムへ伝送すべきデータによって
変調された信号を送信路１に送信した場合、受信路８に
は結合回路５における不完全な動作又は伝送路６におけ
る反射により不所望なエコー信号が発生し、受信機舎に
おいて遠方のモデムから到来する受信信号の復調を妨害
する。第１図のモデムに設けるエコー・キャンセラの機
能は受信路８におけるエコー信号を除失することである
０このエコー・キャンセラは伝送すべきベースバンド・
データから変調装置２において形成されかつ同相及びＩ
交位相搬送波の変調を介して伝送できる複素データ信号
を使用する。図示の実施例では変調装置２は符号化回路
７を備え、この符号化回路は伝送すべきデータを供給さ
れて、搬送波に割り当てるべき振幅Ａ（ｎ）及び位相変
化ψ（ｎ）を、周波数１／Ｔのクロック信号を発生する
クロック信号発生器８によって決まる瞬時ｎＴにおける
デ−タの関数として示す１対の信号を送出し、ここで１
　／　Ｔは変調レートであり、ｎは一艶から＋ωにわた
る整数である。各変調時間間隔Ｔ中の（無＆ｇ１り搬送
波の位相変化Δψを考慮するため加算器９を使用して、
各瞬時ｎＴに、伝送すべき変調された搬送波の絶対位相
１（ｎ）を示す和ψ（ｎ）＋Δψを発生させるようにす
る。振幅信号Ａ　（ｎ）及び位相信号１（ｎ）は複素信
号形成回路ｌＯに供給し、この回路１０は複素信号Ｄ　
（ｎ）の実成分、Ａ（ｎ）・ｃｏｓ　Ｆ（ｎ）及び虚成
分Ａ　（ｎ）　−ｓｉｎ　Ｆ　（ｎ）を形成する。変調
装置２においては複素信号Ｄ　（ｎ）を２個の帯域フィ
ルタ１１及び１２で構成した複素信号用帯域フィルタに
供給し、これら２個の帯域フィルタは複素信号Ｄ　（ｎ
）の実成分及び虚成分をそれぞれ供給され、かつ伝送に
使用する搬送波を中心Ｊｌｉｌ波数とする通過帯域を有
している。２個のフィルタ１１及び１２の出力信号を加
算器１３において加算してアナログ変調搬送波信号を形
成し、これを結合回路５の送信アクセス端に供給する。

このようにして変調装置２において形成した複素信号を
エコー・キャンセラにおいても使用する。

なお説明を明瞭にするため第１図において複素信号の生
ずるリード線を二重直線で示し、実信号の生ずるリード
線を単一直線で示しである。エコー・キャンセラはトラ
ンスバーザル・フィルタ１５を備え、このトランスバー
ザル・フィルタは瞬時ｎＴＱこサンプリングされかつ図
面を簡単にするためアナログ形式と仮定した複素信号Ｄ
　（ｎ）を供給される。　トランスバーザル・フィルタ
１５にはその複素係数のための制御回路１６を設ける。

本発明の方法を使用する場合、トランスバーサル・フィ
ルタ１５を適切に構成して、第１図に示すように、複素
人力信号Ｄ（ｎ）及び複素係数から生ずる複素信号の実
成分である実出力信号εＲ（ｎ）を送出するようにする
。トランスバーサル・フィルタ１５の出力信号εＲ（ｎ
）は差信号発生回路１７の（−）入力端子に供給し、そ
の（＋）入力端子には結合回路５の受信アクセス端に生
ずる信号のサンプルを供給する。かかるサンプルは、ク
ロック信号発生器８によって発生ずる周波数ｆｅでサン
プリングを行うサンプル・ホールド回路１９によって形
成する。この周波数ｆｅは変調周波数１　／　Ｔの整数
倍、従ってｆ。−ｑ／Ｔ　（但しｑは整数）であり、こ
れはエコー信号につきシャノンの定理に従一つで選定さ
れる。しかし、回路１９によって発生するサンプルの説
明を簡単にするためこれ以降データ信号Ｄ　（ｎ）のサ
ンプルと同−斡時ｎＴに周波数１７　Ｔで発生する記号
εＲ（ｎ）で示した信号を考察する。実際上、周波数ｆ
。＝ｑ／Ｔでサンプリングされた受信信号は周波数１　
／　Ｔにおけるｑ個の飛越しサンプル系列で形成されて
いると考えることができ、エコー・キャンセラ技術にお
いてはこれらｑ個のサンプル系列を、周波数１　／　Ｔ
でそわそわ独立に作動するｑ゛個のエコー・サブキャン
セラにおいて同一態様で処理できることは周知である。

