JPS6189729A - 信号路補償型適応フイルタ - Google Patents
信号路補償型適応フイルタInfo
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- JPS6189729A JPS6189729A JP21899385A JP21899385A JPS6189729A JP S6189729 A JPS6189729 A JP S6189729A JP 21899385 A JP21899385 A JP 21899385A JP 21899385 A JP21899385 A JP 21899385A JP S6189729 A JPS6189729 A JP S6189729A
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- adaptive filter
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
- H03H21/0016—Non linear filters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は適応フィルタに、細目的にはエコー・キャンセ
ラに関する。
ラに関する。
技術の背景
適応フィルタは、エコー・キャンセラとして使用される
場合であってもあるいはそうでなくても、そのフィルタ
またはエコー・キャンセラが使用されているシステム中
で使用されている符号化信号とは異なる符号化信号を内
部で要求する場合がある。例えば、適応フィルタ、また
けエコー・キャンセラは信号を処理するのに線形または
浮動小数点信号を使用するのに対し、該フィルタまたは
エコー・キャンセラが使用されているシステムはμ則Ｐ
ＣＭを要求する場合がある。換言すると、適応フィルタ
またはエコー・キャンセラは第１のディジタル符号で符
号化された信号を使用するのに対し、システムは第２の
ディジタル符号で符号化された信号を使用する。
場合であってもあるいはそうでなくても、そのフィルタ
またはエコー・キャンセラが使用されているシステム中
で使用されている符号化信号とは異なる符号化信号を内
部で要求する場合がある。例えば、適応フィルタ、また
けエコー・キャンセラは信号を処理するのに線形または
浮動小数点信号を使用するのに対し、該フィルタまたは
エコー・キャンセラが使用されているシステムはμ則Ｐ
ＣＭを要求する場合がある。換言すると、適応フィルタ
またはエコー・キャンセラは第１のディジタル符号で符
号化された信号を使用するのに対し、システムは第２の
ディジタル符号で符号化された信号を使用する。
適応トランスバーサル・フィルタをエコー・キャンセラ
として使用する典型的な従来技術に従う装置が第１図に
示されている。この例では適応トランスバーサル・フィ
ルタを含むエコー・キャンセラ１０１は、インパルス応
答を推定するために到来信号を処理してエコー信号の推
定値を発生するべく線形信号を使用するのに対し、シス
テムはμ則ＰＣＭ信号を使用している。従って、等化器
１０２に到来する信号は例えば３０ビツトを有する線形
符号化されたディジタル信号である。等化器１０２から
の出力は利得ユニット１０３を介してエコー・キャンセ
ル１０１のＸ入力および線形−μ則変換器１０４に供給
される。
として使用する典型的な従来技術に従う装置が第１図に
示されている。この例では適応トランスバーサル・フィ
ルタを含むエコー・キャンセラ１０１は、インパルス応
答を推定するために到来信号を処理してエコー信号の推
定値を発生するべく線形信号を使用するのに対し、シス
テムはμ則ＰＣＭ信号を使用している。従って、等化器
１０２に到来する信号は例えば３０ビツトを有する線形
符号化されたディジタル信号である。等化器１０２から
の出力は利得ユニット１０３を介してエコー・キャンセ
ル１０１のＸ入力および線形−μ則変換器１０４に供給
される。
μ則ＰＣＭ信号は８ビツトである。その結果エコー・キ
ャンセラ１０１に対するリターン信号路中に非線形性が
導入される。コーデック１０５中のμ則ＰＣＭ信号をア
ナログ形態に変換する。このアナログ信号はハイブリッ
ド１０６を介して双方向性伝送路１０７に供給される。
ャンセラ１０１に対するリターン信号路中に非線形性が
導入される。コーデック１０５中のμ則ＰＣＭ信号をア
ナログ形態に変換する。このアナログ信号はハイブリッ
ド１０６を介して双方向性伝送路１０７に供給される。
双方向性伝送路１０７からのアナログ信号はハイブリッ
ド１０６を介してコーデック１０５中の符号器に供給さ
れ、そこでμ則ＰＣＭに変換される。コーデック１０５
からのリターン信号路中で発生されたエコー信号を含む
