JP3080641B2 - エコーキャンセラ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、双方向送受信伝送装置において、受信側に
回り込んできた送信出力エコー除去するエコーキャンセ
ラに関する。

（従来の技術） 近年のネットワークにおけるディジタル化の進展に伴
い、既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ
伝送を行なう２線式双方向データ伝送用トランシーバの
必要性が増大してきた。

電気通信の国際標準を審議するCCITTでは、ISDN（Int
egrated Service Digital Network）と呼ばれる国際的
なディジタル網の構築を目指して標準化作業が進められ
ており、この中で64kbpsを２チャネル、16kbpsを１チャ
ネル有した144kbpsのデータ伝送を行なうベーシックア
クセスと呼ばれる伝送手段が最も基本的なものとして、
勧告化ないしは勧告を目指した作業が進められている。

このベーシックアクセスは、従来のアナログ網におい
ては、通常の電話線に相当するもので、公衆網から家庭
内の電話機に至る加入者線である。

一方、ISDNにおいては、この加入者線を用いてディジ
タル伝送を行なうわけであるが、すでに膨大なメタリッ
ク２線による加入者線が敷設されており、ディジタル加
入者線用として新たに回線を敷設するのは非常に大変な
作業となる。このため、既存のアナログ回線を用いてデ
ィジタル信号伝送を行なう２線式双方向データ伝送技術
の研究、開発が盛んに行なわれている。

従来の２線式双方向データ伝送装置の構成を第４図に
示す。

関連技術は、例えば「ディジタルフィルタによる通信
情報処理」（電子雑誌エレクトロニクス 1988年２月号
P39〜43 オーム社）等の文献に記載されている。

一般に、加入者線の多くは２線のメタリックワイヤに
上りと下りの信号を乗せることにより、双方向データ伝
送を行なっている。この時、上りと下りの信号は、ハイ
ブリッドコイルと呼ばれる方向性結合器により送受各々
分離され、これにより双方向データ伝送が可能になる。
しかしながら、実際はハイブリッドコイルと回線との間
のインピーダンス不整合により送信信号が受信側に漏れ
てくるエコーが発生する。このエコーは本来受信すべき
信号に重なってしまうため、データ伝送のエラーの原因
になる。このため、第４図に示すようなECM方式（Echo
Canceller Method）が２線式双方向データ伝送技術とし
て従来から採用されている。ECM方式では、２線/4線変
換で発生するエコーと同一の疑似エコーを人工的に合成
し、エコーを含む受信信号から差引くことが行なわれ
る。

以下、第４図を用いて、一般的な２線式双方向データ
伝送トランシーバの例を説明する。

まず、送信側では、本トランシーバに入力する送信デ
ータは符号化器50（COD）に入力される。符号化方式と
しては2B1Q方式を採用した場合を示す。この符号化器50
は、160kbpsの２値データ信号の連続した２シンボル
を、以下に示すようなルールで80kbaudの４値の2B1Qデ
ータに変換するものである。

その後、このコード出力データはD/A変換器51でD/A変
換された後、送信器52に入力する。送信器52から信号が
ハイブリッド回路53を通過して伝送路54に送出される。

受信側では、伝送路54を経た受信信号がハイブリッド
回路53を通過し、受信器55に入力される。さらに、A/D
変換器56で２進ディジタル信号に変換される。

先に述べたように、ハイブリッド回路53の不完全性か
ら、送信信号成分がエコーとして受信側に回り込んでく
る。このエコーを抑圧するためにエコーキャンセラ60が
用いられる。このエコーキャンセラ60は、適応フィルタ
61と減算器62から構成される。エコーキャンセラ60で
は、回路の不完全性から発生するエコーと同一の疑似エ
コーを人工的に合成し、エコーを含む受信信号から差引
くことが行なわれる。差引いた残差信号が０になるよう
に制御を行なう。

