JPH02238728A - 低域遮断歪除去方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、たとえばメタリック２線ケーブルを用いて双
方向にデータ伝送を行なうトランシーバの主要構成要素
である低域遮断歪除去方式に関する。

（従来の技術） 近年のネットワークにおけるデジタル化の進展に伴い、
既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ伝送
を行なう２線式双方向データ伝送用トランシーバの必要
性が増大してきた。

電気通信の国際標準を審議するＣＣＩＴＴでは、Ｉ　Ｓ
　Ｄ　Ｎ　（　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅ
　Ｄ１ｇ１ｔａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）と呼ばれる国議的
なデジタル網の構築を目指して標準化作業が進められて
おり、この中で、６４ｋｂｐｓを２チャンネル、１６ｋ
ｂｐｓを１チャンネル有した、１４４ｋｂｐｓのデータ
伝送を行なうベーシックアクセスと呼ばれる伝送手段が
最も基本的なものとして、勧告化ないし勧告を目指した
作業が進められている。

このベーシックアクセスは、従来のアナログ網において
は通常の電話線に相当するもので、第６図に示すような
公衆網から家庭内の電話線に至る加入者線である。

一方、ＩＳＤＮにおいては、この加入者線を用いてデジ
タル伝送を行なう訳であるが、既に膨大なメタリック２
線ケーブルによる加入者線が敷設されており、デジタル
加入者線として新たに回線を敷設するのは非常に大変な
作業となる。このため、既存のアナログ回線を用いてデ
ジタル信号の伝送を行なう２線式双方向データ伝送技術
の研究、開発が盛んに行なわれている。

以下、第７図および第８図を用いて、この２線式双方向
データ伝送の原理につき説明する。なお、図において、
ＴＸは送信機、ＲＸは受信機、ＨＹＢはハイブリッドコ
イルである。

一般に、加入者線の多くは２線のメタリックワイヤに上
りと下りの信号を乗せることにより双方向データ伝送を
行なっている。このとき、上りと下りの信号はハイブリ
ットコイルと呼ばれる方向性結合器により送受それぞれ
に分離され、これにより双方向データ伝送が可能になる
。

しかしながら、実際はハイブリットコイルと回線との間
のインピーダンス不整合により、送信信号が受信側に漏
れてくるエコーが発生する。このエコーは、本来受信す
べき信号に重なってしまうため、データ伝送エラーの原
因になる。

このため、第７図および第８図に示すような方式が２線
式双方向データ伝送技術として確立されている。

第７図の方式は、ＴＣＭ方式（ＴｉＩＩｅ　Ｃｏｍｐｅ
ｒｓｓｉｏｎＭｕｌｔｌｐｌｅＸ　）　、通称ピンポン
方式と呼ばれるもので、上りと下りの伝送タイミングを
ずらすことにより、２線式で双方向のデータ伝送を可能
にする。

第８図の方式は、ＥＣ方式（　Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌ
　Ｉｅｒ）と呼ばれるもので、２線／４線変換で発生す
るエコーと同一の擬似エコーを人工的に合成し、エコー
を含む受信信号から差引く。

これらの中で、ＥＣ方式は伝送路でのとットレートを下
げることができ、国際的にも有望な方式となっている。

このＥＣ方式を用いたデータ伝送システムは、たとえば
第９図に示すように実現できる。第９図は、従来の一般
的な２線式双方向データ伝送トランシーバの一例を示し
ており、以下それについて説明する。この例はＥＣ方式
を用い、符号化方式としでは多値符号によりボーレート
を下げることのできる２ＢＩＱ方式を採用したものであ
る。

まず、本トランシーバに入力する送信データＴＸＤは、
符号化器（ＣＯＤ）１に入力される。

この符号化器１は、たとえば１６０ｋｂｐｓの２進デー
タ２組を、以下に示すようなルールで８０ｋボーの４値
の２８ＩＱデータに変換する。

符号化器１の出力は、ドライバ（ＤＲＶ）２、エコーキ
ャンセラ（ＡＦＥＣ）３、エコーキャンセラ（Ｉ　ＩＲ
ＥＣ）４に入力される。ドライバ２では、符号化器１の
出力に基づき以下のようなルールでパルスを発生し、ハ
イブリッドコイル（ＨＹＢ）５を介して回線に送出する
。

