JPS6155812B2 - - Google Patents
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- JPS6155812B2 JPS6155812B2 JP15612078A JP15612078A JPS6155812B2 JP S6155812 B2 JPS6155812 B2 JP S6155812B2 JP 15612078 A JP15612078 A JP 15612078A JP 15612078 A JP15612078 A JP 15612078A JP S6155812 B2 JPS6155812 B2 JP S6155812B2
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- tap coefficient
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- signal
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 16
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 8
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２線式全２重通信データモデム用エ
コーキヤンセル装置、特にボーレートで動作する
エコーキヤンセル装置に関するものである。
コーキヤンセル装置、特にボーレートで動作する
エコーキヤンセル装置に関するものである。
２線式全２重データモデム用エコーキヤンセル
装置とは、公衆電話網のような２線式区間を含む
ような通信回線において全２重通信を行うデータ
モデムに付属して用いられる装置である。
装置とは、公衆電話網のような２線式区間を含む
ような通信回線において全２重通信を行うデータ
モデムに付属して用いられる装置である。
上記のような回線においては、モデムから送信
された信号は、回線内に存在する２線−４線変換
のためのハイブリツド回路において、一部反射さ
れ再び当該モデムにまで戻つてくる。これを、エ
コー信号と称する。全２重通信では、モデムの送
信部と受信部は同時に動作するので、このエコー
信号は、受信部に妨害を与える。
された信号は、回線内に存在する２線−４線変換
のためのハイブリツド回路において、一部反射さ
れ再び当該モデムにまで戻つてくる。これを、エ
コー信号と称する。全２重通信では、モデムの送
信部と受信部は同時に動作するので、このエコー
信号は、受信部に妨害を与える。
２線式全２重データモデム用エコーキヤンセル
装置は、送信部から送信シンボル系列を受け、擬
似エコー信号を作り出し、これをエコー信号の混
入した受信信号から引きさることにより、ほとん
どエコー信号の除去された信号を得るのが、その
主要な機能である。
装置は、送信部から送信シンボル系列を受け、擬
似エコー信号を作り出し、これをエコー信号の混
入した受信信号から引きさることにより、ほとん
どエコー信号の除去された信号を得るのが、その
主要な機能である。
この機能を実現するための従来の方式として
は、対向する２台のモデムの送信ボーレートクロ
ツクが同期しているものとの前提のもとに、その
同期したボーレートにおいてデータモデム用エコ
ーキヤンセル装置を動作させる方式がある。
は、対向する２台のモデムの送信ボーレートクロ
ツクが同期しているものとの前提のもとに、その
同期したボーレートにおいてデータモデム用エコ
ーキヤンセル装置を動作させる方式がある。
しかしながら、この前提を満たすためには、２
台のモデム間で同期を確立する手順とそのための
装置が新たに必要となる。
台のモデム間で同期を確立する手順とそのための
装置が新たに必要となる。
本発明の目的は、ボーレートで動作し、かつ対
向するモデム間での送信ボーレートクロツクの同
期確立を必要としない２線式全２重通信データモ
デム用エコーキヤンセル装置を提供するにある。
向するモデム間での送信ボーレートクロツクの同
期確立を必要としない２線式全２重通信データモ
デム用エコーキヤンセル装置を提供するにある。
その目的を達成するため、本発明の２線式全２
重通信データモデム用エコーキヤンセル装置は、
送信シンボル系列を入力とするトランスバーサル
フイルタ、上記トランスバーサルフイルタの出力
信号を受信信号から引算する引算器、上記引算器
の出力を受信ボーレートクロツクでサンプルする