ｌｔ則ＰＣＭ信号はエコー・キャンセラ１０１のＸ入力
に供給され、そこで線形形態に変換され（歪の無い変換
）、エコーの推定値信号と組合わされる。この組合わさ
れた信号は要求に応じて伝送するべくエコー・キャンセ
ラ１０１のＥ出力から供給される。
ド１０６を介してコーデック１０５中の符号器に供給さ
れ、そこでμ則ＰＣＭに変換される。コーデック１０５
からのリターン信号路中で発生されたエコー信号を含む
ｌｔ則ＰＣＭ信号はエコー・キャンセラ１０１のＸ入力
に供給され、そこで線形形態に変換され（歪の無い変換
）、エコーの推定値信号と組合わされる。この組合わさ
れた信号は要求に応じて伝送するべくエコー・キャンセ
ラ１０１のＥ出力から供給される。
エコー・キャンセラ１０１に対する所謂リターン信号路
は変換器１０４、コーデック１０５、ハイブリッド１０
６および双方向性伝送路１０７を含んでいる。
は変換器１０４、コーデック１０５、ハイブリッド１０
６および双方向性伝送路１０７を含んでいる。
本願の発明者は線形−μ則変換ｆよる線形符号化された
信号の中途打切によってリターン信号路中に導入される
非線形性により、リターン信号路のＮ貧弱な“インパル
ス応答の推定値が得られるものと判定した。その結果、
キャンセルすべきエコー信号の５貧弱な“推定値が得ら
れる。これは望ましいことではない。更にこのような装
置が音声周波数の中継器中で使用されるとき、中継器で
発振が生じることがあり、貧弱なインパルス応答の推定
値はこの発振状態からの回復を遅らせることになる。
信号の中途打切によってリターン信号路中に導入される
非線形性により、リターン信号路のＮ貧弱な“インパル
ス応答の推定値が得られるものと判定した。その結果、
キャンセルすべきエコー信号の５貧弱な“推定値が得ら
れる。これは望ましいことではない。更にこのような装
置が音声周波数の中継器中で使用されるとき、中継器で
発振が生じることがあり、貧弱なインパルス応答の推定
値はこの発振状態からの回復を遅らせることになる。
発明の構成
インパルス応答の推定値は本発明の１つの特徴に従い、
適応フィルタ中において該フィルタに到来するディジタ
ル信号を補償してフィルタに対するリターン信号路中で
導入される非線形性と実質的に同一の非線形性を導入す
ることにより改善される。
適応フィルタ中において該フィルタに到来するディジタ
ル信号を補償してフィルタに対するリターン信号路中で
導入される非線形性と実質的に同一の非線形性を導入す
ることにより改善される。
１つの例においては第１のディジタル符号から第２のデ
ィジタル符号への変換器は回路関係を成すよう接続され
ており、それによってリターン信号路および適応フィル
タに供給される信号は同じ非線形性を体験することにな
る。１実施例にあっては、第２のディジタル符号から第
１のディジタル符号への変換器がまた適応フィルタの入
力回路中に含まれている。
ィジタル符号への変換器は回路関係を成すよう接続され
ており、それによってリターン信号路および適応フィル
タに供給される信号は同じ非線形性を体験することにな
る。１実施例にあっては、第２のディジタル符号から第
１のディジタル符号への変換器がまた適応フィルタの入
力回路中に含まれている。
他の実施例にあっては、第１のディジタル符号から第２
のディジタル符号への変換器がリターン信号路中に含ま
れており、第１から第２への、そして第２から第１への
符号変換を行う符号変換器が適応フィルタに対する入力
回路中に含まれている。
のディジタル符号への変換器がリターン信号路中に含ま
れており、第１から第２への、そして第２から第１への
符号変換を行う符号変換器が適応フィルタに対する入力
回路中に含まれている。
更に他の例にあっては、第１のディジタル符号から第２
のディジタル符号への変換器がリターン信号路中に含ま
れており、第１から第２への、そして第２から第３への
変換を行う第１から第３へのディジタル符号変換器が適
応フィルタの入力回路中に含まれている。
のディジタル符号への変換器がリターン信号路中に含ま
れており、第１から第２への、そして第２から第３への
変換を行う第１から第３へのディジタル符号変換器が適
応フィルタの入力回路中に含まれている。
本発明は付図と関連して図示の実施例の以下の詳細な記
述から更に完全に理解されよう。
述から更に完全に理解されよう。
発明の実施例
第２図は本発明の一実施例を含む伝送網の簡単化された
ブロック図を示す。詳細に述べると、該伝送網はエコー
・キャンセラー０１として使用される適応フィルタを含
んでいる。
ブロック図を示す。詳細に述べると、該伝送網はエコー
・キャンセラー０１として使用される適応フィルタを含
んでいる。
適応トランスバーサル・フィルタを含むエコー・キャン
セラー０１は当業者にあっては周知の多数のエコー・キ
