JP2518394B2 - エコ―キャンセラ方式全二重送受信回路 - Google Patents
エコ―キャンセラ方式全二重送受信回路Info
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- JP2518394B2 JP2518394B2 JP1132006A JP13200689A JP2518394B2 JP 2518394 B2 JP2518394 B2 JP 2518394B2 JP 1132006 A JP1132006 A JP 1132006A JP 13200689 A JP13200689 A JP 13200689A JP 2518394 B2 JP2518394 B2 JP 2518394B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
- H04L25/4919—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using balanced multilevel codes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はエコーキャンセラ方式全二重送受信回路、特
に伝送路符号として2B1Q符号を使用するエコーキャンセ
ラ方式全二重送受信回路に関する。
に伝送路符号として2B1Q符号を使用するエコーキャンセ
ラ方式全二重送受信回路に関する。
従来、2B1Q伝送路符号を使用するエコーキャンセラ方
式全二重送受信回路として、第２図に示すような回路が
用いられている。２進形式の送信データは、符号化回路
10で２ビットずつの区切り毎に４値形式の１シンボルに
符号化されたあと、ディジタル−アナログ変換回路（DA
C）11でアナログ信号に変換されて、ハイブリッド回路
６を通り二線式回線へ出力される。この際、送信データ
２ビット（b2n,b2n-1）と、2B1Q符号１シンボル（Qn）
との各ディジタル値は、第１表に示す対応関係をもつ。
DAC11は、シンボル（Qn）値に比例する電圧のアナログ
信号を送出するが、 シンボル値と送出電圧との比例定数をすべてのシンボル
に対し誤差無く一致させるのは、不可能である。例え
ば、シンボル値が＋１のときの送出電圧をV1とすれば、
シンボル値が＋３のときの送出電圧を誤差無しに3V1に
するのは、不可能である。このような非直線入出力特性
をもつDAC11が送信側に介在しているので、DAC11から送
出する送信符号がハイブリッド回路６を通り受信側へ回
り込んで生じるエコー信号の消去を充分に行えるよう、
シンボル値ごとのエコーキャセラ12〜15を設けてある。
すなわち、符号化回路10の送出信号を受けているレベル
選択回路16,17,18及び19はそれぞれ、シンボル値＋3,＋
1,−1,及び−３の出現時にのみ当該値を示すディジタル
信号をエコーキャンセラ12,13,14,及び15へ送る。エコ
ーキャンセラ12〜15はおのおの、レベル選択回路16〜19
から送られて来るディジタル信号を適応フィルタに通し
て擬似エコー信号を発生し、これをハイブリッド回路６
の受信信号から減算することにより、エコー信号中の受
持ちのシンボル値成分を消去する。
式全二重送受信回路として、第２図に示すような回路が
用いられている。２進形式の送信データは、符号化回路
10で２ビットずつの区切り毎に４値形式の１シンボルに
符号化されたあと、ディジタル−アナログ変換回路（DA
C）11でアナログ信号に変換されて、ハイブリッド回路
６を通り二線式回線へ出力される。この際、送信データ
２ビット（b2n,b2n-1）と、2B1Q符号１シンボル（Qn）
との各ディジタル値は、第１表に示す対応関係をもつ。
DAC11は、シンボル（Qn）値に比例する電圧のアナログ
信号を送出するが、 シンボル値と送出電圧との比例定数をすべてのシンボル
に対し誤差無く一致させるのは、不可能である。例え
ば、シンボル値が＋１のときの送出電圧をV1とすれば、
シンボル値が＋３のときの送出電圧を誤差無しに3V1に
するのは、不可能である。このような非直線入出力特性
をもつDAC11が送信側に介在しているので、DAC11から送
出する送信符号がハイブリッド回路６を通り受信側へ回
り込んで生じるエコー信号の消去を充分に行えるよう、
シンボル値ごとのエコーキャセラ12〜15を設けてある。
すなわち、符号化回路10の送出信号を受けているレベル
選択回路16,17,18及び19はそれぞれ、シンボル値＋3,＋
1,−1,及び−３の出現時にのみ当該値を示すディジタル
信号をエコーキャンセラ12,13,14,及び15へ送る。エコ
ーキャンセラ12〜15はおのおの、レベル選択回路16〜19
から送られて来るディジタル信号を適応フィルタに通し
て擬似エコー信号を発生し、これをハイブリッド回路６
の受信信号から減算することにより、エコー信号中の受
持ちのシンボル値成分を消去する。
このようにシンボル値毎に個別のエコーキャンセラを
設けることにより、送信側のDACの入出力特性の非直線
性に起因するエコー消去残差の増大を防止でき、二線式
回線の伝送損失が大きく、従って受信符号のレベルが低
い場合でも、正常な交信が可能な高い信号対雑音比が得
られる。
設けることにより、送信側のDACの入出力特性の非直線