サンプラ、上記サンプルの出力信号を判定する判
定器、上記判定器の入出力信号の差信号から上記
トランスバーサルフイルタのタツプ係数を修正す
るタツプ係数修正回路、送信ボーレートクロツク
と受信ボーレートクロツクとの位相差を検出する
位相比較器、上記位相比較器により検出された位
相差が＋２πもしくは−２πを越えたとき、それ
ぞれその位相差の極性に基き、上記トランスバー
サルフイルタのタツプ係数を右または左へ一段シ
フトするタツプ系数シフト回路とを備えることを
特徴とするものである。
重通信データモデム用エコーキヤンセル装置は、
送信シンボル系列を入力とするトランスバーサル
フイルタ、上記トランスバーサルフイルタの出力
信号を受信信号から引算する引算器、上記引算器
の出力を受信ボーレートクロツクでサンプルする
サンプラ、上記サンプルの出力信号を判定する判
定器、上記判定器の入出力信号の差信号から上記
トランスバーサルフイルタのタツプ係数を修正す
るタツプ係数修正回路、送信ボーレートクロツク
と受信ボーレートクロツクとの位相差を検出する
位相比較器、上記位相比較器により検出された位
相差が＋２πもしくは−２πを越えたとき、それ
ぞれその位相差の極性に基き、上記トランスバー
サルフイルタのタツプ係数を右または左へ一段シ
フトするタツプ系数シフト回路とを備えることを
特徴とするものである。
以下、実施例について詳細に説明する。
第１図は、本発明の実施例のブロツク線図であ
る。
る。
１は、送信シンボル系列ａkを入力するトラン
スバーサルフイルタであり、そのタツプ係数ベク
トルをｃとする。１１は、ａkを蓄える右方向へ
シフト可能なシフトレジスタ、１２はｃを蓄える
左右両方向へシフト可能なシフトレジスタであ
る。２はトランスバーサルフイルタ１の出力及び
ローパスフイルタ９の出力を入力とする引算器で
ある。３は引算器２の出力を入力とし、受信ボー
レートクロツクでサンプリングを行うサンプラで
ある。４は、サンプラ３の出力を入力とし、受信
シンボルの判定を行う判定器であり、その出力は
判定受信シンボルである。５は、サンプラ３の出
力及び判定器４の出力を入力とするタツプ係数修
正回路である。６は、送信ボーレートクロツク
R1及び受信ボーレートクロツクR2を入力する位
相比較器である。７は、位相比較器６の出力を入
力とするタツプ係数シフト回路である。８は送信
シンボル系列ａkを入力とするローパスフイルタ
である。９はハイブリツド回路１０の出力を入力
とするローパスフイルタである。１０は、ローパ
スフイルタ８及び９に接続されるハイブリツド回
路である。
スバーサルフイルタであり、そのタツプ係数ベク
トルをｃとする。１１は、ａkを蓄える右方向へ
シフト可能なシフトレジスタ、１２はｃを蓄える
左右両方向へシフト可能なシフトレジスタであ
る。２はトランスバーサルフイルタ１の出力及び
ローパスフイルタ９の出力を入力とする引算器で
ある。３は引算器２の出力を入力とし、受信ボー
レートクロツクでサンプリングを行うサンプラで
ある。４は、サンプラ３の出力を入力とし、受信
シンボルの判定を行う判定器であり、その出力は
判定受信シンボルである。５は、サンプラ３の出
力及び判定器４の出力を入力とするタツプ係数修
正回路である。６は、送信ボーレートクロツク
R1及び受信ボーレートクロツクR2を入力する位
相比較器である。７は、位相比較器６の出力を入
力とするタツプ係数シフト回路である。８は送信
シンボル系列ａkを入力とするローパスフイルタ
である。９はハイブリツド回路１０の出力を入力
とするローパスフイルタである。１０は、ローパ
スフイルタ８及び９に接続されるハイブリツド回
路である。
以下、本実施例の動作説明を行う。トランスバ
バーサルフイルタ１の出力ｙkは、 ａi：ｉ番目の送信シンボル ｃi：ｉ番目のタツプ係数 Ｍ：タツプ数 と表される。このykを擬似エコー信号とい
う。また、真のエコー信号Zkは、 と表される。ただしriは、エコー信号伝搬路の
インパルス応答ｒ（ｔ）を送信ボーレートクロツ
クR2でサンプルして得られるベクトルｒのｉ番
目の要素である。サンプラ３の出力と判定器４の
出力の差信号ekは、 ｂi：ｉ番目の遠端モデム送信シンボル ｂi：ｉ番目の判定受信シンボル ｎi：回線の雑音 と表せる。ただしｈiは遠端モデム送信信号伝
搬路のインパルス応答ｈ（ｔ）を受信ボーレート
クロツクR2でサンプルして得られるベクトルｈ
のｉ番目の要素である。
バーサルフイルタ１の出力ｙkは、 ａi：ｉ番目の送信シンボル ｃi：ｉ番目のタツプ係数 Ｍ：タツプ数 と表される。このykを擬似エコー信号とい
