JPS6342527A - デイジタル加入者線伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ハイブリッド回路を用いて２線／４線変換を
行う２線デイノタル加入者巌伝送方式において、誤シな
い双方向伝送を行うために必要なディジタル加入者線伝
送装置に関する。

（従来の技術） 二線加入者線を用いて双方向全二重通信を行う場合、使
用する周波数帯域を広くしないために、ハイブリッド回
路を用いることが多い。この典型的な例が現在のアナロ
グ電話であり、ディジタル加入者緘伝送方式においても
、このよりなノ・イブリッド回路を用いた方式が広く検
討され、実用化されつつある。ディソタル加入者腺伝送
方式においては、伝送速度が一般に速いため、伝送線路
の損失特性による受信信号波形の歪が大きくなる。

また、ハイブリッド回路を多様な加入者線路に対し完全
に動作するように作ることは実際には不可能なため、ハ
イブリッド回路と加入者線路のインピーダンスの不整合
による四線送信側から四線受信側へのエコーを生じる。

これらの歪やエコーは、相手側からの信号を正しく受信
するための障害となるため、ディジタル加入者線伝送装
置においては、線路特性による受信信号の波形歪の等化
と四線送信側から四、腺受信側へのエコーの消去とを行
う必要がある。

従来のこの種のディジタル加入者線伝送装置については
、［特願昭６ｌ−１１３６２９Ｊに記載されている。

第２図は、従来のディジタル加入者線伝送装置の構成図
である。第２図のディジタル加入者線伝送装置は、送信
端子１、受信端子２および二線側端子３を有し、ドライ
バ回路４、）＼イブリッド回路５、等化器６、およびエ
コーキャンセラ７から構成されている。ドライバ回路４
は、送信データを伝送路信号に変換する回路である。ノ
・イブリッド回路５は四線側と二線側との変換を行う回
路であり、理想的には、ノ為イブリッド回路５の四線送
信側からの信号が二線側へ流れ、また、二線側からの信
号が四線受信側へ流れるよ５に作用する。

等化器６は線路特性による受信信号の波形歪の等化を行
うため回路であり、エコーキャンセラ７はハイブリッド
回路５の四線送信側から四線受信側へのエコーの消去を
行うための回路である。

第２図において、エコーキャンセラ７は、ＡＤＦ７１、
Ｄ／Ａフィルタ７２および減算回路７３から構成されて
いる。ＡＤＦ　７１は四線送信側から四線受信側へのエ
コーと同じ信号を近似生成するだめの回路であシ、通常
、トランスバーサル型フィルタに代表されるＦＩＲ型フ
ィルタとして構成される。Ｄ／Ａフィルタ７２はディジ
タル信号を滑らかなアナログ信号に変換するための回路
である。また、減算回路７３は信号の減算を行う回路で
あり、Ｄ／Ａフィルタ７２の出力である近似エコーを四
線受信側の信号から減算することで、エコー成分を消去
するように作用する。

第２図において、送信端子１から入力された送信情報信
号は、ドライバ回路４で伝送路信号に変換され、ハイブ
リッド回路５の四線送信側から入力され、ニー側から二
線側端子３へ出力されて、伝送路へ送シ出される。この
とき、この送信情報信号は、エコーキャンセラ７内のＡ
ＤＦ　７１へも入力される。ＡＤＦ　７１では、エコー
径路の特性を近似形成することでエコーと同じ信号を近
似生成し、これをＤ／Ａフィルタ７２に与える。Ｄ／Ａ
フィルタ７２では、ＡＤＦ　７１からのディジタル信号
である近似エコーを滑らかなアナログ信号に変換し、こ
れを減算回路７３の減算側入力に与える。このとき、減
算回路２３の被減算側入力へは、伝送路から二線側端子
３を介しノ１イブリッド回路５の二線側へ入力され、四
線受信側へ出力された受信信号が入力されている。この
受信信号には、四線送信側から四線受信側へのエコー成
分が含まれている。

