JPH07114403B2 - データ伝送装置における同期維持方法 - Google Patents

データ伝送装置における同期維持方法

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JPH07114403B2
JPH07114403B2 JP61276393A JP27639386A JPH07114403B2 JP H07114403 B2 JPH07114403 B2 JP H07114403B2 JP 61276393 A JP61276393 A JP 61276393A JP 27639386 A JP27639386 A JP 27639386A JP H07114403 B2 JPH07114403 B2 JP H07114403B2
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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデータ伝送システムに係り、特にかかるシステ
ムの全二重144kb/s加入者線路伝送システムにおける応
用に関する。
従来の技術及びその問題点 本発明は英国特許出願公開第2161676A号の発明の改良に
関する。
上記特許出願はデジタルデータを線路上をアナログ形式
で伝送するデータ伝送システムを記載している。その際
システム両端における同期を維持するためにデータの他
にパイロットトーンが送信される。このパイロットトー
ンはデータ信号に比較すると小さい振幅を有する。パイ
ロットトーンの周波数は固定されており、またデータの
ビット伝送速度に対して既知の、例えばビット伝送速度
の1/2などの関係を有している。その際パイロットトー
ンを追加しても帯域幅が広がることはない。データ信号
のサンプリングはローカルクロックに制御されて実行さ
れ、このローカルクロックの調整は検出したパイロット
トーンに応じてなされる。このパイロットトーンの検出
はデータ信号のサンプリング及び検出と同時になされ、
ローカルクロックを受信及び検出されたパイロットトー
ンと比較することによりローカルクロックのタイミング
の調整が比較結果に基いてなされ、これにより同期が維
持される。
本発明の目的は上記特許出願によるシステムを改良する
にある。
問題点を解決するための手段 本発明は、伝送されるデータはデジタル形式であるがそ
の各々のデジタルビットは線路上をアナログ形式で伝送
され；線路の両端での同期を維持するためデータと共に
パイロットトーンが送信され；パイロットトーンはアナ
ログ形式で伝送され、その際パイロットトーンの振幅が
データ信号の振幅と比較して小さくされ；パイロットト
ーンの周波数はデータビット伝送速度に対して既知のパ
イロットトーンをデータに追加しても帯域幅がほとんど
広がらないような周波数に固定されており；受信端にお
けるデータ信号のサンプリングは、データ信号の検出と
同時に検出されるパイロットトーンに応じて調整される
ローカルクロックによって制御されつつ実行され；該ロ
ーカルクロックの調整の際はローカルクロックは受信・
検出されたパイロットトーンと比較され、この比較の結
果に従ってローカルクロックのタイミングを調整するこ
とで同期が維持され；さらに受信側信号路には順に、線
路に接続されているハイブリッド装置からシンボルが印
加される低域波器と、ローカルクロックに制御されて
動作してシンボルの値を求めるサンプリング及び保持回
路と、該サンプリング及び保持回路の出力が印加される
アナログ−デジタル変換器と、サンプリング及び保持回
路の出力が入力される高域波器と、一の入力に高域
波器の出力が加えられ他の入力に擬似エコー発生回路か
らの入力信号が加えられる減算器からなることを特徴と
するデータ伝送装置を提供する。
実施例 以下本発明を実施例について、本発明を144kb/s加入者
線路に応用した例を示す図面を参照しながら説明する。
本発明になるシステムはPCM伝送速度を制御するマスタ
発振器を有するマスタ側と、クロック同期回路によって
マスタ側と同期されたスレーブ側とよりなる２つの端を
有する。このシステムを電話加入者線路として用いる場
合はマスタ側端は通常加入者線路回線の一部をなす電話
交換局になり、スレーブ側端が加入者側装置になる。か
かるシステムには２つの動作モード、すなわちトレーニ
ング状態及び定常状態が存在する。定常状態の方が簡単
なのでこれをまず説明する。
定常状態動作ではパイロットトーンの伝送はマスタ側か
らスレーブ側に対してのみなされ、マスタ側端でのサン
プリング位相は固定されている。この方向への信号の流
れを第１図及び第２図を参照しながら説明する。これら
の図はエコー打消伝送システムの送信部分及びスレーブ
側の受信部分を概略的に示している。逆のスレーブから
マスタへの方向ではパイロットトーンはトレーニング状
態でのみ使用され、スレーブ側パイロット送信回路及び
マスタ側パイロット再生回路は不動作とされる。
マスタ局用の送信回路を第１図に示す。この場合はデー
タはf0＝100kHzのボー速度で伝送され、また三元非ゼロ
復帰パルスが使われる。周波数f0＝100kHzのデータクロ
ックとサンプルデータの関係を第3A図及び第3B図にそれ
ぞれ示す。ここで使用したコードは米国特許第4539675
号で使われたような3B2Tであるが、本願の場合上記特許
で使用したと同じシンボル表記を使用していても同期ワ
ードが120データシンボル毎に生じる５つのシンボルを
有していて11110か又は11112である点が相異している。
第３図（Ｄ）のパイロットトーンは周波数がf0/2＝50kH
zの方形波であって、データとパイロットトーンとの位
相関係はパイロットトーンがデータビットエレメントの
真中の位置で変化するように選択されている。パイロッ
トトーンクロックを第３図（Ｃ）に示す。パイロットト
ーンはパイロットトーンクロックを２で分周することで
形成される。一般にPCMデータ信号形状は偶の対称性を
有さねばならず、パイロットトーンが追加された時点で
周波数f0/2のパイロットトーンの零交差点が伝送される
PCM信号の波形の中央に一致しなければならない。さら
にパイロットトーンはその零交差点に関して奇の対称性
を有しまたシンボル伝送速度の半分で送られるエネルギ
ーを含まねばならない。