等化器では、伝送路の特性に起因する波形歪が補償さ
れる。そして、復号化器57によりデータが再生される。

第５図に従来の一般的なエコーキャンセラの構成を示
す。エコーキャンセラ65はトランスバーサルフィルタ66
と減算器67を備え、トランスバーサルフィルタ66はエコ
ー経路と同一の特性を実現するように適応的に制御され
る。トランスバーサルフィルタ66は非再帰形フィルタで
あり、伝達関数Ｔ（Ｚ）は、式（１）で表わされる。

Ｔ（Ｚ）＝T0＋T1 Z^-1＋…＋ＴN Z^-N Ｎは整数…（１） エコー経路が非再帰形フィルタの伝達関数で近似でき
る場合は、トランスバーサルフィルタ66によりエコー経
路とほぼ同一の特性を実現することができ、回路の不完
全性から発生するエコーとほぼ同一の疑似エコーを人工
的に合成することが可能となる。

ところで、エコー経路は、現実には式（２）の再帰形
フィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）で表わされ、エコーは長い
尾びきを有するため、トランスバーサルフィルタ66によ
るエコーキャンセラ65では、エコーの十分な除去は困難
である。

従って、エコーキャンセラ65を式（３）の再帰形フィ
ルタで実現し、 分母、分子の係数が式（２）のＨ（Ｚ）と等しくなるよ
うに適応的に制御すれば、エコーの十分な除去が可能と
なるが、エコーキャンセラ65の残差信号で分母、分子の
係数を適応的に制御する方式は、適応制御の収束性が保
証されず、従来は、再帰形フィルタの分子の係数のみ可
変とし、分母の係数は固定としていた。このため、エコ
ーの十分な除去は困難であり、約40dBのエコー抑制が要
求される7km程度の長距離伝送の場合、大きな問題とな
っている。

（発明が解決しようとする課題） 従来の２線式双方向ディジタル伝送において、エコー
制御は、再帰形フィルタの伝達関数が表わされ、エコー
は長い尾びきを有するため、再帰形フィルタを用いたエ
コーキャンセラが必要となるが、従来はフィルタ係数の
精度のよｉ適応制御は困難であったため、エコーの十分
な除去は難しく、長距離伝送を実現する場合に大きな障
害となっている。

本発明は、このような従来の欠点を除去するためにな
されたもので、エコー経路の分母、分子の伝達関数を精
度よく推定することにより、長距離伝送において必要な
厳密なエコー抑圧が極めて容易となるエコーキャンセラ
を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記従来の目的を達成する本発明は、送信手段と受信
手段を有する双方向伝送装置備えられるエコーキャンセ
ラにおいて、少なくとも第1,第2,第３の３個の適応フィ
ルタを有し、前記第１の適応フィルタに再帰形適応フィ
ルタを用い、前記第２及び第３の適応フィルタに非再帰
形適応フィルタを用い、送信信号を前記第１の適応フィ
ルタに入力し、受信信号と前記第１の適応フィルタの出
力信号をを減算する第１の減算器を有し、前記送信信号
を前記第２の適応フィルタに入力し、前記受信信号を前
記第３の適応フィルタに入力し、前記第２の適応フィル
タの出力信号と、前記第３の適応フィルタの出力信号を
減算する第２の減算器を有し、前記第１の適応フィルタ
のタップ係数制御は、少なくとも前記第１の減算器の出
力信号と前記第２の減算器の出力信号に依存し、前記第
２の適応フィルタのタップ係数制御は、少なくとも前記
第１の減算器の出力信号に依存し、前記第３の適応フィ
ルタのタップ係数制御は、少なくとも前記第２の減算器
の出力信号に依存することを特徴とする。

請求項第２項の本発明は、前記第１の適応フィルタの
伝達関数における分子の項の係数に係わるタップ係数の
制御は、前記第１の減算器の出力信号に依存し、前記第
１の適応フィルタの伝達関数における分母の項の係数に
係わるタップ係数の制御は、前記第２の減算器の出力信
号に依存することを特徴とする。