う。また、真のエコー信号Zkは、 と表される。ただしriは、エコー信号伝搬路の
インパルス応答ｒ（ｔ）を送信ボーレートクロツ
クR2でサンプルして得られるベクトルｒのｉ番
目の要素である。サンプラ３の出力と判定器４の
出力の差信号ekは、 ｂi：ｉ番目の遠端モデム送信シンボル ｂi：ｉ番目の判定受信シンボル ｎi：回線の雑音 と表せる。ただしｈiは遠端モデム送信信号伝
搬路のインパルス応答ｈ（ｔ）を受信ボーレート
クロツクR2でサンプルして得られるベクトルｈ
のｉ番目の要素である。
(3)式にいて、第１項はＭ個のタツプ系数Ｃがエ
コー伝送路のインパルス応答ｒと一致しないこと
から生じる成分、第２項は、遠端モデム送信信号
により生じる成分であり、もし遠端モデムの送信
部が休止中には存在しないものである。第３項
は、タツプ係数Ｃが無限個ではなく有限のＭ個し
か存在しないことによるエコーのうち消去不能な
部分を示す成分、第４項は回線の雑音による成
分、第５項は判定器の出力を示している。第５項
において、ｈpの大きさは省略されたAGC回路の
動作により通常は１となつている。
コー伝送路のインパルス応答ｒと一致しないこと
から生じる成分、第２項は、遠端モデム送信信号
により生じる成分であり、もし遠端モデムの送信
部が休止中には存在しないものである。第３項
は、タツプ係数Ｃが無限個ではなく有限のＭ個し
か存在しないことによるエコーのうち消去不能な
部分を示す成分、第４項は回線の雑音による成
分、第５項は判定器の出力を示している。第５項
において、ｈpの大きさは省略されたAGC回路の
動作により通常は１となつている。
もし、遠端モデム送信信号伝搬路において符号
間千渉が無ければ、ｈi＝０（ｉ≠０）であるか
ら、ｂkを判定したｂkが誤つていない限り、第２
項と第５項は完全に相殺する。実際には、多少な
りとも符号間千渉が存在するが、通常の伝送路に
おいては、ｈp≫ｈi（ｉ≠０）が成り立つから、
第２項と第５項は相当程度相殺されることが期待
できる。すなわち、差信号ｅkとして、たとえダ
ブルトークのときであつても、ほとんどシングル
トークのとき（このときは、第２項と第５項は存
在しない）に近いような信号が得られる。タツプ
修正回路５は、この差信号ｅkを用い、タツプ修
正式 ｃk+1＝ｃk＋αｅkａk (4) により、トランスバーサルフイルタ１のタツプ
係数ベクトルｃの修正を行う。ただし、αは修正
係数である。エコー信号伝搬路のインパルス応答
ｒ（ｔ）が時不変もしくは時間的にゆるやかに変
動する場合には、エコー信号伝搬路のインパルス
応答のサンプル値ベクトルｒもまたゆるやかに変
化することとなる。この状態で、もし送信ボーレ
ートクロツクR1と受信ボーレートクロツクR2が
同期していれば、αを適当な値に定めることによ
り、ｃはｒへ収束することとなり、エコー信号Ｚ
kを擬似エコーｙkによりほぼ完全に消去できるこ
とになる。
間千渉が無ければ、ｈi＝０（ｉ≠０）であるか
ら、ｂkを判定したｂkが誤つていない限り、第２
項と第５項は完全に相殺する。実際には、多少な
りとも符号間千渉が存在するが、通常の伝送路に
おいては、ｈp≫ｈi（ｉ≠０）が成り立つから、
第２項と第５項は相当程度相殺されることが期待
できる。すなわち、差信号ｅkとして、たとえダ
ブルトークのときであつても、ほとんどシングル
トークのとき（このときは、第２項と第５項は存
在しない）に近いような信号が得られる。タツプ
修正回路５は、この差信号ｅkを用い、タツプ修
正式 ｃk+1＝ｃk＋αｅkａk (4) により、トランスバーサルフイルタ１のタツプ
係数ベクトルｃの修正を行う。ただし、αは修正
係数である。エコー信号伝搬路のインパルス応答
ｒ（ｔ）が時不変もしくは時間的にゆるやかに変
動する場合には、エコー信号伝搬路のインパルス
応答のサンプル値ベクトルｒもまたゆるやかに変
化することとなる。この状態で、もし送信ボーレ
ートクロツクR1と受信ボーレートクロツクR2が
同期していれば、αを適当な値に定めることによ
り、ｃはｒへ収束することとなり、エコー信号Ｚ
kを擬似エコーｙkによりほぼ完全に消去できるこ
とになる。
以下、R1とR2が同期していない一般の場合に
ついて述べる。受信ボーレートクロツクR2を基
準とし、これに対し送信ボーレートクロツクR1
の位相が進みもしくは遅れると考えるものとす
る。
ついて述べる。受信ボーレートクロツクR2を基
準とし、これに対し送信ボーレートクロツクR1