エコーキャンセラ４は、固定係数の４次ＩＩＲフィルタ
を用いて実現し、等化的にハイブリットコイル５のバラ
ンスネットワークとして粗いエコー除去を行なう。この
エコーキャンセラ４はボーレートで動作する。

参照信号としての入力データは、Ａ／Ｄ変換器６によっ
てボーレートでサンプリングされてＡ／Ｄ変換され、エ
コーキャンセラ４の出力とともに減算器７に入力される
。減算器７は、Ａ／Ｄ変換器６の出力（受信信号）から
エコーキャンセラ４の出力を差引くことにより、粗いエ
コー除去を行ない、そのエコー除去を行なった受信信号
をルートｆＡＧＣ回路８へ入力する。ルートｆＡＧＣ回
路８は、回線の高城信号減衰特性（ルートｆ特性）を補
償するため、受信信号にハイパスフィルタ処理を施す。

以上の処理により粗いエコー除去、ルートｆ等化を施さ
れた受信信号は、エコーキャンセラ３の出力とともに減
算器９に入力される。減算器９の出力は、エコーキャン
セラ３および判定器（ＤＥＣ）１０に入力され、判定器
１０の出力は判定帰還形等化器（ＡＦＤＦＥ）１１に入
力される。判定帰還形等化器１１では、判定器１０の判
定結果を入力してブリッジタップによる歪みを推定し、
その出力を減算器９に入力する。減算器９は、ルートｆ
ＡＧＣ回路８から出力される受信信号からエコーキャン
セラ３および判定帰還形等価器１１の各出力を差引くこ
とにより、エコー除去およびブリッジタップによる歪み
の除去を行なう。

以上の処理により再生された受信信号は、復号器（ＤＥ
Ｔ）１２で再び２進データに変換されて受信データＲＸ
Ｄとなる。

なお、受信クロックは、ルー｝ｆＡＧＣ回路８から出力
される受信信号をＰＬＬ回路１３に入力することにより
、ＰＬＬ回路１３によって受信信号からタイミング抽出
される。このタイミング抽出の方式には種々の方式があ
るが、たとえば受信パルスの波形、ゼロクロス点などか
ら抽出できる。

（発明が解決しようとする課題） 上述の２８ＩＱなどの多値符号を用いた２線式双方向ベ
ースバンド伝送方式は、占有帯域を低域に集中すること
ができ、したがって漏話性ノイズに強く、またサンプリ
ング周波数が低いため、ディジタル信号処理の導入に適
すといった利点がある。

しかしながら、これらの符号は直流成分を有し、また直
流近くの周波数に信号成分があるため、通常の加入者線
に通すとトランスなどの低域遮断特性により深刻な符号
間干渉が発生し、データ伝送の誤りが増大する。

この低域遮断歪の発生メカニズムは、たとえば第１０図
に示すようにモデル化できる。図において、伝達特性２
１は、遠端のトランスおよびコンデンサによる低域遮断
歪をカットオフ周波数ｆｃｔＨＺなる１次のハイバスフ
ィルタで近似したものであり、また伝達特性２２は、近
端のトランスおよびコンデンサによる低域遮断歪をカッ
トオフ周波数ｆｃｒｃＨｚなる１次のハイパスフィルタ
で近似したものである。また、第１０図において、ｘ　
（ｖ）は送信データ特性を示し、ｙ　（ｗ）は受信デー
タ特性を示している。

ここで、これらの伝達特性ＨＴ　（Ｓ）　，　ＨＲ　（
Ｓ）は下記のように表現できる。

但し　τｔ”２πｆＣＴ τＲ　ｗ−　’２　π　ｆＣＲ 以上の式により伝送路全体の遮断歪Ｈ　（ｓ）は、Ｈ（
ｓ）＝ＨＴ（ｓ）　　・ＨＲ　（Ｓ）　　　　・＝　（
２）で表される２次のハイパスフィルタで表される。

このような遮断歪を等化する従来の方式は、第１１図に
示すような量子化帰還形の等化方式が一般的である。こ
こで、受信信号ｙ　（ｖ）は量子化帰還信号で、加算器
２３によって信号ｙ　（ｖ）と加算されて等化出力信号
Ｚ　（ｖ）となり、判定器２４に入力する。また、判定
器２４の出力ｘ　（ｖ）は、特性Ｈ　（ｓ）なるローバ
スフィルタ２６に入力し、ここを通過することにより量
子化帰還信号ｙ（ν）となる。