請求項第３項の本発明は、複数の前記適応フィルタの
係数制御を、時分割に行なうことを特徴とする。

（作 用） 本発明では、２線式双方向ディジタルデータ伝送にお
いて、再帰形適応フィルタのフィルタ係数の精度のよい
適応制御が実現され、エコー経路の有する再帰形フィル
タの伝送関数による特性に起因するエコーの長い尾びき
の除去が可能となり、長距離伝送が実現される。

（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に
説明する。

第１図は本発明の一実施例のブロック図を示す。伝送
データは、符号化器10で符号化（例えば、2B1Q符号）さ
れ送信信号が生成される。送信信号は、D/A変換器11に
てアナログ信号に変換された後、送信器12,ハイブリッ
ド回路13を経て伝送路14に送出される。ここで、送信器
12は、例えば送信フィルタ、ドライバ等から構成され
る。ハイブリッド回路13は、例えばトランス、バランス
ネット等から構成され、送受信の分離、２線４線変換等
の働きをする。

伝送路14からの受信信号は、ハイブリッド回路13、受
信器15を経てA/D変換器16でディジタル信号に変換さ
れ、さらに復号化器17で受信データが復号される。ここ
で、受信器15は、例えば受信フィルタ、レベル制御器、
等化器等から構成される。

一方、ハイブリッド回路13の不完全性に起因して、送
信信号が受信側に回り込む（この回り込み信号をエコー
と呼ぶ）。このエコーを除去するために本発明によるエ
コーキャンセラ19を用いる。

本実施例のエコーキャンセラ19は、再帰形適応フィル
タ20と、第１の非再帰形適応フィルタ21と、第２の非再
帰形適応フィルタ22と、第１の減算器23及び第２の減算
器24により構成し、再帰形と非再帰形を組み合わせてい
る。

ここで、一般的な再帰形適応フィルタ20の構成を第２
図に示す。伝達関数が分母と分子の多項式からなり、イ
ンパルス応答の時間は無限であり、無限インパルス応答
（IIR）フィルタと呼ばれる。係数を適応的に変化さ
せ、適応フィルタとしてエコーキャンセラ19に導入する
場合、長い尾びきのエコーの抑圧も可能であるが、残差
信号（エコーのキャンセラ残信号）による係数制御が容
易でない。

また、一般的な第１の非再帰形適応フィルタ21の構成
を第３図に示す。第１の非再帰形適応フィルタ21は、通
常のトランスバーサルフィルタからなり、伝達関数が分
母の多項式を有さず、インパルス応答の時間は有限であ
り、有限インパルス応答（FIR）フィルタと呼ばれる。
係数を適応的に変化させ、適応フィルタとしてエコーキ
ャンセラ19に導入する場合、長い尾びきのエコーの抑圧
には大きなタップ数を要するが、残差信号による係数制
御が容易である。

再帰形適応フィルタ20の伝達関数を Ｆ（Ｚ）＝Fa（ｚ）/Fb（ｚ） 第１の非再帰形適応フィルタ21の伝達関数を Ga（ｚ） 第２の非再帰形適応フィルタ22の伝達関数を Gb（ｚ） のように、Ｚ変換を用いて表わす。

D/A変換器11,送信器12,ハイブリッド回路13,受信器1
5,A/D変換器16からなるエコー経路の伝達関数はアナロ
グ領域の関数であるが、それをディジタル領域に変換
し、Ｚ変換を用いて表わした伝達関数を Ｈ（ｚ）＝Ha（ｚ）/Hb（ｚ） と定める。

ここで、エコーキャンセラ19のエコー除去特性を考察
するため、相手側からの受信信号が存在しない場合を考
える。なお、受信信号が存在する場合においても、送信
信号と受信信号は無相関であるので、以下の議論は成り
立つ。

第１図のＰ点の信号をＸ（ｚ）,Q点の信号をＥ（ｚ）
と表わす。Ｘ（ｚ）は送信信号、Ｅ（ｚ）は送信信号の
エコーをそれぞれＺ変換形で表わしたものである。

Ｅ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）・Ｘ（ｚ） ＝Ha（ｚ）/Hb（ｚ）・Ｘ（ｚ） となる。