差信号発生回路１７によって発生した実信号ｅ　Ｒ（ｎ
　）は制御回路１６に供給し、この制御回路ではこの実
信号を用いてトランスバーサル・フィルタ１５の係数を
調整する。この係数を適切に調整した場合、トランスバ
ーサル・フィルタ１５によって供給される擬似エコー信
号εＲ（ｎ）が結合回路５の受信アクセス端に生ずるエ
コー信号に実際上等しくなり、従って、・□差信号発生
回路１７によって供給される信号ｅ　Ｒ（ｎ　）におい
てはエコー信号が実際上相殺される７ｏ従って、エコー
信号を除去された差信号が低域フィルタ２ｏを介して受
信機４に供給されることとなる。

有用なデータの伝送に当りエコー・キャンセラの係数は
一般に、差信号発生回路１７によって供給される誤差信
号の平均二乗値を最′小にするいわゆる傾斜アルゴリズ
ムを使用して制御回路１６で繰り返し制御される。伝送
が行われる以前にがかる係数の最適値を迅速に得るため
前記特願昭５８−１０６５８８号には、エコー信号が直
流分を有しない場合式（１）又は式（１ａ）によって規
定される特性を有するトレーニング信号Ｄ　（ｎ）の伝
送に基づく方法が開示されている◇先に説明したように
、複素信号ε（ｎ）が、供給された実信号がら形成され
ている場合には、エコー・キャンセラの複素信号は実際
上、式（８）から計算することかで”きる０複素信号の
形成を回避し、かつ供給された実信号εＲ（ｎ）から直
接エコー・キャンセラの複素係数を計算するための先に
述べた二つの過程を介する方法は、先に説明したように
、係数の計算に２倍の時間を要するという欠点を有して
いる。本発明は同じく、供給された実信号を直接使用し
て遥に短い計算時間で係数を計算する方法を提供する。

本発明の方法では、送信変調搬送波を発生させるためフ
ィルタ１１及び１２に供給すると同時にエコー・キャン
セラのトランスバーサル・フィルタ１５にも供給する複
素信号Ｄ（ｎ）を、少なくともＮＴに等しい周期ＬＴを
有しかつ次の２つの特性を有する周期性トレーニング信
号とする：但し整数ｉは１≦ｉ≦Ｎ−１、 但し整数ｉはＯ≦ｉ≦Ｎ−１０ 次に、これらの特性を有するトレーニング信号を極めて
簡単に得る手段を説明する。この点につき、前記特願昭
５８−１．０６’　５８８号では、同様な特性を有する
が右辺の値をゼロに等しくする信号が推賞されている。

一般的に云って式（４）及び（５）（右辺の値が−１）
の特性を有する信号の発生の方が簡単である。かかる信
号は、その長さＬを所望の如く大きく選定できる（但し
Ｌ＝２ｐ−１テ表ワサれ、ｐは整数）最大長さの擬似ラ
ンダム系列を発生する擬似ランダム系列発生器から得る
ことができる。一方、式（４）及び（５）の特性を有し
かつ右辺の値がゼロである信号は、変調装置によって通
常送信されるシンボル以外のシンボルＧこ対する値を使
用しない旨決定された場合制限された長さＬの周゛期を
有する。

トレーニング信号Ｄ（ｎ）の少なくともＮ個のデー　タ
ノ送ＧＩｌｌｔｉ合回路５の受信アクセス端にエコー信
号が現われ、このエコー信号εＲ（ｎ）及びトレーニン
グ信号Ｄ　（ｎ）の次のＬ個のデータを用いて回路１６
において次式 に従ってトランスバーサル・フィルター５のＮ個の係数
を計算する。この式（６）において使用した項について
は既Ｑこ説明した。ベクトル６　にょって表わされる初
めのＮ個の係数は計算時間中維持され、計算時間の終端
に係数Ｃが得られる。