パイロットトーンのPCMデータへの追加は第１図で演算
増幅器を使ったアナログ領域において、あるいは例えば
データ信号及びパイロット振幅の２の補数表示を使用し
てデジタル領域において実行される。
パイロットトーンのピーク振幅は144kbt/sの加入者線路
の場合加えた時点においてPCMデータ信号の1/4である。
しかしこの比は厳密である必要はなく、データ受信部及
びデータチャンネルのパラメータに適合するように選択
することができる。
低域波器はパイロットトーン付加回路とライン結合回
路との間に設けられて伝送データのスペクトルを制御す
ることにより干渉を制限する。この低域波器は線形位
相あるいは最小位相構成のものでアナログ形のものでも
デジタル形のものでもよい。デジタル形のものでは伝送
される信号を形成するのにデジタル−アナログ変換器が
必要である。この複合信号は次いでリニアレジスティブ
ハイブリッドを介してケーブルへ伝送される。
ここで第１図をより詳細に検討する。入来するデータは
データ符号化／スクランブル構成１に加えられて伝送デ
ータ中の自己相関及び両伝送方向の伝送間の相互相関が
除去される。符号化の結果、144kb/sの二進形状にフレ
ーム同期を加えたものに対応した100kボーの三元出力が
得られる。この出力は２つのデータラッチ（D1）及び
（D2）に加えられるが、その一方（D1）はデータの符号
に、また他方（D2）はデータの大きさに対応する。かか
る２つのラッチの出力はスリーレベルデジタル／アナロ
グ変換器２を制御し、この変換器２の出力は抵抗器R1を
経て演算増幅器３の一方の入力に供給される。
パイロットトーン100kHzで動作する（パイロットトーン
に位相ロックした）パイロットクロックから二分周回路
４によって取出され、トゥーレベルデジタル／アナログ
変換器５へ供給される。変換器５の出力は別の抵抗器R2
を経て増幅器33へ加えられ、これによりパイロットトー
ンがデータ信号に加えられる。この結合された信号は低
域波器６を介してレジスティブハイブリッド７へ加え
られ、これを介してラインへ出力される。
入来方向においては受信信号がハイブリッド７を介して
受信ブロック８へ加えられる。ブロック８は波とアナ
ログ／デジタル変換を含み、後述の如く制御されるボー
間隔サンプリングがなされる。
ブロック８の出力は擬似パイロットトーン発生及びエコ
ーキャンセラブロック９へ供給される。ブロック９はま
た「出」ないしGOパスからの第２の入力を有する。この
エコーの打消しはハイブリッドが実際には不完全であっ
てGO信号が受信側へいくぶん侵入してしまうことが理由
で必要となる。この第２の入力信号によりこの侵入して
きた信号が打消される。
ブロック９の出力はブロック10へ供給されて等化及びサ
ンプリングを行なう時間の検出がなされる。この検出結
果によりサンプリング時間制御ループ接続を介してブロ
ック８が制御される。ブロック10の出力はデータ復号及
びデスクランブルブロック11へ供給され、ブロック11か
らはさらに144kb/sのデータが出力される。
エコーキャンセラは出願人による上記米国特許第453967
5号に記載の如く動作する。ただし、本願では送信側ク
ロックと受信側クロックの関係はマスタ側においてエコ
ーキャンセラが作動される前に固定されている。これに
より、エコーキャンセラのデータ入力クロックと受信機
サンプルクロックとが重なる場合に生じる打消しの不連
続に対して回路を適合させる必要がなくなる。ブロック
９の構造は局部発生パイロットトーンを除去するため適
応係数を含むように変更されている。この係数の適応方
法及び適応速度は他の係数で使われているのと同じであ
り、推定係数誤差勾配に比例した評価によって係数を適
応させる。
擬似エコー発生器は受信信号から減算すべき信号を発生
し、この信号は送信された信号に対応する。この擬似エ
コー発生器は１〜ｎの係数を有する適応トランスバーサ
ルフィルタであり、先行のビットの数の各々に一つずつ
遅延要素Z-1,Z-2，…Z-nを含む。各々の要素は第１の乗
算器と、累算器と、第２の乗算器とよりなる組合わせに
対して供給を行なう。各々の累算器はZ-1の順方向遅延
を有する。
係数値は遅延要素（Z-1）中に２の補数として記憶さ
れ、第２の乗算器を使って遅延データシンボルが乗じら
れ、さらに減算器へ接続された出力を有する加算回路に
おいて加算される。減算器はキャンセラ出力サンプルを
等化器へ供給する。このサンプルは1/Cでスケールさ
れ、第１の乗算器において対応するシンボル値との相関
がとられ、遅延要素中に記憶されている計数値を増やす
のに使用される。
定常動作の場合はエコーキャンセラは単に時間的にほと
んど変化しないハイブリッド間インパルス応答の小さな
変化を追跡しさえすればよい。この場合、既製の符号更
新適応アルゴリズムを変形したものが適しており、係数
値は第１の乗算器での積の符号にのみ依存する最下位ビ
ットによって増加したり減少したりされる。この結果係
数累積器はアップダウンカウンタでよくなる。
局部発生パイロットトーンは別の係数発生回路によって
打消される。この係数発生回路では第１の乗算器は他の
同様な回路と同じくスケーラーを介した減算器の出力に
よって「駆動」されるが、回路中の乗算器への他の入力
は局部パイロットトーンから供給される。従って、一の
係数と他の係数との差は乗算器への遅延伝送データ入力
が50kHzのパイロットトーン周波数にトグルされた入力
によって置換えていることに対応している。
第２図は両方の局で使用される受信回路の詳細を示す。
図中、遠隔の局へ送るデータ信号を出力する局部送信部
21がハイブリッド22に、またエコーを打消すべく適応擬
似エコー発生器23へ接続されている。適応擬似エコー発
生器23の出力は減算器23Aヘ供給され、減算器23Aでは加
入者線路から入来する信号から送信データの「擬似発生
された」バージョンが減算される。
入来する信号はハイブリッド22から低域波器24を経て
サンプルアンドホールド回路25へ供給される。この回路
25は入来するデータビットをサンプル時間制御装置26に
よって制御されつつサンプルする。回路25の出力はアナ
ログ−デジタル変換器27及び高域波器28を経て減算器
23Aへ送られる。減算器23Aの出力は自動制御利得回路35
へ送られ、回路35の出力は適応プリカーソル等化ブロッ
ク29を経てブロック30へ送られる。本発明における改良