第１の非再帰形適応フィルタ21の出力信号をＵ
（ｚ），第２の非再帰形適応フィルタ22の出力信号をＶ
（ｚ）とそれぞれＺ変換形で表わすと、 Ｕ（ｚ）＝Ga（ｚ）・Ｘ（ｚ） Ｖ（ｚ）＝Gb（ｚ）・Ｅ（ｚ） ＝Gb（ｚ）・Ha（ｚ）/Hb（ｚ）・Ｘ（ｚ） となる。

再帰形適応フィルタ20の出力信号をＷ（ｚ）のＺ変換
形で表わすと、 Ｗ（ｚ）＝Ｆ（ｚ）・Ｘ（ｚ） ＝Fa（ｚ）/Fb（ｚ）・Ｘ（ｚ） となる。

ここで、 Ｆ（ｚ）＝Ｈ（ｚ） 従って、 Fa（ｚ）＝Ha（ｚ） Fb（ｚ）＝Hb（ｚ） であれば、エコー経路の伝送関数と再帰形適応フィルタ
20の伝送関数が等しくなり、 Ｗ（ｚ）＝Ｅ（ｚ） となり、第１の減算器23によりエコーは除去される。

再帰形適応フィルタ20の伝達関数の分子の係数をエコ
ー経路の伝達関数の分子の係数と等しくなるように制御
すること、つまり、 Fa（ｚ）＝Ha（ｚ） となるように制御することは、第１の減算器23の出力
（残差信号）に基づき制御する従来の手法により可能で
ある。例えば、「ディジタルフィルタの設計」（東海大
学出版）に記載されているLMS法によって可能である。

一方、一般的に再帰形適応フィルタ20の伝達関数の分
母の係数をエコー経路の伝達関数の分母の係数と等しく
なるように制御すること、つまり、 Fb（ｚ）＝Hb（ｚ） となるように制御することは、第１の減算器23の出力
（残差信号）に基づく制御法では、収束の過程で不安定
になるという欠点があり、容易ではなく、従来は再帰形
適応フィルタ20の伝達関数の分母の係数は固定にしてお
くか、あるいは何種類かの係数値を予め用意して選択す
る手法がとられ、エコーキャンセラの特性は十分ではな
かった。

本発明では、一般的に適応フィルタの伝達関数の分母
の係数を減算器の残差信号に基づき可変することは容易
ではないが、分子の係数を減算器の残差信号に基づき可
変することは容易であるという特徴を利用している。

つまり、第２の非再帰形適応フィルタ22の伝達関数Gb
（ｚ）の係数を第２の減算器24の残差信号に基づき可変
し、 Gb（ｚ）＝Hb（ｚ） となるように制御する。

そして、Gb（ｚ）の係数を、再帰形適応フィルタ20の
伝達関数の分母Fb（ｚ）の係数として供給することによ
り、 Gb（ｚ）＝Hb（ｚ）＝Fb（ｚ） となる。

第１の非再帰形適応フィルタ21の伝達関数Ga（ｚ）の
分子の係数は、再帰形適応フィルタ20の伝達関数の分子
Fa（ｚ）から供給され、 Ga（ｚ）＝Ha（ｚ）＝Fa（ｚ） となる。

収束した状態では、第１の非再帰形適応フィルタ21の
出力Ｕ（ｚ）は、 Ｕ（ｚ）＝Ga（ｚ）・Ｘ（ｚ） ＝Ha（ｚ）・Ｘ（ｚ） となり、第２の非再帰形適応フィルタ22の出力Ｖ（ｚ）
は、 Ｖ（ｚ）＝Gb（ｚ）・Ｅ（ｚ） ＝Gb（ｚ）Ha（ｚ）/Hb（ｚ）Ｘ（ｚ） ＝Ha（ｚ）Ｘ（ｚ） となり、第２の減算器24の出力、つまり残差信号R2
（ｚ）は、 R2（ｚ）＝Ｖ（ｚ）−Ｕ（ｚ）＝０ となる。同様に、収束した状態では、再帰形適応フィル
タ20の出力Ｗ（ｚ）は、 Ｗ（ｚ）＝Fa（ｚ）/Fb（ｚ）Ｘ（ｚ） ＝Ha（ｚ）/Hb（ｚ）Ｘ（ｚ） であり、第１の減算器23の出力、つまり残差信号R1
（ｚ）は、 R1（ｚ）＝Ｗ（ｚ）−Ｅ（ｚ）＝０ となり、安定な収束状態となる。

