JP3232091B2 - 加入者回線回路のエコー除去の方法および装置 - Google Patents
加入者回線回路のエコー除去の方法および装置Info
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- JP3232091B2 JP3232091B2 JP50056192A JP50056192A JP3232091B2 JP 3232091 B2 JP3232091 B2 JP 3232091B2 JP 50056192 A JP50056192 A JP 50056192A JP 50056192 A JP50056192 A JP 50056192A JP 3232091 B2 JP3232091 B2 JP 3232091B2
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- clock frequency
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はデジタル信号処理を有する加入者回線回路に
おけるエコー（反響）除去に用いるデジタルフィルタの
必要サイズを減少するための方法および装置に関する。
加入者回線回路においては、エコー除去はクロック周波
数が送信信号のサンプリング周波数より高いインタフェ
イスにおいて実行される。
おけるエコー（反響）除去に用いるデジタルフィルタの
必要サイズを減少するための方法および装置に関する。
加入者回線回路においては、エコー除去はクロック周波
数が送信信号のサンプリング周波数より高いインタフェ
イスにおいて実行される。
先行技術 エコー除去を伴う加入者回線回路は,Ericsson Revie
w,No.4,1983,186−191頁に記載された論文“Line Circ
uit Component SLAC for AXE 10"に記載されてい
る。回線回路の受信部には特に低域フィルタ、およびク
ロック周波数すなわちサンプリング周波数が増大する所
謂内挿フィルタが含まれている。送信部には特に、クロ
ック周波数が減少する所謂デシメイションフィルタおよ
び3.4kHzの上限周波数を有する帯域フィルタが含まれて
いる。内挿フィルタの入力とデシメイションフィルタの
出力の間のインタフェイスにおいてデジタルフィルタ
（所謂バランスフィルタ）を用いてエコー除去が行なわ
れる。その伝達関数ができるだけ遠くまで、エコーを引
き起こすエコーパス（反響路）の伝達関数と等しくなる
ように、バランスフィルタ係数が公知の態様で決定され
る。従って、エコーパスは、特に内挿フィルタとデシメ
イションフィルタを含む。
w,No.4,1983,186−191頁に記載された論文“Line Circ
uit Component SLAC for AXE 10"に記載されてい
る。回線回路の受信部には特に低域フィルタ、およびク
ロック周波数すなわちサンプリング周波数が増大する所
謂内挿フィルタが含まれている。送信部には特に、クロ
ック周波数が減少する所謂デシメイションフィルタおよ
び3.4kHzの上限周波数を有する帯域フィルタが含まれて
いる。内挿フィルタの入力とデシメイションフィルタの
出力の間のインタフェイスにおいてデジタルフィルタ
（所謂バランスフィルタ）を用いてエコー除去が行なわ
れる。その伝達関数ができるだけ遠くまで、エコーを引
き起こすエコーパス（反響路）の伝達関数と等しくなる
ように、バランスフィルタ係数が公知の態様で決定され
る。従って、エコーパスは、特に内挿フィルタとデシメ
イションフィルタを含む。
送信情報信号は、初め、8kHzのサンプリング周波数で
サンプリングされる。しかし、クロック周波数はバラン
スフィルタが接続されるインタフェイスでは16kHzとな
る。その理由は、この周波数が受信部の低域フィルタの
上流で増大し、送信部の帯域フィルタの下流で減少する
からである。クロック周波数が8kHzでなく16kHzである
点でバランスフィルタを接続することは不都合に思え
る。フィルタインパルス応答が所定の長さを持つと仮定
して、クロック周波数が高くなればそれだけ長く、かつ
より多くの計算が必要なフィルタが必要となるからであ
る。クロック周波数が8kHzであるインタフェイスにおい
て、受信部の低域フィルタの上流、および送信部の帯域
フィルタの下流でバランスフィルタを接続することそれ
自体は可能である。しかし、このことは、低域フィルタ
と帯域フィルタ、更に受信部と送信部において結合され
た利得調整器と等価フィルタがエコーパスに含まれるこ
とを意味することになる。このため、クロック周波数が
16kHzである点でフィルタが接続される時よりももっと
長いバランスフィルタが必要となる。
サンプリングされる。しかし、クロック周波数はバラン
スフィルタが接続されるインタフェイスでは16kHzとな
る。その理由は、この周波数が受信部の低域フィルタの