の一はこの高域波器に関している。
ブロック30は適応判定帰還等化器及びパイロットトーン
エリミネータであり、パイロットトーン位相基準回路32
からの入力を有する。ブロック30からの出力はモードセ
レクタ31の一の入力を形成し、この入力が通常の動作に
おいて使われる。スレーブ側局の定常状態動作ではモー
ドセレクタ31はブロック30の出力をサンプル時間制御装
置26へ接続する。このためブロック30はスレーブ側の受
信側のサンプリング時間を制御する。
受信機はさらに従来の電鈴と同様な、入来信号に応答す
る「ウェイクアップ」検出回路33を含む。
受信機はさらにスレーブ側で受信された中から入来して
いるパイロットトーン位相を求める「トレーニング」パ
イロット位相検出器34を含む。これは局部パイロットト
ーン位相基準32を参照して行なわれ、検出結果はトレー
ニングモードの場合モードセレクタ31を介して制御装置
26へ加えられる。このように上記動作は本ループ回路を
セットアップするのに効果的である。
ブロック34中のタイミング抽出回路は複合受信信号を変
換器27に先行する回路25でサンプリングするタイミング
を調整する。
定常状態モードではデータ伝送及びタイミング抽出は両
方向についてセットアップされている。データにパイロ
ットトーンを加えた信号はマスタ側からスレーブ側へ送
られ、またデータのみがスレーブからマスタ側へ送られ
る。スレーブ端におけるサンプリング位相はスレーブ端
に設けられた水晶発振回路（図示せず）で生じた周波数
を分周することで定められる。上記周波数は今の場合1
2.8MHzでこれを128で分周することで100kHzが得られ
る。スレーブ端受信機サンプリングクロックはスレーブ
端送信クロックと常に一致されている。
スレーブ側水晶発振器の周波数はマスタ側発振器に対し
てドリフトすることがあり、このためクロックを同期さ
せるために100kHzクロックの立下り端と立上り端との間
の時間を定期的に拡げたり縮めたりしてやる必要があ
る。このため、サンプリングの位相が入来データに対し
て進んだ場合はクロックサイクル間の周期が12.8MHzク
ロックで129サイクルまで拡げられ、一方サンプルクロ
ックが遅れた場合は周期は127クロックサイクルまで縮
小される。この拡大あるいは縮小はサンプリングされた
入力に従ってなされ、その際この入力はスレーブ側エコ
ーキャンセラで処理された場合フレーム同期ワードの最
終的ゼロ振幅シンボルとの間でたたみ込まれたハイブリ
ッド間インパルス応答の最上位非ゼロ成分を含む。同期
ワードは一意的でありいくつかの連続するゼロシンボル
を含む。
スレーブ側における送信及びサンプル時の同時的なシフ
トの直後に続くサンプルではエコーキャンセラによって
なされたエコーの推定は伝送データと位相変化に対する
ハイブリッド間インパルス応答の微分とのたたみ込みの
和の分だけ狂っている。ハイブリッド間インパルス応答
の微分の初めの４項がこの誤差の主要な原因であり、こ
れはゼロ振幅のシンボルを送信することで短時間伝送を
休止してやることにより除去できる。125シンボル毎に
生じる４つの連続したゼロ振幅シンボルを含む同期ワー
ドを選択する理由は1/128シンボル周期の144kbt/s加入
者線路用途に非常に良く適合しているためである。
サンプリング位相の調整方向はサンプリング点において
パイロットトーンのゼロ交差点がサンプリング点より進
んでいるか遅れているかによって決定される。タイミン
グ抽出により信号がサンプリングされる点の位置はパイ
ロットトーン波形がゼロ交差する点に対して位置調節さ
れる。
以下スタートアップ及びトレーニングモードを手短かに
説明する。初めにシステムを「ウェイクアップ」させ両
端を同期化してシンプレックストランスミッションバー
ストの公知のプログラムが使えるようにする必要があ
り、これによりどちらの側もいつ送信していつ受信すべ
きかを知ることができる。
この「ウェイクアップ」シグナリングは簡単な送信トー
ンを使用することができ、同調したしきい値の比較によ
って検出することができる。一の例ではウェイクアップ
信号は＋＋−−シーケンスのくりかえしを使う。これは
A/D変換器出力を（１−Z-2）の応答を有する波器を介
して供給し、得られた８入力サンプル分の出力を加算
し、さらにこの和をしきい値と比較することで検出す
る。４回の連続した加算でこのしきい値が超えられた場
合「ウェイクアップ」は有効であるとされる。
スレーブ側のスタートアップシステム制御はウェイクア
ップ信号加算結果が「ウェイクアップ」しきい値より下
に下った時点より開始される。スレーブ側の呼をイニシ
ャライズするのにも同じ「ウェイクアップ」信号がスレ
ーブ側からマスタ側に向って送信され、その際同一の検
出技術が使用される。スレーブ側は次いでマスタ側から
「ウェイクアップ」信号が戻ってきて同期化がなされる
のを待つ。「ウェイクアップ」の後、マスタ側からスレ
ーブ側へパイロットトーンが512シンボルに相当する期
間送信される。スレーブ側ではその間にサンプリング位
相の調整を行ない、その際シンボル16個毎にシンボル周
期の1/32に相当する振幅の位相ステップがとられる。次
いでパイロットトーンがスレーブからマスタの方へ同一
の期間送信される。マスタ側はその際サンプリング時間
をスレーブに対して同様に調整し、さらにこの伝送され
る信号位相に対するサンプリング位相の関係がロックさ
れる。
次いで第２回目の調整サイクルが実行され、パイロット
トーンが各方向に512シンボル分の期間相次いで送信さ
れ、1/128の位相ステップを用いた微調整がなされる。
このように、位相同期は迅速に行なわれ、また交換局側
ではその通話の間それ以上の調整は不要である。
この後トレーニング期間が開始され、データのバースト
が両方向へシンプレックスで送られる。マスタからスレ
ーブに向けてトレーニングデータパルスパイロットトー
ンが送信され、この期間マスタ側キャンセラはスレーブ
側等化器についてトレーニングされまたスレーブ側のタ
イミング抽出がなされる。遠隔信号がない場合、キャン
セラ係数の摂動は減少し、キャンセラの適応速度を決定
するスケーラー（1/C）は例えば1/256などの大きな値に
増加される。同様にスレーブ側等化器もデータ信号とパ
イロットトーンとを受信し、AGC安定化の後等化係数の
適応がイネーブルされる。
二進データの伝送方向は次いで反転されるがパイロット