の位相が進みもしくは遅れると考えるものとす
る。
このとき、エコー信号伝搬路のインパルス応答
ｒ（ｔ）をR1でサンプルして得られる系列ベク
トルｒは、R1の位相の進みに遅れに従つて以下
のように変動する。
ｒ（ｔ）をR1でサンプルして得られる系列ベク
トルｒは、R1の位相の進みに遅れに従つて以下
のように変動する。
第２図ａに示すようにR1の位相変動が±２π
を越えないときは、R2で計つた時点をｋ及びｋ
＋１、R1で計つた時点をｎ及びｎ＋１として、 なる関係がある。ただし、Ｚ（ｔ）及びｙ
（ｔ）は、それぞれ時点ｔでの真のエコー信号及
び擬似エコー信号、T1は送信ボーレート間隔、
T2は受信ボーレート間隔である。
を越えないときは、R2で計つた時点をｋ及びｋ
＋１、R1で計つた時点をｎ及びｎ＋１として、 なる関係がある。ただし、Ｚ（ｔ）及びｙ
（ｔ）は、それぞれ時点ｔでの真のエコー信号及
び擬似エコー信号、T1は送信ボーレート間隔、
T2は受信ボーレート間隔である。
ここで(6)，(7)式を、……ｎ＝ｋ−ｉとおいて書
き直すと、 ここで真のエコーと擬似エコーが等しくなるとい
うことは、恒等的にＺ（kT2）＝ｙ（KT2）が成立
するということである。またこの関係が任意の
｛ａk｝によつて成立する必要があるのでＺ
（kT2）＝ｙ（KT2）が成立するためには、 Ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1） (10) が成立しなければならない。
き直すと、 ここで真のエコーと擬似エコーが等しくなるとい
うことは、恒等的にＺ（kT2）＝ｙ（KT2）が成立
するということである。またこの関係が任意の
｛ａk｝によつて成立する必要があるのでＺ
（kT2）＝ｙ（KT2）が成立するためには、 Ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1） (10) が成立しなければならない。
また(8)式、(9)式についても同様の計算を行なえ
ば、以下の(11)式が成立しなければならないことが
わかる。
ば、以下の(11)式が成立しなければならないことが
わかる。
Ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1＋（T2−T1）） (11)
すなわち、(10)，(11)式が成立すれば、真のエコー
信号に等しい擬似エコー信号が作り出せることが
わかる。
信号に等しい擬似エコー信号が作り出せることが
わかる。
一般に、ｒ（ｔ）は、なだらかに変化し、｜
T1−T2｜も、極めて小であるから、(4)式におい
て修正係数αを適当な大きさに定めることにより ｃ〜ｒ (5) なる状態を実現することができる。
T1−T2｜も、極めて小であるから、(4)式におい
て修正係数αを適当な大きさに定めることにより ｃ〜ｒ (5) なる状態を実現することができる。
以上の説明は、第２図ａに示したようにR1と
R2が非同期ではあつても周波数自体は一致して
いる場合である。ところが、第２図ｂ，第２図ｃ
に示したように、R1とR2とが周波数までも異な
つている場合には、事情が異なつてくる。たとえ
ば、第２図ｂにおいてｎとｋとの関係をみると、
ｋはｎよりほぼ１周期（２π）近く先行し、ｎ＋
１に追いつかんとしている。さらにｋ＋１ではつ
いにｎ＋２を追いぬき、R1，R2が同期していた
とすれば、これと等しくあるべきｎ＋１を１周期
先行してしまつたことになる。すなわち、時点ｋ
とｋ＋１の間では位相変動が＋２πを越えたこと
になる。同様に、第２図ｂでは位相変動が−２π
を越えたことになる。第２図ｂもしくは第２図ｃ
に示すように、時点ｋから時点ｋ＋１の間でR1
の位相変動が＋２πもしくは−２πを越えたとき
は、(9)式がそれぞれ 及び となることにより、時点ｋ＋１にて達成すべき
タツプ係数の値は、それぞれ、 ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−（ｋ−ｉ）T1 ＋（T2−T1）−T1） （14） 及び ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1 ＋（T2−T1）＋T1） （15） となる。ｒ（ｔ）がなだらかに変化するといえ
ども、T1は、その変化の周期に対して大である
から、(4)式において修正係数αを、どのような大
きさに定めようとも、 ｃ〜ｒ (5) なる状態は、少なくともR1の位相変動が＋２
πもしくは−２πを越えたのちしばらくの間は、
実現されえない。