上流で増大し、送信部の帯域フィルタの下流で減少する
からである。クロック周波数が8kHzでなく16kHzである
点でバランスフィルタを接続することは不都合に思え
る。フィルタインパルス応答が所定の長さを持つと仮定
して、クロック周波数が高くなればそれだけ長く、かつ
より多くの計算が必要なフィルタが必要となるからであ
る。クロック周波数が8kHzであるインタフェイスにおい
て、受信部の低域フィルタの上流、および送信部の帯域
フィルタの下流でバランスフィルタを接続することそれ
自体は可能である。しかし、このことは、低域フィルタ
と帯域フィルタ、更に受信部と送信部において結合され
た利得調整器と等価フィルタがエコーパスに含まれるこ
とを意味することになる。このため、クロック周波数が
16kHzである点でフィルタが接続される時よりももっと
長いバランスフィルタが必要となる。
エコー除去を伴う加入者回線回路の他の例は、IEEE
Journal of Solid State Circuits,Vol.SC20,No.3,
June 1985,679−687頁の論文“Ａ ３−μｍ CMOS D
igital Codec with Programmable Echo Cancellat
ion and Gain Setting"に記載されている。送信信号
は、初め、8kHzの周波数でサンプリングされる。この回
路では、バランスフィルタが接続されているインタフェ
イスにおいてクロック周波数は32kHzまで増大されてい
る。しかし、そのフィルタに対しては16kHzのクロック
周波数が用いられる。16kHzのクロック周波数が用いら
れているから、32kHzのクロック周波数が用いられてい
るときよりも短くかつより計算が少なくてすむフィルタ
を用いることができる。
Journal of Solid State Circuits,Vol.SC20,No.3,
June 1985,679−687頁の論文“Ａ ３−μｍ CMOS D
igital Codec with Programmable Echo Cancellat
ion and Gain Setting"に記載されている。送信信号
は、初め、8kHzの周波数でサンプリングされる。この回
路では、バランスフィルタが接続されているインタフェ
イスにおいてクロック周波数は32kHzまで増大されてい
る。しかし、そのフィルタに対しては16kHzのクロック
周波数が用いられる。16kHzのクロック周波数が用いら
れているから、32kHzのクロック周波数が用いられてい
るときよりも短くかつより計算が少なくてすむフィルタ
を用いることができる。
発明の開示 本発明の目的は送信信号の元のサンプリング周波数よ
りも高い周波数を持ったインタフェイスにおいて接続さ
れたバランスフィルタの必要サイズを減少するための方
法と装置を提供することである。これは、送信信号の元
のサンプリング周波数と同じ周波数でバランスフィルタ
をクロックすることによって達成される。
りも高い周波数を持ったインタフェイスにおいて接続さ
れたバランスフィルタの必要サイズを減少するための方
法と装置を提供することである。これは、送信信号の元
のサンプリング周波数と同じ周波数でバランスフィルタ
をクロックすることによって達成される。
本発明の特長は添付特許請求の範囲に記載される。
バランスフィルタの入力側でのクロック周波数の減少
の結果として、そのフィルタの入力信号はエコーパスに
出る信号と幾分異なることになる。これは、そのフィル
タのクロック周波数が減少されなかったとすれば持つで
あろう値に関してフィルタ係数を幾分変えることによっ
て補償できる。
の結果として、そのフィルタの入力信号はエコーパスに
出る信号と幾分異なることになる。これは、そのフィル
タのクロック周波数が減少されなかったとすれば持つで
あろう値に関してフィルタ係数を幾分変えることによっ
て補償できる。
図面の簡単な説明 本発明を添付図面を参照してより詳細に説明する。
第１図は発明装置を備えた加入者回線回路を例示する
概略ブロック図であり、第２図は本発明が適用される加
入者回線回路を例示する等価概略ブロック図である。
概略ブロック図であり、第２図は本発明が適用される加
入者回線回路を例示する等価概略ブロック図である。
発明を実施するための最良の形態 第１図は発明装置を備えた加入者回線回路の概略ブロ
ック図の実施例を示す。しかし、概略ブロック図は本発
明の以下の説明にとって重要なブロックだけを含む。参
照番号11は回線回路の受信部を示し、参照番号21はその
回路の送信部を示す。受信部11に到達する信号は8kHzの
周波数でサンプリングされるPCM信号と仮定する。サン
プリング周波数、すなわちクロック周波数はブロック12
において16kHzまで増大される。クロック周波数のこの
ような増大は実際には、言葉の実際の意味で単一の装置
で実施する必要がなく、各サンプルを２回読むことによ
って実施できるので、このブロックは点線で示されてい