ャンセラのいずれであってもよい。
セラー０１は当業者にあっては周知の多数のエコー・キ
ャンセラのいずれであってもよい。
この例では第１の符号化されたディジタル信号である到
来信号は等止器１０２に供給され、次いで利得ユニット
１０３を介して符号変換器２０１に供給される。この例
では、第１の符号信号は線形であり、２０ビツトを含ん
でいる。この信号はディジタル信号プロセッサで使用さ
れる。符号変換器２０１はディジタル信号を周知の仕方
で第１のディジタル符号から第２のディジタル符号に変
換する。
来信号は等止器１０２に供給され、次いで利得ユニット
１０３を介して符号変換器２０１に供給される。この例
では、第１の符号信号は線形であり、２０ビツトを含ん
でいる。この信号はディジタル信号プロセッサで使用さ
れる。符号変換器２０１はディジタル信号を周知の仕方
で第１のディジタル符号から第２のディジタル符号に変
換する。
ＩＩ’：。
この例では第２のディジタル符号はμ則ＰＣＭであり、
８ビット信号を含んでいる。前述の如く、到来信号を第
１の符号から第２の符号に変換することにより引き起さ
れる非線形性がリターン信号路およびエコー・キャンセ
ラ１０１への入力の両方に導入されることが重要である
。これは本発明の１つの特徴に従い、回路中に図示の如
く符号変換器２０１を接続し、それによって同一の第２
の符号信号がエコー・キャンセラ１０１のＸ入力に対す
る回路ならびにリターン信号路に供給されるようにする
ことにより実現される。このリターン信号路はコーデッ
ク１０５、ハイブリッド１０６および双方向性伝送施設
置０７を含んでいる。
８ビット信号を含んでいる。前述の如く、到来信号を第
１の符号から第２の符号に変換することにより引き起さ
れる非線形性がリターン信号路およびエコー・キャンセ
ラ１０１への入力の両方に導入されることが重要である
。これは本発明の１つの特徴に従い、回路中に図示の如
く符号変換器２０１を接続し、それによって同一の第２
の符号信号がエコー・キャンセラ１０１のＸ入力に対す
る回路ならびにリターン信号路に供給されるようにする
ことにより実現される。このリターン信号路はコーデッ
ク１０５、ハイブリッド１０６および双方向性伝送施設
置０７を含んでいる。
符号変換器２０１は線形符号をμ則ＰＣＭに変換し、線
形信号がエコー・キャンセラ１０１中の到来信号を処理
するのに使用されているので、符号変換器２０２は第２
の符号信号を第１の符号に再変換するのに使用される。
形信号がエコー・キャンセラ１０１中の到来信号を処理
するのに使用されているので、符号変換器２０２は第２
の符号信号を第１の符号に再変換するのに使用される。
再びこの例では符号変換器２０２はμ則ＰＣＭ信号を線
形２０ビツトの形態に変換する。エコー・キャンセラ１
０１に対する線形信号はリターン信号路から供給される
同じμ則ＰＣＭ信号から得られるので、該線形信号はリ
ターン信号路に導入されているのと同じ非線形性を含ん
でいる。その結果、エコー・キャンセラ１０１はインパ
ルス応答の推定値、従ってリターン信号路で形成される
エコー信号と整合したエコー信号の推定値を発生する。
形２０ビツトの形態に変換する。エコー・キャンセラ１
０１に対する線形信号はリターン信号路から供給される
同じμ則ＰＣＭ信号から得られるので、該線形信号はリ
ターン信号路に導入されているのと同じ非線形性を含ん
でいる。その結果、エコー・キャンセラ１０１はインパ
ルス応答の推定値、従ってリターン信号路で形成される
エコー信号と整合したエコー信号の推定値を発生する。
第１図に関して前述した如く、コーデック１０′５は変
換器２０１からの出力をアナログ形態に変換する復号器
を含んでいる。コーデック１０５からのアナログ出力は
ハイブリッド１０６を介して双方向性伝送施設置０７に
供給される。伝送施設置０７からの信号はハイブリッド
１０６を介してコーデック１０５中の符号器に供給され
、第２のディジタル符号、即ちμ則ＰＣＭに変換される
。コーデック１０５からのディジタル信号出力は線形信
号に変換され、エコー・キャンセラ１０１中でエコー推
定値信号と組合わされ、出力Ｅを介して伝送すべく、ま
たは所望の他の目的のために供給される。
換器２０１からの出力をアナログ形態に変換する復号器
を含んでいる。コーデック１０５からのアナログ出力は
ハイブリッド１０６を介して双方向性伝送施設置０７に
供給される。伝送施設置０７からの信号はハイブリッド
１０６を介してコーデック１０５中の符号器に供給され
、第２のディジタル符号、即ちμ則ＰＣＭに変換される
。コーデック１０５からのディジタル信号出力は線形信
号に変換され、エコー・キャンセラ１０１中でエコー推
定値信号と組合わされ、出力Ｅを介して伝送すべく、ま