実際上、初期係数０゜はゼロに設定されるので、計算時
間中はトランスバーサル・フィルタにょって供給される
信号ｇＲ（ｎ）はゼロであり、従って差１“信号ｅＲ（
ｎ）は受信信号εＲ（ｎ）に等しい。ががる態様におけ
る動作により、係数は次式 に従って計算することができる。第１図においてサンプ
ル・ホールド回路１９及び制御回路１６の間の硬線結線
は、係数を式（７ａ）に従って計算する場合制御回路１
６において信号εＲ（ｎ）が使用されることを示す。以
下において、記述を簡単にするため式（７ａ）を使用す
ることがあるが、式（６）又は（７）を使用した場合も
同じ結論が成立つことは明らかである。

次に、いかなる条件の下で、式（７ａ）による係数の計
算の終端に、エコー信号を相殺できるトランスバーサル
・フィルタの係数を得ることができるかをベクトル記号
を用いて説明する。

瞬時Ｚ’ｌＴにトランスバーサル・フィルタに存在する
複素信号Ｄ　（ｎ）のＮ個のサンプルを示すＮ個の要素
を有するベクトルＤ　（ｎ）は既に定義した。

す０　トランスバーサル・フィルタのＮ個の計算された
係数を示すＮ個の要素を有するベクトルＣも既に定義し
た。信号Ｄ　（ｎ）が供給されるエコー通路のインパル
ス・レスポンスのサンプルを示スＮ個の複素要素を有す
るベクトルには次の如く定詮スル。即ちＯ＝にの場合に
、トランスバーザル・フィルタの係数は最適であり、エ
コーを相殺することができる。

かかるベクトル表記法によると、受信路において受信し
たエコー信号εＲ（ｎ）の複素信号ε（ｎ）はε（ｎ）
　＝　Ｄ　（ｎ）・ｋ と表わすことができる。受信エコー信号εＲ（ｎ）は複
素信号ε（ｎ）の実部であり εＲ（ｎ）　＝凪。〔ε（ｎ）〕 で表わすことができる。

削成を考慮すれば容易に次式 ｇ　Ｒ（ｎ）　＝２　［Ｅ　（ｎ）　・Ｍ　＋Ｔ５＊（
ｎ）　”　Ｍ’］　　　（８）が得られ、ここで五ゞ（
ｎ）及びｋ　はそれぞれＤ　（ｎ）及びｋの共役値であ
る。

式（８）を考慮すれば式（７）は で表わすことができ、ここでＥ（ｎ）及びＦ（ｎ）　ハ
Ｎ次のマトリックスであり である◇ マトリックスＥ（ｎ）は一般項 ｄ（（ｎ−ｊ）ｍｏｄｕｌｏ　Ｌ） を有している。

トレーニング信号の式（４）の特性を考慮すると、ｉ−
＋ｊであるｉ、ｊのすべての値に対しｅ↓ｊ（ｎ）−一
・′ となる。

一方 であり、ここでσ　はトレーニング信号における各デー
タの電力である。

従って式（９）の項Ｅ　（ｎ）・ｋは と表わすことができ、ここでｋｉ（但しｉ＝０゜１、・
・・・、Ｎ−１）はベクトルにのＮ個の要素であり、工
は単位値のＮ個の要素を有するベクトルである。

マトリックスＦ　（ｎ）は一般項 を有する。

トレーニング信号の式（５）の特性を考慮すると、ｉ及
びｊのすべての値に対し ｆｉｊ（ｎ）ニー０２ となる。

従って式（９）の項Ｆ（ｎ）・ｉ′は で表わすことができる。

式（１０）及び（１１）を考慮して式（９）は最終的（
こと表わされる。

エコー通路のインパルス・レスポンスの複素サンプルｋ
ｉの実部ｋｉＲを代入すると、上式はと表わすこともで
きる。

式（１２）において項ｉミ。ｋｉＲはエコー通路のイン
パルス・レスポンスの実部の直流分を示ス。この直流分
がゼロの場合、式（１２）はＯ＝にとなり、これは式（
４）及び（５）の特性を有するトレーニング信号と共に
式（７）に従って計算した係数Ｃによッテエコー信号を
相殺できることを示している。