性に起因するエコー消去残差の増大を防止でき、二線式
回線の伝送損失が大きく、従って受信符号のレベルが低
い場合でも、正常な交信が可能な高い信号対雑音比が得
られる。
上述した従来のエコーキャンセラ方式全二重送受信回
路は、出力シンボル値毎にエコーキャンセラを設けてい
るので、回路規模が大形で且つ高価格なエコーキャンセ
ラを４個必要とし、大形化・高価格化するという問題点
をもつ。
路は、出力シンボル値毎にエコーキャンセラを設けてい
るので、回路規模が大形で且つ高価格なエコーキャンセ
ラを４個必要とし、大形化・高価格化するという問題点
をもつ。
本発明の目的は、上述の問題点を解決し従来よりも小
形で低価格のエコーキャンセラ方式全二重送受信回路を
提供することにある。
形で低価格のエコーキャンセラ方式全二重送受信回路を
提供することにある。
本発明の回路は、２進直列データを２ビットずつ変換
して２ビットの並列データを送出する直並列変換手段
と、前記並列データの各ビットを定数倍して加算し更に
所定の直流オフセットを与えて送信符号を発生する符号
化手段と、前記送信符号を二線式回線に出力し且つ該二
線式回線から到来する受信信号を導くハイブリット手段
と、前記受信信号に含まれている直流オフセット成分を
除去するオフセット除去手段と、それぞれ前記並列デー
タの１ビットに応答して擬似エコー信号を発生しこれを
前記オフセット除去手段の送出信号から減算する２個の
エコーキャンセラとを、備えている。
して２ビットの並列データを送出する直並列変換手段
と、前記並列データの各ビットを定数倍して加算し更に
所定の直流オフセットを与えて送信符号を発生する符号
化手段と、前記送信符号を二線式回線に出力し且つ該二
線式回線から到来する受信信号を導くハイブリット手段
と、前記受信信号に含まれている直流オフセット成分を
除去するオフセット除去手段と、それぞれ前記並列デー
タの１ビットに応答して擬似エコー信号を発生しこれを
前記オフセット除去手段の送出信号から減算する２個の
エコーキャンセラとを、備えている。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
２直形式の送信データは、直並列変換回路１で２ビット
ずつの区切り毎に並列の２信号B0及びB1を送出する。こ
の際、送信データ２ビット（b2n,b2n-1）と、信号B0,B1
とは、第２表に示す対応関係をもつ。信号B0は信号b2n
の反転 であり、信号B1は信号b2n-1及びB0の排他的論理和であ
るから、信号b2n,b2n-1を並列化したあと組合せ論理回
路により信号B0,B1を作れば良い。あるいは、読出し専
用メモリを使用し、信号b2n,b2n-1でアドレス指定する
ことにより、信号B1,B0を並列形式で読出させるように
しても良い。信号B0,B1は、符号化回路２へ送られると
共に、エコーキャンセラ４及び５へそれぞれ送られる。
符号化回路２は、信号B0及びB1をそれぞれ増幅器21及び
22で増幅したあと、両者を加算器23でアナログ加算し、
更に“＋3"に対応した電圧の信号B2を加算器24でアナロ
グ加算して、送信符号を作りハイブリッド回路６を介し
て二線式回線へ出力する。増幅器21及び22の増幅率をそ
れぞれ“−4"及び“−2"に設定しておけば、第２表に示
すシンボル値Qnに比例した電圧の送信符号、すなわち2B
1Q符号が得られる。
２直形式の送信データは、直並列変換回路１で２ビット
ずつの区切り毎に並列の２信号B0及びB1を送出する。こ
の際、送信データ２ビット（b2n,b2n-1）と、信号B0,B1
とは、第２表に示す対応関係をもつ。信号B0は信号b2n
の反転 であり、信号B1は信号b2n-1及びB0の排他的論理和であ
るから、信号b2n,b2n-1を並列化したあと組合せ論理回
路により信号B0,B1を作れば良い。あるいは、読出し専
用メモリを使用し、信号b2n,b2n-1でアドレス指定する
ことにより、信号B1,B0を並列形式で読出させるように
しても良い。信号B0,B1は、符号化回路２へ送られると
共に、エコーキャンセラ４及び５へそれぞれ送られる。
符号化回路２は、信号B0及びB1をそれぞれ増幅器21及び
22で増幅したあと、両者を加算器23でアナログ加算し、
更に“＋3"に対応した電圧の信号B2を加算器24でアナロ
グ加算して、送信符号を作りハイブリッド回路６を介し
て二線式回線へ出力する。増幅器21及び22の増幅率をそ
れぞれ“−4"及び“−2"に設定しておけば、第２表に示
すシンボル値Qnに比例した電圧の送信符号、すなわち2B
1Q符号が得られる。
送信符号がハイブリッド回路６を通り受信側へ回り込
んで生じるエコー信号と、二線回線からハイブリッド回
路６を通り受信側へ到来する受信符号とは、オフセット
除去回路３に導かれる。オフセット除去回路３は、到来
した信号から、これを１シンボル期間だけ遅延器Ｄで遅
延させた信号を減算することにより、直流オフセット成
分を除去して、エコーキャンセラ４へ送る。エコーキャ
ンセラ４及び５はそれぞれ、信号B0及びB1の各エコー信
号を個別に消去するための設けてあり、適応フィルタ41
及び51で擬似エコー信号を作成して、おのおの減算器42
及び52で受信側信号から減算することにより、エコー信
号中の受持ち分を消去する。なお、適応フィルタ41及び
51の各伝達特性は、信号B0及びB1と、エコー消去残差と