すなわち、本発明では、適応フィルタの分子の伝達関
数の係数制御は、残差信号による学習により行ない、一
方、分母の伝達関数の係数制御は、他の適応フィルタの
分子の伝達関数の係数により与えられる。従って、安定
な制御が可能となる。本発明では、7km程度の長距離伝
送の場合にも対応できる精密なエコー抑圧が可能とな
る。

上記実施例では、再帰形適応フィルタ20、第１の非再
帰形適応フィルタ21、第２の非再帰形適応フィルタ22の
伝達関数の係数制御を同時に行なったが、例えば、まず
第２の非再帰形適応フィルタ22の伝達関数の係数制御を
行ない、次に残りの適応フィルタの伝達関数の係数制御
を行なう時分割制御も可能である。

また、第１の非再帰形適応フィルタ21を省略しＸ
（ｚ）をそのまま第２の減算器24に供給する方法も考え
られる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明のエコーキャンセラによれ
ば、エコー経路の分母、分子の伝達関数を精度よく推定
することにより、長距離伝送において必要な厳密なエコ
ー抑圧が極めて容易となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るエコーキャンセラのブ
ロック図、第２図は一般的な再帰形フィルタの構成を示
すブロック図、第３図は一般的な非再帰形フィルタの構
成を示すブロック図、第４図は従来のエコーキャンセラ
のブロック図、第５図は第４図の適応フィルタにトラン
スバーサルフィルタを用いたエコーキャンセラのブロッ
ク図である。 10……符号化器、11……D/A変換器、12……送信器、13
……ハイブリッド回路、15……受信器、16……A/D変換
器、17……復号化器、19……エコーキャンセラ、20……
再帰形適応フィルタ、21……第１の非再帰形適応フィル
タ、22……第２の非再帰形適応フィルタ、23……第１の
減算器、24……第２の減算器。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信手段と受信手段を有する双方向伝送装
   置備えられるエコーキャンセラにおいて、 少なくとも第1,第2,第３の３個の適応フィルタを有し、 前記第１の適応フィルタに再帰形適応フィルタを用い、
   前記第２及び第３の適応フィルタに非再帰形適応フィル
   タを用い、 送信信号を前記第１の適応フィルタに入力し、受信信号
   と前記第１の適応フィルタの出力信号を減算する第１の
   減算器を有し、 前記送信信号を前記第２の適応フィルタに入力し、前記
   受信信号を前記第３の適応フィルタに入力し、 前記第２の適応フィルタの出力信号と、前記第３の適応
   フィルタの出力信号を減算する第２の減算器を有し、 前記第１の適応フィルタのタップ係数制御は、少なくと
   も前記第１の減算器の出力信号と前記第２の減算器の出
   力信号に依存し、 前記第２の適応フィルタのタップ係数制御は、少なくと
   も前記第１の減算器の出力信号に依存し、 前記第３の適応フィルタのタップ係数制御は、少なくと
   も前記第２の減算器の出力信号に依存することを特徴と
   するエコーキャンセラ。
2. 【請求項２】前記第１の適応フィルタの伝達関数におけ
   る分子の項の係数に係わるタップ係数の制御は、前記第
   １の減算器の出力信号に依存し、 前記第１の適応フィルタの伝達関数における分母の項の
   係数に係わるタップ係数の制御は、前記第２の減算器の
   出力信号に依存することを特徴とする請求項第１項に記
   載のエコーキャンセラ。
3. 【請求項３】複数の前記適応フィルタの係数制御を、時
   分割に行なうことを特徴とする請求項第１項に記載のエ
   コーキャンセラ。