トーンはマスタ側からスレーブ側へ送信されたままにさ
れ、この状態でスレーブ側等化器はパイロットトーンタ
ップの適応を継続し同時に値ゼロの判定を連続して行な
い、これにより他の係数をディスエーブルする。このよ
うに、タイミングの抽出はマスタ側からスレーブ側へ向
って先に説明した如くパイロットトーン係数の符号に制
御されて継続される。次いでスレーブ側キャンセラとマ
スタ側等化器の適応が前記トレーニングバーストの場合
と同一の期間イネーブルされる。低レベルパイロット信
号の存在によるスレーブ側キャンセラ係数の摂動がその
精度に著しい影響を与えることはない。
かかる２回にわたるシンプレックス期間の後多レベル符
号を用いた定常的全二重動作が開始される。キャンセラ
の適応は例えばサインオンリーアダプテーションアルゴ
リズムなどを使ったはるかに遅い速度でイネーブルされ
る。
以下、本発明の変形例について説明する。かかる変形は
様々な側面に関係している。その第１は加入者端におけ
る同期ワードの使用における改良であって、A/D変換器
のサンプリング時間における小さなステップに起因する
トランジェントエコー打消誤差を制御する能力に関係す
るワード有効長を倍増させることができる。第２点は第
２図のブロック28の高域波器の定義及び位置である。
この波器は３つの機能、すなわち（ａ）DCオフセット
の除去、（ｂ）パルス応答テールの短縮、及び（ｃ）受
信信号と雑音成分の別を行なう。さらに、この波器
は送信機中でも受信機中でも、あるいはそれらの間に分
割して設けてあってもよく、そのため雑音に対する感
度、伝送信号の振幅分布及び伝送信号の周波数スペクト
ルは特定の動作環境に適するように変更することができ
る。
第３の追加はパイロットトーン係数をデジタル位相ロッ
クループを制御する位相弁別器として使う改良された方
法に関する。第４の追加はパイロットトーン係数によっ
て駆動されるデジタル位相ロックループの改良された制
御を与える別の構成に関する。第５の追加はパイロット
トーンをトレーニングの後も使用することを回避でき
る、デジタル位相ロックループを制御するパイロット係
数の別の使用方法に関係し、これはシステムのマスタ側
端でもスレーブ側端でも使える。この方法は本質的には
米国特許第4539675号に記載のトラッキング方法の変形
であるが、トラッキング点を最初に見つけ出すのにパイ
ロットトーンを使用している。第６の追加はエコーキャ
ンセラ及び等化器に使われる適応波係数の別の構造に
関し、ハイブリッド間ないし伝送インパルス応答の減衰
テールをあらわすのに使われるタップを挿入することに
より、同程度のエコー打消しあるいは等化を行なうのに
必要な回路の大きさを減少させることを可能にする。
まず上記第１点について考察する。本システムはエコー
キャセンラを使用しており、その際既知のデータシーケ
ンスに対応するハイブリッド間信号成分がケーブルの他
端へ送られ、そこで受信データ信号から減算によって除
去される。これは論理回路を使ってデジタル的になされ
る。送信されたデータは上記米国特許第4539675号に記
載の伝送スキームと同じく受信データ上に重畳される。
加入者側端ではエコーキャンセラは適応トランスバーサ
ルフィルタ、すなわち第２図ブロック23に示す如き擬似
エコー発生器よりなり、これにソースデータが入力され
る。このエコーキャンセラは伝送データシンボル毎に１
つの入力を与えられてその出力にデータシーケンスと適
応波器係数とのたたみ込みを出力する。
また並列信号路（ハイブリッド間パス）が存在し、送信
されるデータシンボルは成形され、デジタル−アナログ
変換器を使って連続信号に変換され、ハイブリッドを経
てケーブル上へ出力される。このハイブリッドはまた同
時に交換局側からの信号も受信し、この信号は次いで低
域波器，サンプルアンドホールド回路，及びA/D変換
器と等価な回路によってサンプルデータ信号に変換され
る。変換器の出力は交換局側送信機の正規シンボル速度
と等しい周波数の12ビットデジタルワードである。
「エコー打消し」を行なうに先立ち信号Z-1を１シンボ
ル期間分の遅延として（１−Z-1）／（１−kZ-1）の形
の高域波器を通される。以下この波器を詳細に説明
するが、ｋの好ましい値は0.5又は0.75である。
擬似エコー発生器で推測された不要な局部信号成分は高
域波器出力から減算される。これがエコー打消作用で
ある。擬似エコー発生器の係数がハイブリッド間信号路
のパルス応答に適合するならば伝送信号による望ましく
ない干渉は除去できる。しかし、スレーブ側の水晶発振
器がマスタ側の水晶発振器に対してわずかな周波数の偏
移を有するためクロックの同期を維持するのにデジタル
位相ロックループが使用される。この場合、サンプリン
グ時間及び送信時間を選択するのに使われるシンボル周
期クロックはスレーブ／加入者側水晶発振周波数を正規
の除数、今の場合128で分周してやることで得られる。
このサイクルの数はサンプリング時間制御回路に従って
増減されスレーブ側サンプリングがマスタ側の送信デー
タに追従するようにされる。
スレーブ側端における送信クロック及びサンプリング時
間クロックの同時的な時間シフトの後の最初の擬似エコ
ー発生器による評価は時間シフトがなされる直前にケー
ブル上へ送信されたデータシーケンスとその時間変化の
間のハイブリッド間パルス応答とのたたみ込みに相当す
る量だけ狂っている。1/128シンボル相当の時間シフト
について計算してみると、かかる干渉によりケーブルパ
ルス減衰が30dBの場合受信データに時々誤りが生じるこ
とが示される。このような干渉は、位相ステップの後で
伝送されるデータシンボルが位相ステップより前に存在
していたのと同一の、新たなA/Dサンプリング時間に対
する同じ関係を有しているため、以降に生じるデータ期
間においては減少する。そこで位相ステップの前に送信
されたデータシンボルと位相ステップの後のA/Dサンプ
リング時間との関係のみが変化する。
この問題はサンプリング時間を一連のゼロ要素の送信の
後にのみ変化させるようにすることで解決される。この
ゼロ値データはフレーム同期に使われるワードでもあ
る。明らかに、ラインコードが１であれば同様な結果を
得ることができ、その場合ゼロ値データシンボルのスト
リングが生じる。
受信側サンプリング時間及び送信側クロックにおける位
相ステップに起因する残留ノイズの効果についてこの変