以上のことから以下の関係が成立する。

Ｚ（ｖ）−ｙ（ｖ）＋Ｈ（ｓ）　　・ｘ（ｖ）　　−　
（３）また、伝送路の入出力関係から、 ｙ　（ｖ）　＝Ｈ（ｓ）　　・ｘ　（ｖ）　　　　　　
・・・（４）となる。ここで、（４）式を（３）式に代
入し、判定結果がほぼ正し＜　ｘ（ｖ）　！ｘ（ｖ）　
テ、マタ判定による遅延が無視できるとすると、 Ｚ（ｗ）　’：Ｍ　（Ｈ（ｓ）　＋Ｈ（ｓ）　）　ｘ（
ｗ）−（５）となる。したがって、ローバスフィルタ２
６が肴　ｆｉ（ｓ）　　−　１−Ｈ（ｓ） ・・・　（６） なる特性のローパスフィルタのときに低域遮断歪の等化
ができる。

ここで、カットオフ周波数ｆｃ↑＋ｆＣＲは、トランス
やコンデンサの特性によって決り、未知な場合が多いた
め、（６）式の特性は一定でなく、伝送路によって適応
的に変化させる必要がある。

このためには、第１１図に示したように、判定器２４の
出力から入力を差引く減算器２５の出力を用い、判定誤
差が最小になるようローパスフィルタ２６の係数を適応
的に学習させればよい。

しかしながら、（６）式のような２次のＩＩＲフィルタ
の学習アルゴリズムは非常に複雑で、最適な係数を得る
簡単な方式は確立していない。

このため、比較的簡単に最適値を得ることのできる１次
のＩＩＲフィルタで（６）式を近似する方式などが用い
られているが、本来、２次の特性を持つフィルタを１次
で近似するため、誤差が大きく、充分な性能が得られな
いといった問題点があった。

そこで、本発明は、上記問題点を考慮し、低域遮断歪等
化の量子化帰還方式に、従来適用が困難であった高次の
適応１１Ｒフィルタの代わりに、帯域分割処理によりロ
ーコストで実現可能な、適応方式が確立したＦＩＲフィ
ルタを使用した、充分な性能を有する低域遮断歪除去方
式を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段および作用）伝送路のトラ
ンスおよびコンデンサによる低域遮断のカットオフ周波
数ｆ　ｃｔ　（遠端）　　【。８（近端）は５００ｋ前
後と考えられ、低域遮断歪成分は１００七〜２ＫＥＩｚ
以内にその成分の大部分が集中する。したがって、８０
Ｋボーのデータ伝送システムでも、この受信信号や判定
結果から２ＫＨｚ以下の信号を抽出して、この低域信号
のみで低域遮断特性を推定することができる。

また、抽出した低域信号をボーレート１／Ｍ、たとえば
１　０ＫＨｚ　（Ｍ−８）程度の低いサンプルで処理す
る帯域分割処理を導入することにより、低域遮断特性の
推定に適応アルゴリズムが確立している簡単なＦ　Ｉ　
Ｒ　（Ｆ１ｎ１ｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓ
ｅ　）適応フィルタを用いることができる。このとき、
ＦＩＲ適応フィルタの所要タップ数は、ボーレート処理
時の１／Ｍで済む。

また、再サンプル間隔もボーレートのＭ倍になるため、
１ボー当りに処理する必要のあるタップ数もボーレート
処理時の１／Ｍになる。

第６図は、この処理の原理を示したもので、８０Ｋ１１
ｚのサンプル信号である受信信号Ｙ　（Ｚ）（第２図ａ
参照）は、カットオフ周波数２ＫＨｚのローパスフィル
タで５ＫＨｚ以上の成分は完全に無視できるまで帯域制
限され（第２図ｂ参照）、たとえば１０ＫＨｚで再サン
プリングされることにより、第２図（ｃ）（ｄ）に示さ
れるような信号になる。この信号から１０ＫＨｚの処理
により、効率的に低域遮断歪等化信号（第２図ｅ参照）
を得ることができる。