る。受信部には更に、伝達関数HR（ｚ）と3.4kHzに等し
いカットオフ周波数を有する低域フィルタ13、およびク
ロック周波数が所定の態様で増大される内挿フィルタ14
が含まれる。内挿フィルタの伝達関数はHi（ｚ）に設定
される。伝達関数He（ｚ）を有するブロック15はエコー
パスの主要部を表す。このパスは特に、２線−４線接合
点と２線ラインを含む。
ック図の実施例を示す。しかし、概略ブロック図は本発
明の以下の説明にとって重要なブロックだけを含む。参
照番号11は回線回路の受信部を示し、参照番号21はその
回路の送信部を示す。受信部11に到達する信号は8kHzの
周波数でサンプリングされるPCM信号と仮定する。サン
プリング周波数、すなわちクロック周波数はブロック12
において16kHzまで増大される。クロック周波数のこの
ような増大は実際には、言葉の実際の意味で単一の装置
で実施する必要がなく、各サンプルを２回読むことによ
って実施できるので、このブロックは点線で示されてい
る。受信部には更に、伝達関数HR（ｚ）と3.4kHzに等し
いカットオフ周波数を有する低域フィルタ13、およびク
ロック周波数が所定の態様で増大される内挿フィルタ14
が含まれる。内挿フィルタの伝達関数はHi（ｚ）に設定
される。伝達関数He（ｚ）を有するブロック15はエコー
パスの主要部を表す。このパスは特に、２線−４線接合
点と２線ラインを含む。
送信部21は、クロック周波数が16kHzまで減少され
る、伝達関数Hd（ｚ）を有するデシメイションフィルタ
24、伝達関数Hx（ｚ）を有し、3.4kHzに等しいカットオ
フ周波数を有する低域または帯域フィルタ23、およびク
ロック周波数を8kHzまで減少するブロック22を含む。ブ
ロック22は送信部のブロック12に対応するが、クロック
周波数を増大するのではなく減少するのである。これは
各２番目のサンプルを除外することによって達成でき
る。伝達関数Hb（ｚ）を有するバランスフィルタ17と減
算手段19が、積分フィルタ14の入力からデシメイション
フィルタ24の出力に至るインタフェイス（ここではクロ
ック周波数は16kHzである）において、公知の態様で接
続される。しかし、本発明に従って、クロック周波数が
8kHzまで減少されるブロック16がバランスフィルタ17の
入力の上流に接続され、クロック周波数が再び16kHzま
で上昇されるブロック18がそのバランスフィルタの出力
の下流に接続される。ブロック12および22と同様、これ
らのブロック16および18は実際上、言葉の実際の意味に
おいて個別の装置を必要としないから、点線で示されて
いる。
る、伝達関数Hd（ｚ）を有するデシメイションフィルタ
24、伝達関数Hx（ｚ）を有し、3.4kHzに等しいカットオ
フ周波数を有する低域または帯域フィルタ23、およびク
ロック周波数を8kHzまで減少するブロック22を含む。ブ
ロック22は送信部のブロック12に対応するが、クロック
周波数を増大するのではなく減少するのである。これは
各２番目のサンプルを除外することによって達成でき
る。伝達関数Hb（ｚ）を有するバランスフィルタ17と減
算手段19が、積分フィルタ14の入力からデシメイション
フィルタ24の出力に至るインタフェイス（ここではクロ
ック周波数は16kHzである）において、公知の態様で接
続される。しかし、本発明に従って、クロック周波数が
8kHzまで減少されるブロック16がバランスフィルタ17の
入力の上流に接続され、クロック周波数が再び16kHzま
で上昇されるブロック18がそのバランスフィルタの出力
の下流に接続される。ブロック12および22と同様、これ
らのブロック16および18は実際上、言葉の実際の意味に
おいて個別の装置を必要としないから、点線で示されて
いる。
バランスフィルタのクロック周波数は8kHzであるか
ら、短フィルタ、すなわちクロック周波数が16kHzであ
るときよりもタップの数が少ないフィルタを用いること
が可能である。これは、インパルス応答の長さが変わら
ない場合に当てはまる。更に、１秒あたりかなり少ない
計算動作、とりわけ乗算を行なえばよい。例えば、16kH
zのクロック周波数は９個のタップを有するフィルタが
必要であり、これは１秒あたり９・16・103＝144000回
の計算動作が実行されなければならないことを意味す
る。8kHzのクロック周波数では５個のみのタップを有す
るフィルタでよく、１秒あたり５・８・103＝40000回の
計算動作でよい。高周波数で９個のタップが要求される
のに対し、低クロック周波数では５個のみのタップでよ
い理由は、フィルタの最初のタップでの値が遅延しない
からである。従って、９個のタップを有するフィルタの
場合、８個のタップが遅延する。16kHzでの８個の遅延
は、時間において8kHzでの４個の遅延に対応する。
ら、短フィルタ、すなわちクロック周波数が16kHzであ
るときよりもタップの数が少ないフィルタを用いること