化を受信される同期ワードの最初のゼロと整列させるこ
とによりさらに不感性を獲得することができる。サンプ
ル時間のステップに起因するノイズのバーストは伝送さ
れているデータに対してたたみ込まれた、ステップの増
加の際のハイブリッド間応答の微分に依存している。こ
のように、かかるノイズの大部分は同期ワードの形のゼ
ロ要素のシーケンスの伝送を位相ステップと整列させる
ことにより除去できる。しかし、ゼロシーケンスが余り
に短いと位相ステップによるノイズ成分のいくつかは残
り、その振幅はデータシーケンスに依る。3B2Tコードで
はデータシーケンスはスクランブルされていて非常にラ
ンダムになっている。そこで最小の語長の同期ワードで
はこのノイズがしきい値を超えてデータ要素の検出に誤
差を生じる可能性がわずかながらある。しかし、受信さ
れるデータ要素が既知で、あるかなりの確実さで予測で
きる場合、同期ワードに関してはこの中に時々生じる誤
りは検出することができ、判定帰還等化器へ帰還される
判定によってオーバーライド（over-ride）される。こ
のようにより判定帰還過程により誤りがそれ以上伝播す
るのが防止される。同期ワードがデータシーケンス中の
正しい位置で正しく検出されることがフレーム同期検査
回路において「コンフィデンスカウント」を増やすのに
使われる。上記の如き誤りの検出がされると「コンフィ
デンスカウンタ」は減らされ、ゼロになると同期ワード
の位置が見失なわれたものとしてサーチモードが開始さ
れる。このカウンタが４を超えている場合同期は確立さ
れていると見なされる。カウンタ値の上限は63にセット
されているがこの値は厳密である必要はなく、個々のシ
スムテの時定数に合うように選択される。
等化器による、同期ワードの位置に関するあらかじめわ
かっている知識に基いた誤った判定を検出する能力、従
って正しい同期ワードに対する誤って受信された同期ワ
ードのカウントをする能力は同期ワードの位置を確認す
るのに、等化器が誤りの伝播を防止するのに使われてい
るが、なお維持することができる。
この技術は位相ステップが伝送クロック及び受信サンプ
ル時間と同時に生じるスレーブ側端でしか使えない。ま
た三元信号送信の始めに短時間システムのマスタ側にお
いてフレーム同期をクオリファイするのを遅らせても有
利である。これはランダムな位置におけるこの知識なし
に送信を始めた後スレーブ側から送信された同期ワード
の位置をシフトさせて受信同期ワードの正しい位置に整
合させねばならないためである。あるいは、同期は三元
信号送信が始まる前に信号を二進トレーニングシーケン
スに導入することにより、あるいはスレーブからマスタ
への三元送信をスレーブがフレーム同期を達成するまで
引延ばすことで達成することもできる。
またこの技術はマスタ側において同期ワードを受信して
いる際に生じるかも知れない誤りのバーストを制圧する
のにも使え、判定帰還等化器中の誤りが拡がるのを防止
するのに役立つ。このことは公知である。
次に、高域デジタル波器（第２図28）の構成と位置を
考察する。上記の如く送信したいデータは符号化された
後パルス成形回路に供給される。この回路は幅が1/Nシ
ンボル周期で振幅が＋1,0,あるいは−１のシンボルによ
り励起されてシンボル速度のＮ倍の速度で動作する有限
インパルス応答波器として作用する。最も簡単な場
合、この波器は幅が１シンボル周期の矩形パルスを生
じる。しかし伝送信号スペクトルを制御するにはより複
雑なパルス成形回路が使われる。この回路は隅の対称性
を有する孤立した「１」パルスを生じ、このパルスは
（再現された側波帯の除去を後）直流とデータのボー速
度の半分の周波数を超えるが一般にパルス成形波器の
サンプリング周波数の1/4よりも低い周波数の間に周波
数が制限されている。
第１図のパイロットトーン発生回路２は最も簡単な場合
偶対称データパルスの真中で状態を変化する、一連の交
互に連続するデータ要素＋1,−１よりなるトーンを発生
する。これは第２図の如く波できる。あるいはデジタ
ル回路により、パイロットトーンは純粋な正弦波に極め
て近い一連の離散的サンプルとして形成することもでき
る。
次に第４図に示す送信側の簡単な実施例を考察する。こ
の例は第１図のものとは異なっている。すなわち、ソー
スデータSiがパルス成形回路21を介して加算器32の一の
入力に加えられ、また加算器32の他の入力にはパイロッ
トトーン発生回路23の出力が加えられている。加算器の
出力は特性（１−Z-1）／（１−hZ-1）を有する波器2
4を介してD/A変換器25へ加えられ、変換器25の出力は低
域波器26,線形増幅器27及びハイブリッド28を経てラ
インへ出力される。第４図は高域波器24を使っている
が、最も簡単な場合はかかる波器は第１図の如く省略
することができる。波器が送信側で使われない場合は
加算器から出力される一連のデータ値はD/A変換器に直
接に供給される。かかる波器は第４図に示す如く伝送
信号の特性を変化させるのに使用できる。これを受信側
の高域波器の説明と組合わせて次により詳細に説明す
る。
最も簡単なシステムではデジタル高域波器は受信路、
すなわち第２図ブロック28中にしか含まれない。この
波器は（１−Z-1）／（１−kZ-1）の形をしており、Z-1
はシンボル周期分の遅れをあらわしている。この波器
は第５図に示すように各々１ワードのデータを記憶する
２つの遅延回路を用いて構成される。第１の回路は分子
の機能を果し、これは受信データの１シンボル周期にわ
たる微分に相当する。第２の回路は分母の機能を果し、
微分器出力の損失性積分を実行する。ｋ＝0,1/2,3/4の
各値についての波器周波数特性を第６図に示す。ｋが
０≦ｋ＜１の場合、波器は受信信号からA/D変換及び
／又は算術的桁切捨てによる直流成分を全て除去する。
この波器のより重要な目的は伝送パルスのテールが減
少していく速さを速めることにあり、従ってエコーキャ
ンセラ／等化器中のタップの数も減少される。
ｋ＝０の値では波器は前記米国特許第4539675号のも
のと同じになり、エコーキャンセラ等化器の長さの減少
は最大になる。一方、受信機の高周波数ノイズ源及び端
末近傍でのクロストークに対する感度が同様なシステム
よりも高くなることにより費用は高くなる。費用対性能
比がより低い、パルス長を著しく減少させるｋの値はｋ
＝0.5又は0.75である。