減算回路７３では、この受信信号から前記のアナログ信
号に変換された近似エコーを減算することで、エコーを
消去し、エコーの含まれない受１♂信号を出力する。こ
の信号が等化器６へ入力され、伝送路の特性による波形
歪の等化が行われて、相手側の送信信号と同じ正しい受
信情報信号が受信端子２へ出力される。

さて、第２図で示す従来の加入者線伝送装置においては
、受信データを判定するだめの識別クロックを等化器６
の出力信号から抽出するため、減算回路７３の出力にお
いては、全ての時間区間でエコーが許容残差量より小さ
くなっている必要がｈりだ。これは、データ識別時点が
どこにくるか、エコーキャンセラ７においては、わから
ないためである。このため、ＡＤＦ　７１の処理速度は
、送信シンボル速度の２倍より速くする必要がある。通
常、これは、送信シンボル速度の４倍以上となる。

このため、第２図のディジタル加入者線伝送装置では、
ＡＤＦ　７　Ｚの次数が極めて大きくなシ、エコーキャ
ンセラ７の回路規模が極めて大きくなるという問題点が
あった。

第３図は、この問題点を解決することを目的とし、「特
願昭６ｌ−１１３６２９Ｊにポケれるディジタル加入者
線伝送装置の構成図である。第２図中の要素と同一の要
素には同一の符号が付されている。

このディジタル加入者線伝送装置が従来のものと異なる
点は、等化器６とエコー斤ヤンセラ８の位置関係が逆に
なっている点と、エコーキャンセラ８の処理速度である
。ＡＤＦ　８１、Ａβフィルタ８２および減算回路８３
は、第２図中のＡＤＦ　７１、いフィルタ７２および減
算回路２３と、処理速度が異なるだけで、基本的に同じ
である。

第３図のディジタル加入者線伝送装置では、エコーキャ
ンセラ８は、四、腺受信側のエコーそのものではなく、
このエコーが等化器６の特性を通過したときの信号を打
ち消すように作用する。すなわち、ＡＤＦ　８１は、ド
ライバ回路４を含めた四ア琢送信側から四線受信側への
エコー径路と等化器６の総合特性を近似する。その他の
要素の作用は、第２図におけるものと同じである。

送信端子１から入力ちれた送信情報信号は、ドライバ回
路４により伝送路信号に変侠され、ノ・イブリッド回路
５の四線送信側から入力され、二線側から二線側端子３
へ出力されて、伝送路へ送り出される。このとき、この
送信信号は、エコーキャンセラ８内のＡＤＦ　８１へも
入力てれる。ＡＤＦ８１では、ドライバ回路４を含めた
四線送信側から四線受信側へのエコー径路と等化器６の
総合特性を近似形成することで、等化器６の出力に含ま
れるエコー成分と同じ信号を近似生成し、これをＤ／Ａ
フィルタ８２に与える。Ｄ／Ａフィルタ８２では、ＡＤ
Ｆ　８１の出力のディジタル信号である近似エコー成分
を滑らかなアナログ信号に変換し、これを減算回路８３
の減算側入力に与える。一方、伝送路から到来する相手
側からの信号は、二線側端子３を介しハイブリッド回路
５の二線側へ入力され、四線受信側へ受信信号として出
力される。この受信信号には、四線送信側から四線受信
側へのエコー成分が含まれている。この受信信号は、等
化器６へ入力され、伝送路の特性による波形歪の等化が
行われて、減算回路８３の被減算側入力に与えられる。

減算回路８３では、等化後の受信信号から前記のアナロ
グ信号に変換された近似エコー成分を減算することで、
エコー成分を消去し、波形歪の等化とエコー成分の消去
の行われた相手側の送信信号と同じ正しい受信情報信号
が受信端子２へ出力される。