が可能である。これは、インパルス応答の長さが変わら
ない場合に当てはまる。更に、１秒あたりかなり少ない
計算動作、とりわけ乗算を行なえばよい。例えば、16kH
zのクロック周波数は９個のタップを有するフィルタが
必要であり、これは１秒あたり９・16・103＝144000回
の計算動作が実行されなければならないことを意味す
る。8kHzのクロック周波数では５個のみのタップを有す
るフィルタでよく、１秒あたり５・８・103＝40000回の
計算動作でよい。高周波数で９個のタップが要求される
のに対し、低クロック周波数では５個のみのタップでよ
い理由は、フィルタの最初のタップでの値が遅延しない
からである。従って、９個のタップを有するフィルタの
場合、８個のタップが遅延する。16kHzでの８個の遅延
は、時間において8kHzでの４個の遅延に対応する。
代替的に、より長いインパルス応答、従って、改良さ
れたエコー除去が、フィルタのクロック周波数が16kHz
でなく8kHzであるときの所定の長さのバランスフィルタ
で得られる。
れたエコー除去が、フィルタのクロック周波数が16kHz
でなく8kHzであるときの所定の長さのバランスフィルタ
で得られる。
図示された実施例に従って、受信部11に達するPMC信
号は8kHzの周波数でサンプリングされ、０−4kHzの周波
数範囲内でのみ確定される。従って、16kHzのクロック
周波数を有するバランスフィルタは、それが０−8kHzの
周波数帯域内の信号を処理できるから、不要の自由度を
有することになる。送信信号の元のサンプリング周波
数、すなわち8kHzとバランスフィルタの同じクロック周
波数を用いることができる理由を次に説明する。
号は8kHzの周波数でサンプリングされ、０−4kHzの周波
数範囲内でのみ確定される。従って、16kHzのクロック
周波数を有するバランスフィルタは、それが０−8kHzの
周波数帯域内の信号を処理できるから、不要の自由度を
有することになる。送信信号の元のサンプリング周波
数、すなわち8kHzとバランスフィルタの同じクロック周
波数を用いることができる理由を次に説明する。
fkHzの周波数を有する信号が受信部11に到達すると仮
定する。サンプリング率がブロック12で8kHzから16kHz
へ２倍にされるとき、受信信号によって、周波数fkHzの
ベースバンド成分と周波数８−fkHzの変調成分の両方を
含む複合信号が生成される。変調成分はその周波数が4k
Hzより高い（これは周波数ｆが4kHzより低いからであ
る）ため低域フィルタで大きく減衰する。サンプリング
率のこの増加は各サンプルを２度ずつ読むことによって
実行されるから、複合信号も（１＋z-1）/2に等しい伝
達関数で低域瀘波されることになる。サンプリング周波
数は、フィルタ入力値として各２番目のサンプルだけを
用いることによって、バランスフィルタ入力の上流で半
分にされる。サンプリング周波数の低下は、周波数８−
fkHzを有する成分の周波数fkHzへの復調、その後のその
成分のベースバンド成分（これは常に周波数fkHzを有す
る）に対する加算によって周波数面において対応してい
る。
定する。サンプリング率がブロック12で8kHzから16kHz
へ２倍にされるとき、受信信号によって、周波数fkHzの
ベースバンド成分と周波数８−fkHzの変調成分の両方を
含む複合信号が生成される。変調成分はその周波数が4k
Hzより高い（これは周波数ｆが4kHzより低いからであ
る）ため低域フィルタで大きく減衰する。サンプリング
率のこの増加は各サンプルを２度ずつ読むことによって
実行されるから、複合信号も（１＋z-1）/2に等しい伝
達関数で低域瀘波されることになる。サンプリング周波
数は、フィルタ入力値として各２番目のサンプルだけを
用いることによって、バランスフィルタ入力の上流で半
分にされる。サンプリング周波数の低下は、周波数８−
fkHzを有する成分の周波数fkHzへの復調、その後のその
成分のベースバンド成分（これは常に周波数fkHzを有す
る）に対する加算によって周波数面において対応してい
る。
結局、関連した変調、復調でサンプリング周波数を２
倍にしたり半分にしたりすることによって、受信信号が
２つのブランチを介してバランスフィルタに送られ、こ
れらのブランチから得られた信号がフィルタに達する前
に加算されるのと同じ効果が得られる。一方のブランチ
は伝達関数（１＋z-1）/2を有するブロックと伝達関数H
R（ｚ）を有する低域フィルタを含む。伝達関数（１＋z
-1）/2を有するブロックはサンプリング周波数を半分に
するときに起こる低域瀘波を表す。他方のブロックは第
１のブランチのブロックに似ているが、ｚ−変数が−ｚ
変数で置き換えられているという違いがある２つのブロ
ックを含む。後者は、周波数８−ｆが周波数ｆ−８と等
価である事実によっって説明される（このことは、ｚ−
面の−ｚに対応している）。
倍にしたり半分にしたりすることによって、受信信号が