受信機中に設けられた波器はまた送信路中に設けても
よい。この場合受信機の波器は非常に長い時定数を有
する。送信用波器の係数がｋ＝1/2、また受信用波
器が係数ｋ＝63/64である場合、受信用高域波器の出
力における全体的なパルス応答は係数ｋ＝0.5の受信用
波器のみを用いた場合に得られる応答に近くなる。
この波器を送信側にも設けることの利点はケーブル上
のノイズ環境及びケーブルに必要な信号特性如何に依っ
ている。同様な遠隔の送信機から送られて受信されたパ
ルスのエポック振幅と比較したA/D変換器入力における
信号の最大エクスカーションが重要なパラメータにな
る。これは波形のピーク対RMS比として定義される受信
信号の波高因子に密接に関連している。
送信機で波係数ｋ＝１である場合、送信されたシンボ
ルはダイパルスでありコードスペクトルは周知のオルタ
ネートマークインバージョンと等しくなり、これと同一
の特性を有する。A/D変換器入力における信号の波高因
子はパルスエポックの同一サイズ振幅の未波ランダム
三元信号よりも約6dB低い。送信機において波係数が
ｈ＝0.5の場合符号の低周波成分もまたかなり減少し、
送信信号の波高因子は未波ランダム三元データの場合
と比較して約3dB減少する。
高域波器は送信機を受信機で均等に分割することがで
き、ｈ＝ｋ＝3/4の波係数で送信機波高因子がある程
度減少できかつ受信機側での低周波数混信阻止を維持す
ることが可能である。
次いでタイミング抽出を制御するパイロットトーン係数
の使用について考察する。出願人による上記英国特許出
願第2161676A号はパイロット係数を等化器に導入して理
想的サンプリング時点からタイミングがずれるにつれて
増大する振幅を有する位相弁別器として作用させる技術
を開示している。上記出願においてはパイロット係数の
符号のみがフレーム同期ワード周波数で規定される間隔
で使用され、A/D変換器のサンプリング時間はシンボル
周期の1/128だけ前方又は後方へステップされる。
また２次制御を使うことにより制御精度の向上及び位相
ジッタの減少がもたらされる。この場合は位相ステップ
はパイロット係数振幅によって推測される位相誤差に比
例する。しかし、これは複雑である。以下の２つの方法
のどちらかを採用することにより上記の基本的スキーム
をたいして複雑な構成によることなく著しく改良するこ
とができる。すなわち、 （ｉ）位相ステップは位相ステップの時にパイロットト
ーン係数の値が−Ｐから＋Ｐの範囲を超えた場合のみな
される。ステップのサイズは前と同様に＋1/128シンボ
ル周期に固定される。またステップをする際パイロット
係数をゼロにリセットするのが有利である。
（ii）パイロットトーン係数からの出力に累算器を設け
る。この累算器が＋Ａから−Ａの範囲を超えた場合のみ
ステップがされ、その際累算器はリセットされ、また位
相ステップの方向は累算器の符号に対応するようにされ
る。
次にシステムがトレーニングされた後パイロットトーン
を使わない別の方法を考察する。この場合パイロットト
ーンはトレーニングの後除くことができ、及び又はシス
テムの交換局（マスタ）側において位相トラッキングを
与える。
前記英国特許出願第2161676Aに記載のトレーニング過程
は全二重伝送が始められる直前までは続けられる。この
時点では加入者側端はパイロットトーンを使って交換局
側をトラッキングしており、交換局側タイミングはサン
プリング時点にロックされ、このタイミングがトレーニ
ングの始めにおいてシンプレックスパイロットトーンシ
ーケンスによって位置決めされる。
次いで第１のポストカーソルＣ（１）が12ビットレジス
タ中に「基準値」として記憶される。A/D変換器のサン
プリング時間は次いでこのポストカーソル係数の値が全
二重データ伝送がなされている間上記「基準値」に維持
されるように調整される。ポストカーソル係数Ｃ（１）
が上記基準値を超えた場合、またポストカーソル係数が
より負に変化した場合はサンプリング時間が遅らされ
る。この技術はシステムの両側に適用可能であり米国特
許第4539675号に記載の技術とよく似ているが、タイミ
ングによって維持される係数の値がアウトセットからプ
リセットされるのでなくトレーニング期間中に存在した
パイロットトーンゼロ交差点に対応する値から決定され
る点が異なっている。その際の仮定は送信チャンネルの
シンボル応答は第７図に示す形をしていてパルスエポッ
クに続く１シンボル分の領域において実質的に単調に減
少することである。
上記構成の実施に当っては例えば２の補数論理などを使
ってポストカーソル係数を基準値から差引かねばなら
ず、またこの差の値を使ってタイミングをパイロット係
数により直接に制御する前記と同一の技術によりステッ
プが生じるか否か、またその大きさ、及びステップの方
向を制御しなければならない。
次に、エコーキャンセラ又は等化器においてインパルス
応答のテールをできる限り少ない部品点数で評価できる
ように必要な部品点数の数を減少させる方法を説明す
る。
A/D変換の後、あるいは送信機中において高域波器を
使用することにより所定レベルのキャンセレーションに
ついてエコーキャンセラで必要なタップの数を減らすこ
とが提案されている。以下その理由を説明し、またイン
パルス応答テールにタップ内挿を使った、高域波器を
使用する以外の別の方法についても説明する。以下の説
明はハイブリッド間応答のみについてなされるが、この
技術は等化器でも同様に適用可能である。
ハイブリッド応答のインパルス応答ｈ（ｔ）をシンボル
周期に対応した時間的に離散した間隔Ｔで定義すること
にする。すなわち、 ｈ（ｔ＝０）＝ｈ（０）,h（ｔ＝Ｔ）＝ｈ（１），…,h
（ｔ＝nt）＝ｈ（ｎ）． すると、この応答がA/D変換の後波器１−Z-1を使って
一のサンプルを次のサンプルから減算することにより高
域波されると波後のハイブリッドインパルス応答は
ｈ（０）,h（１）‐ｈ（０）,h（２）‐ｈ（１），…ｈ
（ｎ）‐ｈ（ｎ−１）となる。
Ｍのキャンセラータップｋ（０）,k（１）,k（２），…
ｋ（Ｍ−１）が存在してまたタップが対応するハイブリ
ッド応答に整合するように適合されるものとするとタッ
プの数が有限なことによって残っているキャンセルされ
てない誤差は最悪の場合時間ｔ＝ｍから∞のサンプリン
グ時間におけるパルス応答の大きさの和になる。高域
波器がない場合これは となる。