第３図のディジタル加入者線伝送装置においては、受信
データを判定するだめの識別クロックを、減算回路８３
の出力信号であるエコーキャンセラ８の出力信号あるい
は等化器６の出力信号から抽出スルため、エコーキャン
セラ８においては、データ識別時点を知ることが可能で
ある。このため、エコーキャンセラ８は、データ識別時
点のエコー成分のみに注目して、これを抑えるように、
ＡＤＦ８１の特性を設定することができる。すなわち、
エコーキャンセラ８は、データ識別時点のエコー成分の
みを消去すればよく、他の時間のエコーについては、タ
イミング・ノックを考えなければ、特に消去する必要は
ない。したがって、ＡＤＦ　８１の処理速度は、送信シ
ンボル速度で十分となる。

第２図は送信シンボル速度の４倍程度でサンブリングを
行っていたため、第３図の構成によれば第２図の約１／
４の速度ですみ、ＡＤＦ　８１の次数も約１７４となり
、したがって、ＡＤＦ　８１の回路規模も約１／４に小
型化できる。

（発明が解決しようとする問題点） 先に説明したように、第２図に示す従来のディジタル加
入者線伝送装置では、ＡＤＦ　７１の処理速度を送信シ
ンボル速度の２倍より速くする必要があり、ＡＤＦ　７
１の次数が極めて大きくなシ、エコーキャンセラ７の回
路規模が極めて大きくなるという問題点があった。

これを解決しようとした第３図の構成であるが、これに
も問題があった。実際のディジタル加入者線伝送におい
ては、相手側からの信号は、加入者線を通ることにより
、４０〜５０ｄＢ程減衰して、ハイブリッド回路５へ到
達する。一方、エコーは加入者線を通るわけではないた
め、大振幅のままハイブリッド回路５の受信側へ現われ
る。このため、たとえば受信端子２においてＳ／Ｎ　２
０　ｄＢ　’ｌ：　得タイト思えば、エコーキャンセラ
８は６°０〜７０ｄＢの精度でエコーを消去しなければ
ならない。また、等化器６においては、６０〜７０ｄＢ
のダイナミック・レンジが必要になる。したがって、第
３図の構成にお込ては、極めてダイナミック・レンツの
大きい等化器６、Ｄ／Ａフィルタ８２が必要になり、ま
た、極めて高いＡＤＦ　８１の係数精度も必要であシ、
実際に回路を構成するのが容易ではないという問題点が
あった。

本発明は、第２図と第３図における問題点を解決し、回
路規模の小さく構成の容易なディジタル加入者線伝送装
置を提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は前記問題点を解決するために、ハイブリッド回
路を用いた加入者線伝送装置において、このハイブリッ
ド回路の四線受信側に等化器を設け、この等化器の入力
側に、送信情報からエコー成分を適応的に近似生成する
第１の適応ディジタル令フィルタと、この第１の適応デ
ィジタル・フィルタの出力信号を滑らかなアナログ信号
に変換する第１のＡ／Ｄフィルタと、前記の等化器の入
力信号からこの第１のφフィルタの出力信号を減する第
１の減算回路とから構成した、第１のエコーキャンセラ
を設け、さらに、前記の等化器の出力側に、前記の送信
情報から前記の第１のエコーキャンセラで消去されずに
この等化器の出力信号中に残るエコー成分を近似生成す
る第２の適応ディジタル・フィルタと、この第２の適応
ディジタル・フィルタの出力信号を滑らかなアナログ信
号に変換する第２のφフィルタと、前記の等化器の出力
信号からこの第２のφフィルタの出力信号を減するよう
に構成した、第２のエコーキャンセラを設け、そして、
前記の第１の適応ディジタル・フィルタは、信号処理速
度が送信シンボル速度の２倍より速く、総遅延時間が前
記の第２の適応ディジタル・フィルタの総遅延時間よシ
も短く、持続時間の短いエコーの大振幅成分を前記の第
２の適応ｒイジタル・フィルタよりも荒い精度で近似生
成するように作用させ、また、前記の第２の適応ディジ
タル・フィルタは、信号処理速度が送信シンボル速度に
等＜、総遅延時間が前記の第１の適応ディジタル・フィ
ルタの総遅延時間よシも長く、前記の等化器の出力信号
中に含まれるエコー成分全体を前記のＸｉの適応ディジ
タル・フィルタよりも細かい精度で近似生成するように
作用させたものである。