２つのブランチを介してバランスフィルタに送られ、こ
れらのブランチから得られた信号がフィルタに達する前
に加算されるのと同じ効果が得られる。一方のブランチ
は伝達関数（１＋z-1）/2を有するブロックと伝達関数H
R（ｚ）を有する低域フィルタを含む。伝達関数（１＋z
-1）/2を有するブロックはサンプリング周波数を半分に
するときに起こる低域瀘波を表す。他方のブロックは第
１のブランチのブロックに似ているが、ｚ−変数が−ｚ
変数で置き換えられているという違いがある２つのブロ
ックを含む。後者は、周波数８−ｆが周波数ｆ−８と等
価である事実によっって説明される（このことは、ｚ−
面の−ｚに対応している）。
第２図を参照して以下に説明するように、２つのブラ
ンチへの分割がバランスフィルタの下流で起こる。
ンチへの分割がバランスフィルタの下流で起こる。
第２図は第１図による加入者回線回路の等価ブロック
図である。従って、第１図でクロック周波数の変更があ
るブロックはとりわけ、ブロック周波数の変更の結果と
して受信信号Ｅ（ｚ）が数学的に影響を受ける伝達関数
を表すブロックで置き換えられている。第１図にも示さ
れているブロックは同じ参照符号で表される。
図である。従って、第１図でクロック周波数の変更があ
るブロックはとりわけ、ブロック周波数の変更の結果と
して受信信号Ｅ（ｚ）が数学的に影響を受ける伝達関数
を表すブロックで置き換えられている。第１図にも示さ
れているブロックは同じ参照符号で表される。
受信信号Ｅ（ｚ）は伝達関数（１＋z-1）/2を有する
ブロック31と伝達関数HR（ｚ）を有する低域フィルタ13
を通過し、その後にブロック14、15および24を含むエコ
ーパスに達する。バランスフィルタに達する信号は、 に等しい。ここで、第１項はベースバンド成分からの寄
与分であり、第２項は変調され、その後復調された成分
からの寄与分である。式中の（＋）符号は図中の加算手
段34に対応し、（＋）符号に続く２つの要素はそれぞれ
ブロック32および33に対応している。これらのブロック
の伝達関数は、ｚが−ｚで置き換えられていることを除
けばブロック31および33の伝達関数と一致している。バ
ランスフィルタ17の出力側でのクロック周波数の増大、
およびそれに続く、送信部21での帯域フィルタ23の下流
でのクロック周波数の減少によって、受信部11およびバ
ランスフィルタの入力側での対応する周波数変化によっ
て生じるのと同じ効果が得られる。それ故、等価ブロッ
ク図は、バランスフィルタ17と減算手段19の間の、伝達
関数（１＋z-1）/2を有するブロック35、およびそれぞ
れ伝達関数（１−z-1）/2、HX（ｚ）を有する直列接続
のブロック36、37を含む。これら後者２つのブロックか
らの信号は、図示された減算手段38において、送信部に
おける残りの信号から減算される。この減算は、バラン
スフィルタの入力側で手段34によって行なわれる加算に
対応する。ブロック37から得られる信号が送信部21の信
号から引かれるのは、バランスフィルタの出力信号が手
段19において送信部における信号から引かれるからであ
る。
ブロック31と伝達関数HR（ｚ）を有する低域フィルタ13
を通過し、その後にブロック14、15および24を含むエコ
ーパスに達する。バランスフィルタに達する信号は、 に等しい。ここで、第１項はベースバンド成分からの寄
与分であり、第２項は変調され、その後復調された成分
からの寄与分である。式中の（＋）符号は図中の加算手
段34に対応し、（＋）符号に続く２つの要素はそれぞれ
ブロック32および33に対応している。これらのブロック
の伝達関数は、ｚが−ｚで置き換えられていることを除
けばブロック31および33の伝達関数と一致している。バ
ランスフィルタ17の出力側でのクロック周波数の増大、
およびそれに続く、送信部21での帯域フィルタ23の下流
でのクロック周波数の減少によって、受信部11およびバ
ランスフィルタの入力側での対応する周波数変化によっ
て生じるのと同じ効果が得られる。それ故、等価ブロッ
ク図は、バランスフィルタ17と減算手段19の間の、伝達
関数（１＋z-1）/2を有するブロック35、およびそれぞ
れ伝達関数（１−z-1）/2、HX（ｚ）を有する直列接続
のブロック36、37を含む。これら後者２つのブロックか
らの信号は、図示された減算手段38において、送信部に
おける残りの信号から減算される。この減算は、バラン
スフィルタの入力側で手段34によって行なわれる加算に
対応する。ブロック37から得られる信号が送信部21の信
号から引かれるのは、バランスフィルタの出力信号が手
段19において送信部における信号から引かれるからであ
る。
次の式がエコー除去に続いて送信部21の信号に対して
得られる。すなわち、この式は残っているエコー信号を
表す。
得られる。すなわち、この式は残っているエコー信号を
表す。
この式は、 と書くことができる。後者の式において、２つの角括弧