一方波器が有る場合はこれらの残った項は となる。
Ｍシンボル周期後のインパルス応答が実質的に減衰指数
関数によって表わされる場合、上記の差の項は波され
ない項よりも小さくなる。このため波器を使用した場
合所定の程度にテールキャンセレーションをするのに必
要なタップの数を減らすことができる。
高域波器を使用することにより必要なタップの数を減
少させることができる。これはタップ打切りによりハイ
ブリッド間応答中に生じる非打消項がハイブリッド間応
答テール中のシンボル分離れた差項よりなるからであ
る。従って別の波器の構成も同様な差をあらわす項を
生じるようなエコーキャンセル構成になる。かかる構成
を第８図に示す。この説明のためｋの値を１にセットす
ることで仮相的に省略されたデジタル波器を考察す
る。
２つの形の係数を示すが、タップ０〜（Ｍ−２）は標準
形式である。タップ（Ｍ）も標準形式を有するがタップ
（Ｍ）の値はまた時間（Ｍ−１）及び（Ｍ＋１）につい
ての別々な適応タップを有する位置におけるたたみ込み
和の評価に使われる。ここでタップ（Ｍ−１）及び（Ｍ
＋１）はタップ（Ｍ）から内挿され、従って各場合で多
重化器，加算器及び係数メモリが節約できる。この従来
の適応タップ及び２つの内挿タップの組合わせ（「三重
タップ」）はハイブリッド間応答の非打消項が無視でき
るようになるまでくりかえされる。
そこで、Ｍ−１個の従来のタップ（０〜Ｍ−２）及びＸ
個の三重タップを使うことにより、内挿によるキャンセ
ラーの誤差は次の形になる： ｈ（Ｍ）−ｈ（Ｍ−１）,h（Ｍ）−ｈ（Ｍ＋１） 第１の三重タップについて。
ｈ（Ｍ＋３）−ｈ（Ｍ＋２）,h（Ｍ＋３）−ｈ（Ｍ＋
４） 第２の三重タップについて。
ｈ（Ｍ＋６）−ｈ（Ｍ＋５）,h（Ｍ＋６）−ｈ（Ｍ＋
７） 第３の三重タップについて。
値が＋−１又は０のランダムなデータについてＸの三重
タップ及びＭ−１の従来式のタップにおいて内挿が切捨
てのために生じる打消誤差の和は最悪の場合次のように
なる： この左辺はシンボル分離れたハイブリッド間応答項の差
の総和になっており、その際３つ毎に差項を消してい
る。このためこの左辺項は上記の微分波器の場合より
も小さくなる。実際の場合十分な数の三重タップが使わ
れて右辺の項は無視できる程にされる。
かかる構成の波器の実際の応用例の一は分母係数の値
ｋがｋ＝0.5に維持されている高域波器である。従来
式のタップの数ＭはＭ＝20でありまた三重タップの数Ｘ
はＸ＝８である。このため三重タップ部分は従来のタッ
プ20を44に置換える。
第９図は第８図と同様な構成を示すが、第８図の三重係
数のかわりに「二重」係数が使われる。その機能は第８
図と同様である。
この形の別の構成で同様の結果を得ることもできる。第
９図は同じタップが次のタップの内挿の基礎として使わ
れる構成を有する。このためこの構成は三重タップ構成
よりは多くの回路を必要とするが残った項は以下に示す
如く、残った誤差の項を２つ置きに消している。Ｍの標
準的適応タップ及びＹの二重タップを用いた場合内挿及
び切捨てにより生じる打消誤差は最悪の場合 であらわされる。
より高精度な別の方法としては： （ｉ）ｍ番目のタップの後の偶数タップの値を両側の奇
数タップの値を加えて２で割ることにより内挿する。
ｋ（ｉ）＝ｋ（ｉ−１）＋ｋ（ｉ＋１） ｉは偶数に限る（第10図）。
（ii）ｍ番目のタップの後このタップの値を偶数及び奇
数の遅延に使い、隣接のデータ値の和に応じてタップ値
を適合させる。タップは次式に従って２つの理想値の中
間の値に適合される。ｋ（ｉ）＝ｋ（１＋１）＝（ｈ
（ｉ）＋ｈ（ｉ＋１））/2（第11図）。
本発明によるデータ伝送装置ではデータは適当な変換の
後三元アナログ信号として送られる。その際二線式の撚
線対とハイブリッド装置が使われ、またエコーキャンセ
ル及び帰還等化装置が設けられる。
例えば144kb/秒の加入者線路の両側における同期はデー
タと共に送信される低振幅パイロットトーンによって維
持され、このパイロットトーンはデータの検出と同時に
検出される。このパイロットトーンの検出と除去には等
化器及びエコーキャンセラと同様な係数発生回路が使わ
れる。
システム性能に対する時間位相ステップの影響を減じる
ため位相ステップがなされる直前における特定のゼロ値
同期ワードの送信の他に入来同期ワードもまたこの時間
に合わされ、その結果同期ワードとして受信されるシン
ボルの値が予測され、実際に受信したシンボル値と予測
値との間に差があった場合予測値の方が優先される。さ
らに本発明では、装置中で使われる高域波器の位置が
与えられ、ビットタイミングを制御する別の方法が与え
られ、さらにタップ内挿を用いたキャンセラ及び等価器
の有利な構成が開示される。
【図面の簡単な説明】
第１図はパイロットトーンが加えられる英国特許出願公
開第2161676A号の装置のマスタ側局の概略的ブロック
図、第２図は本発明が適用可能な上記英国特許出願中の
装置のスレーブ側局及びパイロットトーン抽出方法の詳
細を示す概略的ブロック図、第３図はデータ，データク
ロック，パイロットトーンクロック及びパイロットトー
ン波形の関係を示す波形図、第４図は送信部中に高域
波器が含まれる第１図の構成の変形を示す図、第５図は
第４図中の高域波器の一実施例を示す図、第６図は本
願を説明するための図、第７図は等化器入力部における
伝送シンボル応答のプロット、第８図は内挿を行なうこ
とによる「三重」係数を使ったエコーキャンセラの実施
例を示す図、第９図は内挿を行なうことによる「二重」
係数を使ったエコーキャンセラの実施例を示す図、第10
図は直線的に内挿した係数を使うエコーキャンセラの実
施例を示す図、第11図は係数値が２つの隣接したサンプ
リング時の値の平均値に適合されているエコーキャンセ
ラの実施例を示す図である。 １……データ符号化／スクランブル構成、２……スリー
レベルD/A変換器、３……演算増幅器、４……分周器、
５……トゥーレベルD/A変換器、６……低域波器、７
……ハイブリッド、８……受信ブロック、９……擬似パ
イロットトーン発生及びエコーキャンセラブロック、10
……等化及び検出ブロック、11……データ復号及びデス
クランブルブロック、21……局部送信部、22……ハイブ
リッド、23……適応擬似エコー発生器、23A……減算
器、24……低域波器、25……サンプルアンドホールド
回路、26……サンプル時間制御装置、27……A/D変換