しかし、一般に、前記直流分はゼロではない。

例えば、第１図に示した帯域通過形式のエコー・キャン
セラでは、受信信号のサンプリング周波数が１　／　Ｔ
に等しく即ちシャノン周波数より低い場合エコー通路の
インパルス・レスポンスの直流分がゼロでないことは明
らかである。しかし、たとえ受信信号をシャノンの定理
を満足するサンプリング周波数でサンプリングしたとし
ても同じ結論に到達する。上に説明したように、実際上
、エコー・キャンセラを時分割方式で作動するｑ個のエ
コー・ザブキャンセラとして構成し、各エコー・サブキ
ャンセラが変調周波数１／Ｔでサンプリングした受信信
号に独立に作動するようにする。その結果、エコー通路
のインパルス・レスポンスの直流分がゼロでなくなる。

エコー通路のインパルス・レスポンスの直流分がゼロで
ない場合、式（１２）によって得られる検値Ｘ。即ち たけ相違する。

本発明は式（７）に基づいて計算した係数を修正して正
しい係数が得られるようにする極めて簡単な方法を提供
する。計算した各係数からは値）６゜を減算すれば充分
である。云い換えれば、式（７）に従って計算した係数
をＣとすれば、正しい係数Ｃ−には演算 を行うことによって得られる。

修正項Ｘ。を計算するため、トレーニング信号Ｄ　（ｎ
）の送信データを、第１図に破線ブロックで示した遅延
回路２１によって、エコー・キャンセラのトランスバー
サル・フィルタに供給する信号Ｄ　（ｎ）のデータに対
し変調周期Ｔだけ遅延させる。

かかる状態の下では、エコー・キャンセラの見地から、
エコー通路のインパルス・レスポンスの第１係ｆｉｋ。

は必ずゼロになる。一方、トランスバーサル・フィルタ
の係数の個数Ｎを、エコー通路のインパルス・レスポン
スの最大持続時間に対応して厳密に必要な個数より１だ
け大きく選定した場合には、式（７）によるトランスバ
ーサル・フィルタの係数の計算により、最初の係数に対
して値ｃｏ＝Ｘｏが得られる。このようにして形成した
修正値Ｘ。を、計算した他の計数値から減算することに
より、式（１４）によって修正係数を得ることができる
。送信データを数倍の周期Ｔだけ遅延した場合には、こ
れに適合した係数の個数Ｎと共に、原理的に同一である
数個の修正値Ｘ。を得ることができること勿論である。

式（８）及び（４）の特性のデータｄ　（ｎ）を有する
複素トレーニング信号を得るための簡単な方法を次に説
明する。第２図に示した装置は最大長さを有する擬似ラ
ンダム系列を発生する２個の擬似ランダム系列発生器２
５及び２６を備えている。これら２個の擬似ランダム系
列発生器は同一構造を有しており、極めて周知の態様に
おいて、２個のレジスタ段を有するシフトレジスタ及び
排他的論理和回路をもって構成し、その場合シフトレジ
スタの２個のレジスタ段の出力を排他的論理和回路に供
給し、排他的論理和回路の出力端子をシフトレジスタの
入力端子に接続する０２個の擬似ランダム系列発生器は
長さＬ＝２ｐ−１の同じ擬似ランダム系列であって、適
当な初期設定信号工、及びよりを介してにレジスタ段だ
け互にシフトされた擬似ランダム系列を供給するように
する。従って、擬似ランダム系列発生器２５及び２６に
よって供給される２進信号をそれぞれａ　（ｎ）及びｂ
　（ｎ）とすると ｂ（ｎ）＝　ａ（ｎ＋ｋ） と表わすことができる。