（作用） 本発明によれば、以上のように加入者線伝送装置を構成
したため、最終的なエコー消去を行う第２のエコーキャ
ンセラの処理速度は送信シンボル速度で十分となり、エ
コーキャンセラ内のＡＤＦの次数が小さくてすむ。また
、第１のエコーキャンセラで大振幅エコーを消去するた
め、等化器と第２のエコーキャンセラのダイナミック・
レンジも小さくてよくなシ、ＡＤＦの係数精度も小さく
てすむ。このため、回路規模の小型化が図れ、また、容
易に回路を構成できる。したがって、前記問題点を解決
できるのである。

（実施例） 第１図は、本発明の実施例を示すディジタル加入者線伝
送装置の構成図である。第２図、第３図中の要素と同一
の要素には同一の符号が付されている。

次に、第１図の本発明の加入者線伝送装置の動作につい
て説明する。

送信端子１から入力された送信情報信号は、ドライバ回
路４で伝送路信号に変換され、ハイブリッド回路５の四
線送信側から入力され、二線側から二線側端子３へ出力
されて、伝送路へ送シ出される。このとき、この送信信
号は、エコーキャンセラ７とエコーキャンセラ８へも入
力される。エコーキャンセラ７内のＡＤＦ　７１では、
四線送信側から四線受信側へのエコーの大振幅成分を近
似生成し、これをＤ／Ａフィルタ７２に与える。Ｄ／Ａ
フィルタ７２では、ディジタル信号を滑らかなアナログ
信号に変換し、これを減算回路７３の減算側入力に与え
る。一方、伝送路から到来する相手側からの信号は、二
線側端子３を介しノ・イブリッド回路５の二線側へ入力
され、四線受信側へ受信信号として出力され、減算回路
７３の被減算側入力へ与えられる。減算回路７３は、受
信信号から、Ｄ／Ａ　７４ルタ７２の出力であるエコー
の大振幅成分を打ち消し、これを、等化器６へ与える。

等化器６では、伝送路の特性による波形歪の等化を行い
、その出力信号をエコーキャンセラ８内の減算回路８３
の被減算側入力へ与える。一方、エコーキャンセラ８内
のＡＤＦ　８１において、与えられた送信情報信号より
、等化器６の出力における残留エコー成分を近似生成す
る。この近似エコーは、Ｄ／Ａフィルタ８２で滑らかな
アナログ信号に変換され、減算回路８３の減算側入力へ
与えられる。

減算回路８３では、等化器６の出力である等化器の受信
信号から前記のアナログ信号に変換された近似エコー成
分を減算することで、エコー成分を消去し、波形歪の等
化とエコー成分の消去の行われた相手側の送信信号と同
じ正しい受信情報信号が受信端子２へ出力される。

本発明のディジタル加入者線伝送装置においては、受信
データを判定するだめの識別クロックを、エコーキャン
セラ８の出力信号あるいは等化器６の出力信号から抽出
するため、エコーキャンセラ８においては、データ識別
時点を知ることが可能である。このため、エコーキャン
セラ８は、データ識別時点のエコー成分のみに注目して
、これを抑えるように、ＡＤＦ　８１の特性を設定する
ことができる。すなわち、エコーキャンセラ８は、デー
タ識別時点のエコー成分のみを消去すればよく、他の時
間のエコーについては、タイミング・ジッタを考えなけ
れば、特に消去する必要はない。したがって、エコーキ
ャンセラ８の処理速度は、送信シンボル速度で十分とな
る。すなわち、エコーキャンセラ８に対し、第３図にお
ける利点は、そのまま保存されている。