また、第３図は帯域分割処理による低域遮断歪特性の推
定を時間領域で説明するもので、同図（ａ）に示すよう
なインパルス応答の歪成分（斜線部）を打ち消すために
必要な等化信号は、同図（ｂ）に示すような応答（ａ図
においてメイン応答の部分を除いたもの）となる。この
応答は非常になだらかで、周波数成分が非常に低いため
、原サンプル８０Ｋ１１ｚよりも大幅に低い１０ＫＨｚ
で再サンプルしても、同図（Ｃ）に示すようにインパル
ス応答の形状は保存される。

上述した帯域分割処理で実現したＦＩＲ適応フィルタの
係数は、低域遮断歪特性のインパルス応答であり、この
係数を用いると擬似低域遮断歪を作ることが可能で、こ
の擬似信号により低域遮断歪を等化することができる。

第４図はこの処理の原理を示したものである。

図におイテ、Ｘ　（Ｚ）は判定器（ＤＥＣ）３１（７）
判定結果であり、この信号から低域遮断歪等化に必要な
周波数成分が、位相直線ローバスフィルタ（ＬＰＦ）３
２および再サンプリング処理部３３によって抽出され、
帯域制限された信号ｘ（ｚ’）となる。次に、この信号
ｘ（ｚ’）を、前述した帯域分割処理で求めた低域遮断
歪特性のインパルス応答の係数を利用したＦＩＲ適応フ
ィルタ（ＦＩＲ）３４に入力し、擬似低域遮断歪信号Ｙ
’　（Ｚ’　）を得る。さらに、この擬似低域遮断歪信
号Ｙ’　（Ｚ’　）は、再サンプリング処理部３５およ
び位相直線ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３６を経て、元
の帯域の信号ｙ　（ｚ）となる。最後に、減算器３７で
、入力信号ｙ　（ｚ）から擬似低域遮断歪信号Ｙ　（Ｚ
）を差引くことにより、低域遮断歪が等化される。

次に、ＦＩＲ適応フィルタ３４の係数の定め方について
説明する。時間領域での原理を第５図に示す。帯域分割
処理の行なわれる系では、元の系に対して位相直線ロー
パスフィルタなどを介するために遅延Ｄを生ずる。この
結果、前述した帯域分割処理で推定した低域遮断歪特性
のインパルス応答の係数をそのまま利用したＦＩＲ適応
フィル夕のインパルス応答は第５図（ｂ）に示すように
なり、この遅延Ｄにより低域遮断歪を充分に等化できな
いことがわかる。したがって、この時間遅れＤを補償す
るためには、ローバスフィルタなどによる遅延分だけイ
ンパルス応答を進めればよい（第５図Ｃ参照）。このこ
とは、前述した帯域分割処理で推定した低域遮断歪特性
のインパルス応答の係数を移動させることにより可能と
なり、この移動した係数をＦＩＲ適応フィルタ３４の係
数として用いればよい。

しかし、帯域分割処理の系での負の時間範囲（第５図Ｃ
の斜線部分）は、ＦＩＲ適応フィルタ３４で実現するこ
とは不可能であるから、この時間範囲、すなわちローバ
スフィルタなど帯域分割処理に伴う遅延時間の間の低域
遮断歪の補償は従来のＦＩＲ適応フィルタで補う。

以上により本発明方式では、適応アルゴリズムの確立し
ているＦＩＲ適応フィルタを低域遮断歪成分の大部分が
集中している低域で、帯域分割処理を用いることにより
効率的に実現し、この係数により低域遮断歪の補償に用
いるＦＩＲ適応フィルタの係数を決定する。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明す
る。なお、本実施例で取扱う全ての信号は、デジタル信
号処理での実現を前提とした離散信号であるとし、Ｚ領
域で表現する。

第１図において、４１はインパルス応答推定部、４２は
第１の低域遮断歪等化部、４３は第２の低域遮断歪等化
部であり、以下それぞれについて説明する。

まず、インパルス応答推定部４１について説明する。こ
こでは、受信信号Ｙ　（Ｚ）および判定信号Ｘ　（Ｚ）
により、帯域分割処理［但し、２−ＥＸＰ　（２πｊｆ
／ｆａ）：ｆｓはボーレート］で実現したＦＩＲ適応フ
ィルタによりインパルス応答を推定する。