２つの２進信号ａ（ｎ）及びｂ　（ｎ）はエンコーダ２
８に供給し、このエンコーダは実成分ｄｒ（ｎ）及び虚
成分ｄｉ（ｎ）を有する複素データｄ　（ｎ）から成る
所望のトレーニング信号を送出する。エンコーダ２８に
よって行われる動作を下の表Ｉに示す。

説明を簡単にするためエンコーダ２８によって供給され
るデータは正規化されており、即ちこれらデータに対す
る正規化係数σは１に等しいと仮定する。

表　　■ ２個の擬似ランダム系列発生器２５及び２６が値−１又
は１の２進信号ａ　（ｎ）及びｂ　（ｎ）を供給すると
仮定すると、この表の初めの２列は対を成す信号ａ　（
ｎ）及びｂ　（ｎ）に対する４つの可能な状態を示して
いる。

この表の次の２列は所望の複素信号ｄ（ｎ）の実成分及
び虚成分である信号ｄｒ（ｎ）及びｄｉ（ｎ）’の値を
それぞれ示し、所望の複素信号ｄ　（ｎ）の値を最終行
に示しである。信号ｄ　ｒ　（ｎ　）及び（１１（ｎ　
）はａ（ｎ）及びｂ　（ｎ）から次式 を介して導出する。

上記の表から明らかなように１．２つのレベ、ル十１及
び−１を有する信号ａ（ｎ）及びｂ　（ｎ）を組合せて
３つのレベル＋１．−１及び０を有する信号ｄｒ（ｎ）
及びｄｉ（ｎ）を形成するので、複素信号ｄ（ｎ）は実
の値＋１又は−１又は虚の値＋ｊ又は−ｊとなる。

複素信号ｄ（ｎ）は次式 から形成することもできる。

また式（１５）及び（１６）における右辺の符号を変え
ることもできる。

上述したようにトレーニング信号の複素データａ　（ｎ
）を形成する代りに、２個の擬似ランダム系列発生器及
びエンコーダを用いてトレーニング系列の周期ＬＴのデ
ータｄ　（ｎ）の上記成分ｄｒ（ｎ）及びｄ　ｉ（ｎ　
）をメモリに蓄積し、これら成分をレート１　／　Ｔで
読出すようにすることもできる。

次に、上述した一方の態様又は他方の態様で形成したト
レーニング信号は最適形態で使用できることを説明する
。

説明を簡単にするため、エンコーダ２８によって供給す
るデータは正規化されていると仮定したからσ＝１であ
り、そのとき、トレーニング信号に要求される一方の特
性を規定する式（４）の左辺をＡＯ（ｉ）で表わすと となり、ＡＣ（ｉ）はシフト量主に対する複素信号ｃｌ
（ｎ）の自己相関関数である０ 同じくσ＝１のとき、トレーニング信号に要求される他
方の特性を規定する式（５）の右辺をＢ（ｉ）で示すと となる０ ２つの関数ＡＣ（ｉ）及びＢ　（ｉ）は周期りの周期関
数である。

前述したように、同じ最大長さを有しかつ互にｋだけシ
フトされた２つの擬似う、ンダム系列から形成され、次
いで表■に示したように符号化される複素データａ　（
ｎ）から成るトレーニング信号の場合、０からＬ−１に
変化するｉに対して規定される周期りにおいて自己相関
関数ＡＣ（ｉ）は次の値となる。

かかるＡＯ（ｉ）の値を第８図ａ　Ｇ、：ｌの関数とし
て示す。この図から明らかなように、特に、ｉ＝ｋ及び
１＝Ｌ−ｋ（但しｋ（Ｌ−ｋに選定しである）に対し関
数ＡＣ（ｉ）は傾斜した矢印で示した２つの共役値とな
る。ｉ＝Ｌから開始すると関数ＡＣ（ｉ）は周期りで繰
り返されるＯ また関数Ｂ　（ｉ）は０からＬ−１１こわたるｊ、に対
する周期において次の値となる０ かかるＢ　（ｉ）の値を第８図すにｉの関数として示し
である。