たは所望の他の目的のために供給される。
第３図は本発明の他の実施例を含む伝送網を簡単なブロ
ック図として示している。第３図の伝送網は第１および
２図に示す伝送網と類似している。その結果、第１およ
び２図に示すのと同一の第３図の伝送網の素子は同じ番
号が付しである。従って、伝送網に到来するディジタル
信号は等止器１０２および利得ユニット１０３を介して
符号変換器３０１および３０２に供給される。符号変換
器３０１はディジタル到来信号を第１の符号から第２の
符号に変換する。−例では第１の符号は線形であって信
号サンプル当り２０ビツトを含んでおり、第２の符号は
μ則ＰＣＭであり、信号サンプル当り８ビツトを含んで
いる。このようにして、他の実施例に於けると同じよう
に、変換器３０１はエコー・キャンセラ１０１に対する
リターン信号路に非線形性を導入する。実質的に同一の
非線形性が本発明の１つの特徴に従い符号変換器３０２
によってエコー・キャンセラ１ｏ１の入力中に導入され
る。これによりエコー・キャンセラおよびその中の適応
フィルタが、リターン信号路からのエコー信号に実質的
に等しいエコー推定値信号を発生するために、リターン
信号路を通して伝送される信号と類似の信号を処理する
ことが保証される。
ック図として示している。第３図の伝送網は第１および
２図に示す伝送網と類似している。その結果、第１およ
び２図に示すのと同一の第３図の伝送網の素子は同じ番
号が付しである。従って、伝送網に到来するディジタル
信号は等止器１０２および利得ユニット１０３を介して
符号変換器３０１および３０２に供給される。符号変換
器３０１はディジタル到来信号を第１の符号から第２の
符号に変換する。−例では第１の符号は線形であって信
号サンプル当り２０ビツトを含んでおり、第２の符号は
μ則ＰＣＭであり、信号サンプル当り８ビツトを含んで
いる。このようにして、他の実施例に於けると同じよう
に、変換器３０１はエコー・キャンセラ１０１に対する
リターン信号路に非線形性を導入する。実質的に同一の
非線形性が本発明の１つの特徴に従い符号変換器３０２
によってエコー・キャンセラ１ｏ１の入力中に導入され
る。これによりエコー・キャンセラおよびその中の適応
フィルタが、リターン信号路からのエコー信号に実質的
に等しいエコー推定値信号を発生するために、リターン
信号路を通して伝送される信号と類似の信号を処理する
ことが保証される。
一実施例にあっては、符号変換器３０２は到来信号を第
１の符号から第３の符号に変換する。例えば、線形符号
から浮動小数点に変換する。第４図は第１の符号から符
号変換器３０１によってリターン信号路に導入される非
線形性と類似の非線形性を導入する第３の符号に変換す
る１つの装置を簡単なブロック図として示している。従
って、符号変換器３０２中で線形からμ則ＰＣＭへの変
換が、次込でμ則ＰＣＭから浮動小数点への変換が行な
われる。他の例では、符号変換器３０２は線形から線形
への変換を行う。この装置が第５図に簡単なブロック図
として示されている。このようにして符号変換器３０１
によってリターン信号路中に導入される非線形性と類似
した非線形性を得るために、符号変換器３０２は線形か
らμ則ＰＣＭへの変換ならびにμ則ＰＣＭから線形への
変換を行う。
１の符号から第３の符号に変換する。例えば、線形符号
から浮動小数点に変換する。第４図は第１の符号から符
号変換器３０１によってリターン信号路に導入される非
線形性と類似の非線形性を導入する第３の符号に変換す
る１つの装置を簡単なブロック図として示している。従
って、符号変換器３０２中で線形からμ則ＰＣＭへの変
換が、次込でμ則ＰＣＭから浮動小数点への変換が行な
われる。他の例では、符号変換器３０２は線形から線形
への変換を行う。この装置が第５図に簡単なブロック図
として示されている。このようにして符号変換器３０１
によってリターン信号路中に導入される非線形性と類似
した非線形性を得るために、符号変換器３０２は線形か
らμ則ＰＣＭへの変換ならびにμ則ＰＣＭから線形への
変換を行う。
前述の装置は本発明の実施例の幾つかの例にすぎない。
当業者にあっては本発明の精神と範囲を逸脱することな
く多数の変更を加え得ることは明らかである。事実、任
意のディジタル符号、例えばＡ則ＰＣＭを使用すること
が出来る。
く多数の変更を加え得ることは明らかである。事実、任
意のディジタル符号、例えばＡ則ＰＣＭを使用すること
が出来る。
第１図は本発明が解決した問題点を含む従来技術に従う
適応フィルタ装置の簡単化されたブロック図、 第２図は本発明の一実施例を含むエコー・キャンセラと
して使用される適応型フィルタ装置の簡単化されたブロ
ック図、 第３図は本発明の他の実施例を含むエコー・キャンセラ
として使用される他の適応型フィルタの簡単化されたブ