に含まれる要素は、バランスフィルタ入力でのクロック
周波数の低下のため、またこのフィルタの出力でのクロ
ック周波数の増大のため生成される信号の影響によって
生じる。バランスフィルタを通過するがエコーパスを通
過しない信号は、バランスフィルタの係数を設定する
際、この信号の影響に注意をはらわなければエコー除去
に小さな誤差を生じさせる。比較的低い周波数の信号
は、クロック周波数を低下させるとき、比較的高い周波
数（８−ｆ）の信号を生じさせる。これらの高周波信号
は、低域フィルタ13において大きく減衰し、エコー除去
に小さな誤差が生じる。３−4kHzの周波数帯の信号はこ
の文脈では比較的高い周波数を有する。これによって、
４−5kHz（８−ｆ）の周波数帯の信号が生じる。これら
の信号の減衰は、少なくとも4kHzの付近では、ベースバ
ンド信号の減衰よりもほんの少しだけ大きいだけであ
る。しかし、達成される減衰の程度は、これらの周波数
においてさえ、エコー除去の誤差が比較的小さくなる程
十分に大きい。残っているエコー信号に対する上記後者
の式において、各角括弧は約30dBのバランス減衰に対応
する誤差に寄与する。それ故、生じる誤差は約24dBに対
応する。このことが言えるのは、バランスフィルタ入力
信号がエコーパスに送られた信号から若干はずれるとい
う事実を考慮しないでそのバランスフィルタの係数が設
定される場合である。しかし、その誤差は、バランスフ
ィルタ係数を決定するとき、これらの信号を考慮に入れ
るように装置を構成することによって更に減少できる。
この場合、フィルタ係数は、他の場合に持つであろう値
に関して若干変更すべきである。
に含まれる要素は、バランスフィルタ入力でのクロック
周波数の低下のため、またこのフィルタの出力でのクロ
ック周波数の増大のため生成される信号の影響によって
生じる。バランスフィルタを通過するがエコーパスを通
過しない信号は、バランスフィルタの係数を設定する
際、この信号の影響に注意をはらわなければエコー除去
に小さな誤差を生じさせる。比較的低い周波数の信号
は、クロック周波数を低下させるとき、比較的高い周波
数（８−ｆ）の信号を生じさせる。これらの高周波信号
は、低域フィルタ13において大きく減衰し、エコー除去
に小さな誤差が生じる。３−4kHzの周波数帯の信号はこ
の文脈では比較的高い周波数を有する。これによって、
４−5kHz（８−ｆ）の周波数帯の信号が生じる。これら
の信号の減衰は、少なくとも4kHzの付近では、ベースバ
ンド信号の減衰よりもほんの少しだけ大きいだけであ
る。しかし、達成される減衰の程度は、これらの周波数
においてさえ、エコー除去の誤差が比較的小さくなる程
十分に大きい。残っているエコー信号に対する上記後者
の式において、各角括弧は約30dBのバランス減衰に対応
する誤差に寄与する。それ故、生じる誤差は約24dBに対
応する。このことが言えるのは、バランスフィルタ入力
信号がエコーパスに送られた信号から若干はずれるとい
う事実を考慮しないでそのバランスフィルタの係数が設
定される場合である。しかし、その誤差は、バランスフ
ィルタ係数を決定するとき、これらの信号を考慮に入れ
るように装置を構成することによって更に減少できる。
この場合、フィルタ係数は、他の場合に持つであろう値
に関して若干変更すべきである。
本発明の方法は、上記実施例において述べたもの以外
のクロック周波数に関してもあてはまることが理解でき
るであろう。バランスフィルタをクロック周波数が上記
実施例に述べたものより高いインタフェイス内に置くこ
とも便利であろう。例えば、より多くの内挿フィルタお
よびデシメイションフィルタをそれぞれ、受信部および
送信部に含ませることができ、これらのフィルタのいく
つかがエコーパスに含まれるようにエコー除去用のイン
タフェイスを選択できる。これによって、エコーパスの
遅延が生じるので、短いバランスフィルタを用いること
が可能となる。
のクロック周波数に関してもあてはまることが理解でき
るであろう。バランスフィルタをクロック周波数が上記
実施例に述べたものより高いインタフェイス内に置くこ
とも便利であろう。例えば、より多くの内挿フィルタお
よびデシメイションフィルタをそれぞれ、受信部および
送信部に含ませることができ、これらのフィルタのいく
つかがエコーパスに含まれるようにエコー除去用のイン
タフェイスを選択できる。これによって、エコーパスの
遅延が生じるので、短いバランスフィルタを用いること
が可能となる。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/20 - 3/23
Claims (3)
- 【請求項１】クロック周波数（例えば、16kHz）が送信
信号の元のサンプリング周波数よりも高いインタフェイ
ス内でエコー除去が行なわれる、デジタル信号処理を有
する加入者回線回路における前記エコー除去に用いられ