式（１７）及び（１８）を用いると、トレーニング信号
に必要な特性を規定する式（４）及び（５）はＡＣ（ｉ
）＝−１（但し１≦ｉ≦Ｎ−１で　　（２１）ある各ｉ
に対し） Ｂ（ｉ）＝−１（但し０≦ｉ≦Ｎ−１で　　　（２ｚ）
ある゛各ｉに対し） と表わされる。

上述したようにして形成したトレーニング信号ｄ　（ｎ
）は、Ｎを 特開昭５９−１６３９２４　（１１） Ｎ≦に土ｎｆ （但しｋｉｎｆは２つの値ｋ及びＬ−にの小さい方を示
す）に選定した場合、これらの特性を有する０所定周期
りを有するデータ信号ｄ（ｎ）に対しては、自己相関関
数の不所望項ＡＯ（ｋ）及びＡＣ（Ｌ−ｋ）をできる限
り原点ｉ二〇から除去すると常に有利である。

これは −１ に＝　−（Ｚａ　） （こ対して得られ、Ｌ　＝　２ｐ−１は奇数であるから
、ｋは必らず整数になる。これは Ｌ＋１ Ｌ　−ｋ＝　−（２４） であることを意味する。

式（２８）及び（２４）に示したｋ及びＬ−にの特定の
値に対し、２つの不所望項ＡＣ（ｋ）及びＡＣ（Ｌ−ｋ
）は、第８図Ｃに示したように、互に極めて接近する。

その結果、かかる状態の下で 、　　Ｌ””１　　　　　　（２５） ＡＣ（ｉ）−一１　（但し１≦１≦璽「−１である各１
に対し） となる。

式（２３）及び（２４）に示したｋ及びＬ−にの特定の
値に対し、Ｂ　（ｉ）の不所望項即ちＢ　（ｋ）及びＢ
（Ｌ−ｋ）も、第８図ｄに示したように、互（こ極めて
接近するＱその結果、かかる状態の下で、　　Ｌ−１（
２６） Ｂ（ｉ）＝−１（但し０≦１≦薯璽−１である各主に対
し） となる０ トレーニング信号に対し厳密に要求される式（２１）及
び（２２）の特性から、ｋ＝＝　Ｌ＝」・と共（こ説明
した如く形成される周期りのトレーニング信号゛は −１ Ｎ≦□ である長さＮを有するトランスノく一すル・フィルタを
合体したエコー・キャンセラに好適であるＯ逆に、所定
長さＮを有するトランスノく−サル・フィルタに対して
は、上述したよう（こ形成され力）つ Ｌ≧２Ｎ＋１ である周期りを有するトレーニング信号を選定する必要
があるＯ −１ このトレーニング信号によれば、Ｎ　ニア　（７）場合
収束時間（Ｌ十ＮＴ）を（８・Ｎ＋１）Ｔご３ＮＴしこ
低減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明方法を適用できるエコー・キャンセラを
設けたモデムを示すブロック図、第２図は本発明方法で
使用するトレーニンク°ｆ言゛　　号の発生装置の一例
を示すブロック図、第８図は第２図の作動説明図である
０ １・・・送信路　　　　　　２・・・変調装置３・・・
受信路　　　　　　４・・・受信機５・・・結合回路　
　　　　６・・・伝送路？・・・符号化回路 ・８・クロック信号発生回路 ９　加算器　　　　　　１ｏ　　・複素信号形成回路１
１、’１２　・帯域フィルタ　１３・・加算器１５・ト
ランスバーサル・フィルタ １６　　・制御回路　　　　　１７・・差信号発生回路
１９−ザンプ、ル・ホールド回路 ２０・・・低域フィルタ　　　２１・・遅延回路２５．
２６・・擬似ランダム系列発生器２８　　エンフーダ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　両方向伝送路に結合した一方向の送信路及び受信路
   の間の送受信装置に接続され、送信路に供給された信号
   に応答して受信路に生ずるエコーを相殺するために使用
   するエコー・キャンセラであって、送信路に供給された
   信号から導出した複素信号を処理して実信号成分を供給
   するためＮ個の調整可能複素係数を有するトランスバー
   サル・フィルタと、受信路における信号及びトランスバ
   ーサル・フィルタの出力信号の間の差信号を発生する差