R2が非同期ではあつても周波数自体は一致して
いる場合である。ところが、第２図ｂ，第２図ｃ
に示したように、R1とR2とが周波数までも異な
つている場合には、事情が異なつてくる。たとえ
ば、第２図ｂにおいてｎとｋとの関係をみると、
ｋはｎよりほぼ１周期（２π）近く先行し、ｎ＋
１に追いつかんとしている。さらにｋ＋１ではつ
いにｎ＋２を追いぬき、R1，R2が同期していた
とすれば、これと等しくあるべきｎ＋１を１周期
先行してしまつたことになる。すなわち、時点ｋ
とｋ＋１の間では位相変動が＋２πを越えたこと
になる。同様に、第２図ｂでは位相変動が−２π
を越えたことになる。第２図ｂもしくは第２図ｃ
に示すように、時点ｋから時点ｋ＋１の間でR1
の位相変動が＋２πもしくは−２πを越えたとき
は、(9)式がそれぞれ 及び となることにより、時点ｋ＋１にて達成すべき
タツプ係数の値は、それぞれ、 ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−（ｋ−ｉ）T1 ＋（T2−T1）−T1） （14） 及び ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1 ＋（T2−T1）＋T1） （15） となる。ｒ（ｔ）がなだらかに変化するといえ
ども、T1は、その変化の周期に対して大である
から、(4)式において修正係数αを、どのような大
きさに定めようとも、 ｃ〜ｒ (5) なる状態は、少なくともR1の位相変動が＋２
πもしくは−２πを越えたのちしばらくの間は、
実現されえない。
このことについてもう少し詳しく述べる。(10)式
に示されたように時点ｋにおけるｉ番目のタツプ
係数Ｃiの理想解は、 Ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1） ＝ｒ（iT1＋ｋ（T2−T1）） となる。これはエコー伝搬路のインパルス応答
ｒ（ｔ）を、送信ボー間隔T1ごとにサンプルし
た値であるが、そのサンプル位相は時刻ｋが１進
むにつれ時間長でT2−T1づつ毎回移動してゆく
ものであると解釈することができる。ところが送
信ボー間隔T1と受信ボー間隔T2との差は対向す
る２台のモデムの水晶発振器の周波数によるもの
であるから、時刻ｋごとのサンプル位相の移動量
T2−T1は絶対量としては微少なものであり、関
数ｒ（ｔ）は、ボー間隔T1もしくはT2ごとにサ
ンプルしてみればそのサンプル値は様々であるも
のの、T2−T1程度の微少なサンプル位相のずれ
に対してはほとんど不変ということになる。
に示されたように時点ｋにおけるｉ番目のタツプ
係数Ｃiの理想解は、 Ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−ｉ）T1） ＝ｒ（iT1＋ｋ（T2−T1）） となる。これはエコー伝搬路のインパルス応答
ｒ（ｔ）を、送信ボー間隔T1ごとにサンプルし
た値であるが、そのサンプル位相は時刻ｋが１進
むにつれ時間長でT2−T1づつ毎回移動してゆく
ものであると解釈することができる。ところが送
信ボー間隔T1と受信ボー間隔T2との差は対向す
る２台のモデムの水晶発振器の周波数によるもの
であるから、時刻ｋごとのサンプル位相の移動量
T2−T1は絶対量としては微少なものであり、関
数ｒ（ｔ）は、ボー間隔T1もしくはT2ごとにサ
ンプルしてみればそのサンプル値は様々であるも
のの、T2−T1程度の微少なサンプル位相のずれ
に対してはほとんど不変ということになる。
従つて、タツプ係数Ｃiの理想解は極めてゆつ
くりと変動するわけで、(4)式に示したグラデイエ
ント法により十分満足すべき適応動作が行なわれ
る。
くりと変動するわけで、(4)式に示したグラデイエ
ント法により十分満足すべき適応動作が行なわれ
る。
ところがこの微少なサンプル位相の変動がたま
たま＋２πもしくは−２πを越えてしまうと、そ
の瞬間においては、（14）式もしくは（15）式に
示したごとく、タツプ係数Ｃiの理想解として
は、１ボー前の理想解に比べて関数ｒ（ｔ）のサ
ンプル位相がT1だけ大きく飛ぶことになり、ｒ
（ｔ）はサンプル位相の微少量T2−T1程度の変動
についてはなめらかであり、サンプル値もほとん
ど不変と見なせたとしても、T1なる大きな変動
に対してはそのサンプル値は大きく異なり、従つ
てタツプ係数Ｃiの理想解はわずか１ボーのうち
に大きな変化をこうむることになる。このような
大きな変化に対してグラデイエント法でただちに