るデジタルフィルタ（17）の必要寸法を減少する方法に
おいて、前記フィルタの入力側でのクロック周波数を送
信信号の前記元のサンプリング周波数（例えば、8kHz）
まで低下させること（16）、および前記フィルタの出力
側でのクロック周波数を前記インタフェイスにおいて用
いられるクロック周波数（例えば、16kHz）まで増大す
ること（18）を特徴とする方法。 - 【請求項２】請求項１に記載の方法において、クロック
周波数が前記フィルタ（17）の入力側で低下し、そのフ
ィルタの出力側で増大する事実を考慮に入れながら前記
フィルタ（17）の係数を設定することを特徴とする方
法。 - 【請求項３】クロック周波数（例えば、16kHz）が送信
信号の元のサンプリング周波数（例えば8kHz）よりも高
いインタフェイス内でエコー除去が行なわれる、デジタ
ル信号処理を有する加入者回線回路における前記エコー
除去に用いられるデジタルフィルタ（17）の必要寸法を
減少する装置において、前記装置が前記フィルタの入力
側でのクロック周波数を送信信号の前記元のサンプリン
グ周波数（例えば、8kHz）まで低下させる手段（16）、
および前記フィルタの出力側でのクロック周波数を前記
インタフェイスにおいて用いられるクロック周波数（例
えば、16kHz）まで増大する手段（18）を含むことを特
徴とする装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9003661A SE467436B (sv) | 1990-11-16 | 1990-11-16 | Foerfarande och anordning foer att minska den erforderliga storleken hos ett digitalt filter i samband med ekoeliminering i en abonnentlinjekrets |
| SE9003661-7 | 1990-11-16 | ||
| PCT/SE1991/000694 WO1992009147A1 (en) | 1990-11-16 | 1991-10-15 | A method and arrangement for use in the elimination of echoes in a subscriber line circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06502524A JPH06502524A (ja) | 1994-03-17 |
| JP3232091B2 true JP3232091B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=20380934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50056192A Expired - Lifetime JP3232091B2 (ja) | 1990-11-16 | 1991-10-15 | 加入者回線回路のエコー除去の方法および装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5446728A (ja) |
| JP (1) | JP3232091B2 (ja) |
| DE (2) | DE4192840T1 (ja) |
| GB (1) | GB2265529B (ja) |
| SE (1) | SE467436B (ja) |
| WO (1) | WO1992009147A1 (ja) |
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| US5917809A (en) * | 1997-01-08 | 1999-06-29 | Analog Devices, Inc. | Asymmetric digital subscriber loop modem and method |
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| US6703192B1 (en) * | 2003-02-28 | 2004-03-09 | Eastman Kodak Company | Photographic peracid bleaching composition, processing kit, and method of use |
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|---|---|---|---|---|
| US4270027A (en) * | 1979-11-28 | 1981-05-26 | International Telephone And Telegraph Corporation | Telephone subscriber line unit with sigma-delta digital to analog converter |