に応じて、適応修正される。
んで生じるエコー信号と、二線回線からハイブリッド回
路６を通り受信側へ到来する受信符号とは、オフセット
除去回路３に導かれる。オフセット除去回路３は、到来
した信号から、これを１シンボル期間だけ遅延器Ｄで遅
延させた信号を減算することにより、直流オフセット成
分を除去して、エコーキャンセラ４へ送る。エコーキャ
ンセラ４及び５はそれぞれ、信号B0及びB1の各エコー信
号を個別に消去するための設けてあり、適応フィルタ41
及び51で擬似エコー信号を作成して、おのおの減算器42
及び52で受信側信号から減算することにより、エコー信
号中の受持ち分を消去する。なお、適応フィルタ41及び
51の各伝達特性は、信号B0及びB1と、エコー消去残差と
に応じて、適応修正される。
このように出力用の2B1Q符号を、従来のごとくディジ
タル−アナログ変換のよらず、並列形式の信号B0及びB1
の線形結合で作成することにより、信号B0及びB1の各エ
コー信号を個別に消去すれば、受信符号のレベルが低い
場合でも正常な交信が可能な高い信号対雑音比を得られ
る程度に、充分なエコー消去を行える。従って、従来回
路で４個使用しているエコーキャセラは、２個で済む。
タル−アナログ変換のよらず、並列形式の信号B0及びB1
の線形結合で作成することにより、信号B0及びB1の各エ
コー信号を個別に消去すれば、受信符号のレベルが低い
場合でも正常な交信が可能な高い信号対雑音比を得られ
る程度に、充分なエコー消去を行える。従って、従来回
路で４個使用しているエコーキャセラは、２個で済む。
以上説明したように本発明によれば、従来よりも回路
規模を小形化でき低価格化できる効果を得る。
規模を小形化でき低価格化できる効果を得る。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は従来
のエコーキャンセラ方式全二重送受信回路のブロック図
である。 １……直並列変換回路、２……符号化回路、３……オフ
セット除去回路、4,5,12〜15……エコーキャンセラ、６
……ハイブリッド回路、10……符号化回路、11……ディ
ジタル−アナログ変換回路（DAC）、16〜19……レベル
選択回路、21,22……増幅器、23,24……加算器、32,42,
52……減算器、31……遅延器（Ｄ）、41,51……適応フ
ィルタ。
のエコーキャンセラ方式全二重送受信回路のブロック図
である。 １……直並列変換回路、２……符号化回路、３……オフ
セット除去回路、4,5,12〜15……エコーキャンセラ、６
……ハイブリッド回路、10……符号化回路、11……ディ
ジタル−アナログ変換回路（DAC）、16〜19……レベル
選択回路、21,22……増幅器、23,24……加算器、32,42,
52……減算器、31……遅延器（Ｄ）、41,51……適応フ
ィルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】２進直列データを２ビットずつ変換して２
ビットの並列データを送出する直並列変換手段と、前記
並列データの各ビットを定数倍して加算し更に所定の直
流オフセットを与えて送信符号を発生する符号化手段
と、前記送信符号を二線式回線に出力し且つ該二線式回
線から到来する受信信号を導くハイブリット手段と、前
記受信信号に含まれている直流オフセット成分を除去す
るオフセット除去手段と、それぞれ前記並列データの１
ビットに応答して擬似エコー信号を発生しこれを前記オ
フセット除去手段の送出信号から減算する２個のエコー
キャンセラとを、備えていることを特徴とするエコーキ
ャンセラ方式全二重送受信回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1132006A JP2518394B2 (ja) | 1989-05-24 | 1989-05-24 | エコ―キャンセラ方式全二重送受信回路 |
| US07/527,975 US5249179A (en) | 1989-05-24 | 1990-05-24 | Echo canceller system suitable for a 2B1Q transmission code |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1132006A JP2518394B2 (ja) | 1989-05-24 | 1989-05-24 | エコ―キャンセラ方式全二重送受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0380627A JPH0380627A (ja) | 1991-04-05 |
| JP2518394B2 true JP2518394B2 (ja) | 1996-07-24 |
Family
ID=15071344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1132006A Expired - Lifetime JP2518394B2 (ja) | 1989-05-24 | 1989-05-24 | エコ―キャンセラ方式全二重送受信回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5249179A (ja) |