適応動作が行なわれることは、まつたく期待でき
なくなつてしまう。
たま＋２πもしくは−２πを越えてしまうと、そ
の瞬間においては、（14）式もしくは（15）式に
示したごとく、タツプ係数Ｃiの理想解として
は、１ボー前の理想解に比べて関数ｒ（ｔ）のサ
ンプル位相がT1だけ大きく飛ぶことになり、ｒ
（ｔ）はサンプル位相の微少量T2−T1程度の変動
についてはなめらかであり、サンプル値もほとん
ど不変と見なせたとしても、T1なる大きな変動
に対してはそのサンプル値は大きく異なり、従つ
てタツプ係数Ｃiの理想解はわずか１ボーのうち
に大きな変化をこうむることになる。このような
大きな変化に対してグラデイエント法でただちに
適応動作が行なわれることは、まつたく期待でき
なくなつてしまう。
以上のような困難さが存在するため、従来の方
法では、やむを得ず、R1とR2の同期が確立され
たとの前提を設け、R1の位相変動が＋２πもし
くは−２πを越える可能性を除いたわけである。
法では、やむを得ず、R1とR2の同期が確立され
たとの前提を設け、R1の位相変動が＋２πもし
くは−２πを越える可能性を除いたわけである。
しかしながら、再び（14）及び（15）式に注目
すると両式は、それぞれ ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−（ｉ−１））T1 ＋（T2−T1）） （16） 及び ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−（ｉ＋１））T1 ＋（T2−T1）） （17） と変形される。これは、R1の位相変動が＋２
πもしくは−２πを越えたとき、 ｃi＝ｃi-1，２≦ｉ≦Ｍ （18） ＝０ ，ｉ＝０ 及び ｃi＝ｃi+1，１≦ｉ≦Ｍ−１ （19） ＝０ ，ｉ＝Ｍ のごとく、タツプ係数を右または左へ一段シフ
トすることにより、従来、不可能と考えられてき
たR1とR2が非同期の状態で ｃ〜ｒ (5) を、常に実現することが可能になることを示
す。
すると両式は、それぞれ ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−（ｉ−１））T1 ＋（T2−T1）） （16） 及び ｃi＝ｒ（kT2−（ｋ−（ｉ＋１））T1 ＋（T2−T1）） （17） と変形される。これは、R1の位相変動が＋２
πもしくは−２πを越えたとき、 ｃi＝ｃi-1，２≦ｉ≦Ｍ （18） ＝０ ，ｉ＝０ 及び ｃi＝ｃi+1，１≦ｉ≦Ｍ−１ （19） ＝０ ，ｉ＝Ｍ のごとく、タツプ係数を右または左へ一段シフ
トすることにより、従来、不可能と考えられてき
たR1とR2が非同期の状態で ｃ〜ｒ (5) を、常に実現することが可能になることを示
す。
すなわち、位相比較器６は、R1とR2の位相差
を検出し、タツプ係数シフト回路７は第２図に示
すように、R1の位相変動が＋２πもしくは−２
πを越えたときは、それぞれ（18）及び（19）式
に示すように、タツプ係数を右または左へシフト
するべく、シフトレジスタ１２へ右シフトパルス
もしくは左シフトパルスを与えるものである。
を検出し、タツプ係数シフト回路７は第２図に示
すように、R1の位相変動が＋２πもしくは−２
πを越えたときは、それぞれ（18）及び（19）式
に示すように、タツプ係数を右または左へシフト
するべく、シフトレジスタ１２へ右シフトパルス
もしくは左シフトパルスを与えるものである。
以上述べたように、本発明によりボーレートで
動作し、かつ対向するモデム間での送信ボーレー
トクロツクの同期確立を必要としない２線式全２
重通信データモデム用エコーキヤンセル装置が、
実現可能となつた。
動作し、かつ対向するモデム間での送信ボーレー
トクロツクの同期確立を必要としない２線式全２
重通信データモデム用エコーキヤンセル装置が、
実現可能となつた。
なお、本発明の実施例においては、ベースバン
ドモデルにて説明を行なつたが、これをパスバン
ドモデルにも拡張することができるのは勿論であ
る。
ドモデルにて説明を行なつたが、これをパスバン
ドモデルにも拡張することができるのは勿論であ
る。
第１図は、本発明の実施例のブロツク線図であ
り、１はトランスバーサルフイルタ、２は引算
器、３はサンプラ、４は判定器、５はタップ係数
修正回路、６は位相比較器、７はタツプ係数シフ
ト回路、８及び９はローパスフイルタ、１０はハ
イブリツト回路である。 第２図ａは、本発明の実施例において、R1の
位相差が±２πを越えない場合のタイムチヤー