まず、受信信号ｙ　（ｚ）と判定信号Ｘ　（Ｚ）は、た
とえばカットオフ周波数２ＫＨｚの位相直線ローバスフ
ィルタ（ＬＰＦ）４４．４５で帯域制限された後、再サ
ンプリング処理部４６．４７で、たとえばｆｓ＝１０Ｋ
｝ｌｚで再サンプリングされ、帯域分割後の信号ｙ’　
（ｚ’　）　，　ｘ’　（ｚ’　）となる。

・・・　（７） 但し、Ｚ’　一ＥＸＰ　（２πｊ　ｆ／ｆｓ　）　、Ｏ
≦ｆ≦２ＫＨｚ、ｄはｆ　ｓ　Ｈｚサンプル数による位
相直線ローパスフィルタの遅延量、Ｌ　（Ｚ）は位相直
線ローパスフィルタの特性（実数）である。

ＦＩＲ適応フィルタ４８、減算器４９．５０では、分割
された帯域において、よく知られた最急降下法などの学
習アルゴリズムにより、残差信号Ｅ’（Ｚ’）の電力を
最小にすることで、低域遮断歪等化のインパルス応答Ｃ
ｉ（ｉ＝１−Ｎ）を推定する。

ここで、適応ＦＩＲフィルタ４ｇが収束したときの特性
Ｇ（Ｚ’）は となる。伝送路での低域遮断歪特性がＨ　（Ｚ）送信信
号がＸ　（Ｚ）で、判定誤りがない（　Ｘ　（Ｚ）Ｘ（
Ｚ））とすると、（７）式から となり、 式から て低域遮断歪の等化を行なう。この部分は、位相直線の
ローパスフィルタ４５，５１、ＦＩＲ適応フィルタ５２
、ボーレートの１／Ｍの周波数ｆｓＫＨｚ（たとえば１
０ＫＨｚ）での再サンプリング処理部４７、およびボー
レートｆｓＫＨｚ（たとえば８０ＫＨｚ）での再サンプ
リング処理部５３からなる。

ＦＩＲ適応フィルタ５２の各係数は、前述のインパルス
応答推定部４１で求められたＦＩＲ適応フィルタ４８の
各係数を、帯域分割処理に伴う遅延時間を考慮して時間
の進む方へ２ｄ＋１だけシフトしたものである。すなわ
ち、 −　Ｈ（Ｚ）−　１ ・・・　（ｌＯ） となり、分割された帯域での低域遮断歪補償成分の特性
となることがわかる。

次に、第１の低域遮断歪等化部４２について説明する。

ここでは、前述したインパルス応答推定部４１のＦＩＲ
適応フィルタ４８の係数を利用しなる関係がある。ここ
で、Ｇ（Ｚ’），ＣｉはＦＩＲ適応フィルタ４８の伝達
特性と各タップルタ５２の伝達特性と各タップの係数を
表し、Ｈ　（Ｚ）は伝送路の低域遮断歪特性を表してい
る。

したがって、判定器（ＤＥＣ）５４の出力をＸ（Ｚ）、
位相直線ローバスフィルタ４５（特性Ｌ（ｚ）、遅延ｄ
）および再サンプリング処理部４７を通過した信号をＸ
’　（Ｚ’　）　、ＦＩＲ適応フィルタ５２（特性Ｇ’
（Ｚ’））を通過した信号をＹ１　（ｚ′）、再サンプ
リング処理部５３および位相直線ローパスフィルタ５１
（特性Ｌ（Ｚ）、遅延ｄ）を通過した信号をＹ１（Ｚ）
とすると、・・・　（１２） となる。但し、Ｚ’　−ｅｘｐ　（２πｊ　ｆ／ｆｓ）
、Ｚ　−＋　ｅ　ｘ　ｐ　（　２　ｙｒ　ｊ　ｆ　／　
ｆ　ｓ　）で、ｆ８はボーレートの１／Ｍの周波数（た
とえば１０ＫＨｚ）、ｆ８はボーレート周波数（たとえ
ば８０ＫＨｚ）である。