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| FR2538975A1 (fr) * | 1982-12-30 | 1984-07-06 | Trt Telecom Radio Electr | Procede utilise dans un dispositif d'annulation d'echo pour la mesure d'un retard d'echo et dispositif de mise en oeuvre de ce procede |
| US4621356A (en) * | 1983-07-18 | 1986-11-04 | Scipione Fred J | Communications interface for duplex transmission and reception of data and other signals over telephone lines |
| US4989221A (en) * | 1987-03-30 | 1991-01-29 | Codex Corporation | Sample rate converter |
| JP2810052B2 (ja) * | 1987-11-18 | 1998-10-15 | 株式会社日立製作所 | 伝送装置 |
| CA1336342C (en) * | 1988-01-21 | 1995-07-18 | Richard B. Kline | Multiple-mode modem with digital filtering |
| US4995030A (en) * | 1988-02-01 | 1991-02-19 | Memotec Datacom, Inc. | Far end echo cancellation method and apparatus |
| JP2615795B2 (ja) * | 1988-04-07 | 1997-06-04 | 日本電気株式会社 | 適応形反響消去装置 |
| WO1992010037A1 (en) * | 1990-11-27 | 1992-06-11 | Jacobs Gordon M | Digital data converter |
| JP3526196B2 (ja) * | 1997-01-07 | 2004-05-10 | 株式会社東芝 | アダプティブアンテナ |
-
1990
- 1990-11-16 SE SE9003661A patent/SE467436B/sv not_active IP Right Cessation
-
1991
- 1991-10-15 WO PCT/SE1991/000694 patent/WO1992009147A1/en active Application Filing
- 1991-10-15 JP JP50056192A patent/JP3232091B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-15 DE DE4192840T patent/DE4192840T1/de active Pending
- 1991-10-15 DE DE4192840A patent/DE4192840C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-29 US US07/783,866 patent/US5446728A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-04-15 GB GB9307844A patent/GB2265529B/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE9003661D0 (sv) | 1990-11-16 |
| DE4192840T1 (de) | 1993-11-18 |
| GB9307844D0 (en) | 1993-06-23 |
| US5446728A (en) | 1995-08-29 |
| WO1992009147A1 (en) | 1992-05-29 |
| SE467436B (sv) | 1992-07-13 |
| DE4192840C2 (de) | 1995-11-09 |
| SE9003661L (sv) | 1992-05-17 |
| JPH06502524A (ja) | 1994-03-17 |
| GB2265529B (en) | 1994-12-07 |
| GB2265529A (en) | 1993-09-29 |
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