器、28……高域波器、29……適応プリカーソル等化ブ
ロック、30……適応判定測定帰還等化器及びパイロット
トーンエリミネータブロック、31……モードセレクタ、
32……局部パイロットトーン位相基準、33……「ウェイ
クアップ」検出回路、34……パイロットトーン位相検出
器、35……AGC回路。

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】端末間の線路にアナログ形式でデータが伝
    送されるディジタルデータ伝送装置のマスタ端末とスレ
    ーブ端末との間の同期を維持する方法であって、 データに加えてパイロットトーンをマスタ端末からスレ
    ーブ端末に送信するものであって、パイロットトーンの
    振幅はデータ信号のものに比して小さく、パイロットト
    ーンはデータビットレートと固定された既知の関係を有
    する周波数を有し、もってパイロットトーンの付加によ
    って帯域幅が増加しないようなものであって； ローカルクロックの制御の下にスレーブ端末にて受信さ
    れたデータ信号をサンプリングし； データ信号のサンプリングと同時にスレーブ端末にてパ
    イロットトーンを検出し； 検出されたパイロットトーンとローカルクロックとを比
    較し比較の結果にしたがってスレーブ端末とマスタ端末
    との同期が維持されるようにローカルクロックのタイミ
    ングを調整し； そうであるべきものを有する同期ワードの場合のように
    確実に予測され得る値の受信されたシンボルの値を比較
    しそれが予測された値と異なる場合には受信の際にその
    値をオーバーライドすることによって受信されたデータ
    における誤り発生を減少させ、そのような誤りが検出さ
    れた際にはその検出によって同期位置付け及び確認回路
    において信頼性尺度値を減少させるものであって、該信
    頼性尺度値は同期ワードの正しい時間位置における正し
    い検出に応答して増加され； 上記誤り発生減少動作によって、ローカルクロックによ
    る位相のステップ状変化がその直前のスレーブ側からの
    特別にゼロとされたフレーム同期ワードの送信に付加し
    てなされた際にスレーブ端末を保護し、装置性能上の時
    間位相ステップ状変化の影響を減ずる 段階を含む方法。
  2. 【請求項２】上記サンプリングは、受信したデータ信号
    を線路に接続されたハイブリッドへ印加し、ハイブリッ
    ドの出力を低域通過フィルタに印加し、低域通過フィル
    タの出力をサンプル及び保持回路に印加し、その回路は
    シンボルの値を判定しローカルクロックの制御の下で動
    作するものであって、更にサンプル及び保持回路の出力
    をアナログ−ディジタル変換器に印加し、アナログ−デ
    ィジタル変換器の出力を第１の高域通過フィルタに印加
    し、第１の高域通過フィルタの出力を減算器の入力のう
    ちの一つに印加し、疑似エコー発生器からの入力を減算
    器の他の入力に印加する段階を含む 請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】装置の送信側の端末で、 データ及びパイロットトーンを加算器のそれぞれの入力
    に印加し； 加算器の出力を第２の高域通過フィルタに印加し； 第２の高域通過フィルタの出力をディジタル−アナログ
    変換器に印加し； ディジタル−アナログ変換器の出力を、他の端末に送信
    するように線路に接続されたそれぞれのハイブリッドに
    印加する 段階を含む請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】ディジタル−アナログ変換器の出力は、低
    域通過フィルタ及び線路増幅器を介してそれぞれのハイ
    ブリッドに印加される 請求項３に記載の方法。
  5. 【請求項５】ローカルクロックの調整はステップ状にな
    され、調整の方向は検出された不一致を修正するのに適
    切なものであって、その調整はパイロットトーン及び判
    定帰還等価回路におけるパイロットトーン係数の値が現
    在の値を越える場合にのみなされる 請求項１に記載の方法。
  6. 【請求項６】位相のステップ状変化が起こった際にのみ
    パイロットトーン係数の値をゼロにリセットする段階を
    含む 請求項５に記載の方法。
  7. 【請求項７】パイロットトーン係数が使用されるエコー
    打ち消し回路を使用し、累算器をその回路のパイロット
    トーン係数を発生する出力に接続して累算器の内容が現
    在の値を越える場合のみにローカルクロックを調整する
    段階を含む方法であって、その場合累算器はゼロにリセ
    ットされる 請求項１に記載の方法。
  8. 【請求項８】その間にパイロットトーンの使用に基づい
    て前記ローカルクロックの調整がなされるトレーニング
    シーケンスの実行によってスイッチの投入またはフレー
    ム同期の喪失に応答して装置の二つの端末間の同期を確
    立し；同期が確立された際にパイロットトーンの伝送を
    終了してスレーブ端末において使用される係数を決定
    し；その係数を同期の維持用の基準として使用されるよ
    うにメモリに記憶させる 段階を含む請求項１に記載の方法。
  9. 【請求項９】マスタ端末にてビット同期技術が使用され
    る 請求項８に記載の方法。
  10. 【請求項１０】装置の各端に多数の係数を有するエコー
    キャンセラを使用するものであって、キャンセラの場合
    のようにトランスハイブリッド応答をモデル化し、ある
    いはエコーキャンセラの判定帰還等価器である場合のよ
    うに伝送応答をモデル化する有限インパルス応答フィル
    タを含む上記キャンセラが使用され、またそれはタップ
    誤差勾配にしたがって適合された隣接する係数から内挿
    によって導き出された係数を含む 請求項１に記載の方法。
  11. 【請求項１１】前記第２の高域通過フィルタの特性は式 によって定義される 請求項３に記載の方法。
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