   信号発生回路とを備えたエコー・キャンセラの収束時間
   を減少させるに当り、瞬時ｎＴ（但しＴはデータ間隔）
   に送信され、少なくともＮＴに等しい周期ＬＴを有し、
   かつ１≦ｉ≦Ｎ−１である各整数土に対し なる特性（但しａ　（ｎ）はｄ（ｎ）の複素共役値であ
   り、σ２は各送信データの電力を示す定数項である）を
   有するデータｄ　（ｎ）で構成される周期性複素トレー
   ニング信号を送信するエコー・キャンセラの収束時間減
   少方法において、 送信される前記トレーニング信号が更に、０≦ｉ≦Ｎ−
   １である各整数ｉに対し なる特性を有し、 前記トレーニング信号の少なくともＮ個のデータの送信
   後、送信された次のＬ個のデータによって次式 に従ってトランスバーサル・フィルタの係数を計算する （但しＣは計算の終りに得られるＮ個の係数のベクトル
   、 Ｏｏは初めのＮ個の係数のベクトル、 ｅＲ（ｎ）は前記差信号、 ’ｉ５”（ｎ）はトランスバーサル・フィルタに供給さ
   れる最後のＮ個のデータの複素共役値のベクトル） ことを特徴とするエコー・キャンセラの収束時間減少方
   法。 区　トランスバーサル・フィルタの前記初めの係数をゼ
   ロに設定し、かつ係数Ｃを次式（但しｅＲ（ｎ）は受信
   路において受信される信号）に従って計算する特許請求
   の範囲第１項記載の収束時間減少方法。 ＆　前記トレーニング信号のデータを、トランスバーサ
   ル・フィルタに供給するデータに対し少なくともｌデー
   タ間隔Ｔだけ遅延して送信路へ送信し、トランスバーサ
   ル・フィルタノ係数の個％Ｎをエコー通路のインパルス
   ・レスポンスの最大持続時間に対応する個数より少なく
   とも１だけ大きい個数に選定し、係数の計算の終端に、
   計算した第１係数又は計算した一つの補足係数を、計算
   した他の係数から導出してトランスバーサル・フィルタ
   の所望の係数を形成する特許請求の範囲第１又は２項記
   載の収束時間減少方法。 番　前記トレーニング信号のデータｄ（ｎ）を、それぞ
   れが周波数１　／　Ｔで同期して発生する＋１及び−１
   エレメントを含む最大長さＬの２つの同一擬似ランダム
   系列から形成し、これら２つの同一擬似ランダム系列を
   データ間隔Ｔの個数にだけ互にシフトし、瞬時ｎＴにお
   ける各データａ　（ｎ）の実成分及び虚成分を同一瞬時
   における前記２つの擬似ランダム系列におけるエレメン
   トの値の加算及び減算（又は減算及び加算）によってそ
   れぞれ得る特許請求の範囲第１乃至８項中のいずれか一
   項記載の収束時間減少方法。 前記２つの擬似ランダム系列の長さＬをＬ≧２Ｎ＋１に
   選定し、かつ前記２つの擬似ランダム系列の間のシフト
   をに＝（Ｌ−１）／２となるよう選定する特許請求の範
   囲第４項記載の収束時間減少方法。 ＆　周波数１　／　Ｔの同一信号によって同期され、か
   つデータ間隔Ｔの個数にだけ互にシフトされるよう初期
   設定信号により初期設定された２つの同一擬似ランダム
   系列を発生する２個の同一の擬似ランダム系列発生器を
   備え、これら２個の擬似ランダム系列発生器を符号化回
   路に接続してトレーニング信号における各データｄ（ｎ
   ）の実成分が虚成分を形成する構成としたことを特徴と
   する特許請求の範囲第４又は５項記載のトレーニング信
   号の発生装置Ｉ　トレーニング信号の周期ＬＴのデータ
   ｄ（ｎ）の実成分及び虚成分を蓄積するメモリと、これ
   らデータを周波数１　／　Ｔで読出す手段を備えたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第４又は５項記載のトレー
   ニング信号の発生装置０