さて、一般に加入者線のエコーは、時間領域で、Ｔを送
信シンボル周期として、初めの数Ｔに大きな振幅を生じ
るが、その後は小さい振幅しか生じない。すなわち、第
３図の構成で問題になったダイナミック・レンジは、こ
の初めの数Ｔのために極めて大きくなってしまっている
。第１図では、この初めの数Ｔの大きなエコー成分を、
エコーキャンセラ７で消去する。このエコーキャンセラ
は第２図と同じで送信シンボル速度の２倍より速い処理
速度を必要とするが、長い時間のエコーを消去するわけ
ではないため、大きなノ・−ド規模の増加にはならない
。エコーキャンセラ７を設けたことで、等化量６０入力
において、ダイナミック・レンジを小さくできるため、
等化器が容易に作れ、また、エコーキャンセラ８内のＡ
ＤＦ　８１の係数精度もずっと荒くて良くなる。したが
って、装置全体としては、回路規模を小さくできる。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、エコーの
大振幅成分を専用に消去するエコーキャンセラを用いて
等化器への信号のダイナミック・レンジを抑え、最終的
にエコーを消去するエコーキャンセラの処理速度は送信
シンゲル速度で十分としたため、装置を容易に実現でき
、装置全体としての回路規模の小型化が図れるという効
果が期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すディジタル加入者線伝送
装置の構成図、第２図は従来のデイ・ゾタル加入者巌伝
送装置の構成図、第３図は従来のディジタル加入者線伝
送装置の構成図である。 １・・・送信端子、２・・・受信端子、３・・・二線側
端子、４・・・ドライバ回路、５・・・ハイブリッド回
路、６・・・等化量、７・・・エコーキャンセラ、８・
・・エコーキャンセラ、７１・・−ＡＤＦ、７２・・・
Ｄ／Ａフィルタ、７３・・・減算回路、８１・・・ＡＤ
Ｆ、８２・−Ｄ／Ａフィルタ、８３・・・減算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ハイブリッド回路を用いたディジタル加入者線伝送装置
   において、 このハイブリッド回路の四線受信側に等化器を設け、 この等化器の入力側に、送信情報からエコー成分を適応
   的に近似生成する第１の適応ディジタル・フィルタと、
   この第１の適応ディジタル・フィルタの出力信号を滑ら
   かなアナログ信号に変換する第１のＡ／Ｄフィルタと、
   前記の等化器の入力信号からこの第１のＡ／Ｄフィルタ
   の出力信号を減ずる第１の減算回路とから構成した、第
   １のエコーキャンセラを設け、 前記の等化器の出力側に、前記の送信情報から前記の第
   １のエコーキャンセラで消去されずにこの等化器の出力
   信号中に残るエコー成分を近似生成する第２の適応ディ
   ジタル・フィルタと、この第２の適応ディジタル・フィ
   ルタの出力信号を滑らかなアナログ信号に変換する第２
   のＡ／Ｄフィルタと、前記の等化器の出力信号からこの
   第２のＡ／Ｄフィルタの出力信号を減するように構成し
   た、第２のエコーキャンセラを設け、 前記の第１の適応ディジタル・フィルタは、信号処理速
   度が送信シンボル速度の２倍より速く、総遅延時間が前
   記の第２の適応ディジタル・フィルタの総遅延時間より
   も短く、持続時間の短いエコーの大振幅成分を前記の第
   ２の適応ディジタル・フィルタよりも荒い精度で近似生
   成するように作用させ、 前記の第２の適応ディジタル・フィルタは、信号処理速
   度が送信シンボル速度に等く、総遅延時間が前記の第１
   の適応ディジタル・フィルタの総遅延時間よりも長く、
   前記の等化器の出力信号中に含まれるエコー成分全体を
   前記の第１の適応ディジタル・フィルタよりも細かい精
   度で近似生成するように作用させた、 ことを特徴とするディジタル加入者線伝送装置。