さらに、低域遮断歪等化信号の周波数成分が大部分集中
する周波数領域において、Ｌ（Ｚ）−１であること、お
よび判定結果を帰還して低域遮断歪を補償することから
生ずる遅延（Ｘ（Ｚ）−Ｘ（Ｚ）−Ｚ−１）を考慮する
と、（１１）式オヨび（１２）式から、低域遮断歪等化
信号Ｙ＋（Ｚ）はＹｌ（Ｚ）−　　＋Ｌ（Ｚ）＋２　・
Ｇ’　　（Ｚ’）・ｘ　（ｚ）　　・Ｚ−２２２ｄ＋１ −Ｚ　　　　−　　（Ｈ（Ｚ）−１）−２””・Ｘ　（
Ｚ）　　・Ｚ　−１ −　（Ｈ（Ｚ）−　１）−　Ｘ（Ｚ）　・　（１　３）
となる。

最後に、減算器５５によって、受信信号ｙ　（ｚ）から
上記低域遮断歪等化信号Ｙｌ（Ｚ）を差引くことにより
、低域遮断歪を等化することができる。

次に、第２の低域遮断歪等化部４３について説明する。

ここでは、よく知られている最急降下法などの学習アル
ゴリズムによって、判定器５４の判定誤差信号Ｅ　（Ｚ
）の電力を最小にすることにより、ＦＩＲ適応フィルタ
（ＡＦ）５６で低域遮断歪のインパルス応答を推定し、
判定結果Ｘ　（Ｚ）を用いて、前述した第１の低域遮断
歪等化部４２で帯域分割処理などにより生ずる遅延のた
めに補償できない部分を等化する。この部分は、従来の
ブリッジタップイコライザと同じである。

なお、第１図において、５７．５８はそれぞれ減算器で
ある。

以上の処理により、従来低域遮断歪の推定に適応が困難
であった高次の適応１１Ｒフィルタの代わりに、学習ア
ルゴリズムの確立したＦＩＲ適応フィルタを採用するこ
とが可能となり、その係数を用いて低域遮断歪を等化す
ることができる。

なお、前記実施例において、インパルス応答推定部４１
の処理は、トレーニング時だけでよく、通常はこれらの
処理を他の処理に振り分けることにより、処理量の大幅
な低減が可能になる。

［発明の効果］ 以上詳述したように本発明の低域遮断歪除去方式によれ
ば、従来、低域遮断歪の推定に適用が困難であった高次
の適応ＩＩＲフィルタの代わりに、帯域分割処理で大幅
に処理量を低減することにより、学習アルゴリズムの確
立したＦＩＲ適応フィルタを採用することが可能となる
。

そして、このＦＩＲ適応フィルタにより正確に低域遮断
歪を推定することができ、その係数を用いることにより
良好な低域遮断歪の等化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第５図は本発明を説明するためのもので、
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は帯域
分割処理による低域遮断歪特性推定の周波数領域での原
理説明図、第３図は帯域分割処理による低域遮断歪等化
の時間領域での原理説明図、第４図は帯域分割処理によ
る低域遮断歪等化方式の原理説明図、第５図は低域遮断
歪補償ＦＩＲ適応フィルタの係数決定の原理図、第６図
はＩＳＤＮにおける加入者線データ伝送の説明図、第７
図および第８図は２線式双方向データ伝送の原理説明図
で、第７図はＴＣＭ方式の説明図、第８図はＥＣ方式の
説明図、第９図は従来方式を説明する構成図、第１０図
は低域遮断歪のモデル図、第１１図は量子化帰還形等化
方式を説明する構成図である。 ４１・・・インパルス応答推定部、４２・・・第１の低
域遮断歪等化部、４３・・・第２の低域遮断歪等化部、
４４，４５．５１・・・位相直線ローパスフィルタ、４
６，４７．５３・・・再サンプリング処理部、４９，５
０，５５，５７．５８・・・減算器、４８，５２．５６
・・・ＦＩＲ適応フィルタ、５４・・・判定器。 （ａ） （ｂ） 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ｆ（ｂ＋χ》 （ｄ） ＜ｅ＞ 第２図 （ａ） （ｂ） （ｃ） 第 図 第 図 （ａ） （ｂ） （ｃ） （網終端） 第 図 （回線終端）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 直流成分を阻止する伝送路を用いたデータ伝送システム
   において、 帯域分割処理を用いて低域遮断歪特性を推定する手段と
   、 この手段の推定結果から得られる推定低域遮断特性から
   擬似低域遮断歪を生成し、それを入力信号から差引く手
   段と を具備したことを特徴とする低域遮断歪除去方式。