ト、第２図ｂは、同じく＋２πを越えた場合の及
び第２図ｃは、−２πを越えた場合のタイムチヤ
ートである。
り、１はトランスバーサルフイルタ、２は引算
器、３はサンプラ、４は判定器、５はタップ係数
修正回路、６は位相比較器、７はタツプ係数シフ
ト回路、８及び９はローパスフイルタ、１０はハ
イブリツト回路である。 第２図ａは、本発明の実施例において、R1の
位相差が±２πを越えない場合のタイムチヤー
ト、第２図ｂは、同じく＋２πを越えた場合の及
び第２図ｃは、−２πを越えた場合のタイムチヤ
ートである。
Claims (1)
- １ 送信シンボル系列を入力とするトランスバー
サルフイルタ、上記トランスバーサルフイルタの
出力信号を受信信号から引算する引算器、上記引
算器の出力を受信ボーレートクロツクでサンプル
するサンプラ、上記サンプラの出力信号を判定す
る判定器、上記判定器の入出力信号の差信号から
上記トランスバーサルフイルタのタツプ係数を修
正するタツプ係数修正回路、送信ボーレートクロ
ツクと受信ボーレートクロツクとの位相差を検出
する位相比較器、上記位相比較器により検出され
た位相差が＋２πもしくは−２πを越えたとき、
それぞれその位相差の極性に基き、上記トランス
バーサルフイルタのタツプ係数を右または左へ一
段シフトするタツプ係数シフト回路とを備えるこ
とにより、ボーレートで動作しかつ対向するデー
タモデムが互いに送信ボーレートクロツクで同期
することを必要としないことを特徴とする２線式
全２重通信データモデム用エコーキヤンセル装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15612078A JPS5582551A (en) | 1978-12-15 | 1978-12-15 | Echo cancel unit for two line type duplex data communication modem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15612078A JPS5582551A (en) | 1978-12-15 | 1978-12-15 | Echo cancel unit for two line type duplex data communication modem |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5582551A JPS5582551A (en) | 1980-06-21 |
| JPS6155812B2 true JPS6155812B2 (ja) | 1986-11-29 |
Family
ID=15620748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15612078A Granted JPS5582551A (en) | 1978-12-15 | 1978-12-15 | Echo cancel unit for two line type duplex data communication modem |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5582551A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1175521A (en) * | 1980-04-09 | 1984-10-02 | David D. Falconer | Echo cancellation in two-wire full-duplex data transmission with estimation of far-end data components |
| NZ214905A (en) * | 1985-01-29 | 1988-09-29 | British Telecomm | Noise cancellation by adaptive filter compensates for timing variations |
-
1978
- 1978-12-15 JP JP15612078A patent/JPS5582551A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5582551A (en) | 1980-06-21 |
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