ロック図、 第４図は第３図の実施例で使用される一つの符号変換器
の簡単化されたブロック図、第５図は第３図の実施例で
使用される他の符号変換器の簡単化されたブロック図で
ある。 〔主要部分の符号の説明〕 特許請求の範囲 符号 エコー・キャンセラ １０１ 等化器 １０２ ハイブリッド １０６
適応フィルタ装置の簡単化されたブロック図、 第２図は本発明の一実施例を含むエコー・キャンセラと
して使用される適応型フィルタ装置の簡単化されたブロ
ック図、 第３図は本発明の他の実施例を含むエコー・キャンセラ
として使用される他の適応型フィルタの簡単化されたブ
ロック図、 第４図は第３図の実施例で使用される一つの符号変換器
の簡単化されたブロック図、第５図は第３図の実施例で
使用される他の符号変換器の簡単化されたブロック図で
ある。 〔主要部分の符号の説明〕 特許請求の範囲 符号 エコー・キャンセラ １０１ 等化器 １０２ ハイブリッド １０６
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１および第２の入力を有し、伝送路と回路関係を
成すように接続された適応フィ ルタにおいて、 ディジタル信号を第１の信号符号から第 ２の信号符号に変換し、 該第２のディジタル符号の信号を前記適 応フィルタの前記第１の入力と前記伝送路 に供給するべく回路関係を成すように接続 され、類似の非線形性が前記伝送路ならび に前記適応フィルタの前記第１の入力に供 給された信号中に導入されるようにする第 １の手段を含むことを特徴とする適応フィ ルタ。 ２、特許請求の範囲第１項記載のフィルタにおいて、 前記第１の符号のディジタル信号は前記 第２の符号のディジタル信号のビット数よ り大きい予め定められたビット数を有する ことを特徴とするフィルタ。 ３、特許請求の範囲第２項記載のフィルタにおいて、 前記適応フィルタは前記第１の符号中の 到来信号を処理するように作られており、 更に前記第２のディジタル符号の信号を前 記第１のディジタル符号の信号に変換し、 前記第１の手段の出力と前記適応フィルタ の前記第１の入力の間を回路関係を成すよ う接続する第２の手段を含むことを特徴と するフィルタ。 ４、特許請求の範囲第３項記載のフィルタにおいて、 前記第１の符号は線形であり、前記第２ の符号はμ則ＰＣＭであることを特徴とす るフィルタ。 ５、特許請求の範囲第４項記載のフィルタにおいて、 前記適応フィルタはエコー・キャンセラ として使用される適応トランスバーサル・ フィルタを含み、前記伝送路は前記適応フ ィルタの前記第２の入力と回路関係を成す ように接続されているリターン信号路を含 むことを特徴とするフィルタ。 ６、第１および第２の入力を有し、伝送路と回路関係を
成すように接続されている適応 フィルタにおいて、該フィルタは、 到来ディジタル信号を前記伝送路に加え るべく第１のディジタル符号から第２のデ ィジタル符号に変換する第１の手段と、 前記到来ディジタル信号を前記第１の符 号から前記第２の符号に、そして前記第２ の符号から前記第１の符号に変換し、前記 適応フィルタの前記第１の入力と回路関係 を成すように接続され、前記第１の手段か ら前記伝送路に供給される信号中に導入さ れる非線形性と実質的に同一の非線形性が 前記適応フィルタの前記第１の入力に供給 される信号中に導入されるようにする第２ の手段とを含むことを特徴とする適応フィ ルタ。 ７、特許請求の範囲第６項記載のフィルタにおいて、 前記第１の符号のディジタル信号は前記 第２の符号のディジタル信号のビット数よ り多い予め定められたビット数を有してい ることを特徴とするフィルタ。 ８、特許請求の範囲第７項記載のフィルタにおいて、 前記第１の符号は線形であり、前記第２ の符号はμ則ＰＣＭであることを特徴とす るフィルタ。 ９、特許請求の範囲第８項記載のフィルタにおいて、 前記適応フィルタはエコー・キャンセラ として使用されている適応トランスバーサ ル・フィルタを含み、前記伝送路は前記適 応フィルタの前記第２の入力と回路関係を 成すよう接続されているリターン信号路を 含むことを特徴とするフィルタ。 １０、第１および第２の入力を有し、伝送路と回路関係
を成すよう接続されている適応フ ィルタにおいて、 到来ディジタル信号を第１のディジタル 符号から前記伝送路に供給される第２のデ ィジタル符号に変換する第１の手段と、 前記到来ディジタル信号を前記第１の符 号から前記第２の符号に、そして前記第２ の符号から第３のディジタル符号に変換し、前記第３の
符号信号を前記適応フィルタの 第１の入力に供給するような回路関係を成 すように接続されている第３の手段を含み、前記第１の