| JP (1) | JP2518394B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03187530A (ja) * | 1989-12-15 | 1991-08-15 | Nec Corp | エコーキャンセラ方式全二重送受信回路 |
| US5461582A (en) * | 1994-03-16 | 1995-10-24 | Industrial Technology Research Institute | Filter for 2B1Q signals |
| CN1131622C (zh) | 1994-05-05 | 2003-12-17 | 斯普林脱通讯有限公司 | 电信控制的方法、系统和装置 |
| FR2768279B1 (fr) * | 1997-09-08 | 1999-11-12 | St Microelectronics Sa | Procede et dispositif de transcodage en bande de base d'informations numeriques |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3571725A (en) * | 1967-05-25 | 1971-03-23 | Nippon Electric Co | Multilevel signal transmission system |
| NL170688C (nl) * | 1976-06-28 | 1982-12-01 | Philips Nv | Inrichting voor simultane tweerichtingsdatatransmissie over tweedraadsverbindingen. |
| SE426763B (sv) * | 1977-01-17 | 1983-02-07 | Trt Telecom Radio Electr | Digital ekoeliminator for ett modem for dataoverforing genom modulation av en bervag |
| GB8423017D0 (en) * | 1984-09-12 | 1984-10-17 | Plessey Co Plc | Echo canceller |
| GB2182826B (en) * | 1985-11-20 | 1990-08-01 | Stc Plc | Data transmission system |
| US4845746A (en) * | 1987-06-23 | 1989-07-04 | Rockwell International Corporation | Echo canceller with relative feedback control |
| US4757519A (en) * | 1987-10-02 | 1988-07-12 | Hewlett-Packard | Digital premodulation filter |
| US4922530A (en) * | 1988-03-18 | 1990-05-01 | Tellabs, Inc. | Adaptive filter with coefficient averaging and method |
| US4896335A (en) * | 1988-06-03 | 1990-01-23 | National Semiconductor Corporation | Digital 2B1Q transmitter with high precision and linearity time domain response |
| US4926472A (en) * | 1988-11-10 | 1990-05-15 | National Semiconductor Corporation | Reduction of signal processing requirements in a 2B1Q-code echo canceller or equalizer |
-
1989
- 1989-05-24 JP JP1132006A patent/JP2518394B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-05-24 US US07/527,975 patent/US5249179A/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会誌電子情報通信学会春季全国大会講演論文集［分冊３］通信（１９８９−３−２８〜３１）Ｐ．２６７，２６８ |
| 電子情報通信学会誌電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集［分冊３］通信（１９８９−９−１２〜１５）Ｐ．２１３ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5249179A (en) | 1993-09-28 |
| JPH0380627A (ja) | 1991-04-05 |
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