手段から前記伝送路に供給され る信号中に導入される非線形性と実質的に 同一の非線形性が第３の手段によつて前記 適応フィルタの第１の入力に供給される信 号中に導入されるようにすることを特徴と する適応フィルタ。 １１、特許請求の範囲第１０項記載のフィルタにおいて
、 前記第１の符号のディジタル信号は前記 第２の符号のディジタル信号のビット数よ り多い予め定められたビット数を有するこ とを特徴とするフィルタ。 １２、特許請求の範囲第１１項記載のフィルタにおいて
、 前記第１の符号は線形であり、前記第２ の符号はμ則ＰＣＭであり、前記第３の符 号は浮動小数点であることを特徴とするフ ィルタ。 １３、特許請求の範囲第１２項記載のフィルタにおいて
、 前記適応フィルタはエコー・キャンセラ として使用される適応トランスバーサル・ フィルタを含み、前記伝送路は前記適応フ ィルタの前記第２の入力と回路関係を成す よう接続されているリターン信号路を含む ことを特徴とするフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US65653584A | 1984-10-01 | 1984-10-01 | |
| US656535 | 1984-10-01 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6189729A true JPS6189729A (ja) | 1986-05-07 |
Family
ID=24633450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21899385A Pending JPS6189729A (ja) | 1984-10-01 | 1985-10-01 | 信号路補償型適応フイルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0177239A3 (ja) |
| JP (1) | JPS6189729A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0280898A1 (de) * | 1987-02-18 | 1988-09-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Echosignalen |
| JP2794999B2 (ja) * | 1991-08-14 | 1998-09-10 | 国際電信電話株式会社 | エコーキャンセル方式 |
| CA2245411A1 (en) * | 1998-08-20 | 2000-02-20 | Mitel Corporation | Echo canceller with compensation for codec limiting effects |
| DE19928045A1 (de) * | 1999-06-18 | 2000-12-28 | Alcatel Sa | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Echokompensation in einem Telekommunikationssystem mit nichtlinearen Übertragungsstrecken |
| EP1157498A4 (en) * | 1999-12-27 | 2002-04-17 | Telogy Networks Inc | DIGITAL EXTENSION OF THE MODULE'S ECHO CANCELLATOR |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2469044A1 (fr) * | 1979-08-30 | 1981-05-08 | Thomson Csf Mat Tel | Procede de traitement en temps partage de signaux numeriques et application a un annuleur d'echo autoadaptatif multiplexe |
-
1985
- 1985-09-24 EP EP85306758A patent/EP0177239A3/en not_active Withdrawn
- 1985-10-01 JP JP21899385A patent/JPS6189729A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0177239A2 (en) | 1986-04-09 |
| EP0177239A3 (en) | 1987-06-03 |
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