JP2725268B2 - ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ - Google Patents
２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JP2725268B2 JP2725268B2 JP3334888A JP3334888A JP2725268B2 JP 2725268 B2 JP2725268 B2 JP 2725268B2 JP 3334888 A JP3334888 A JP 3334888A JP 3334888 A JP3334888 A JP 3334888A JP 2725268 B2 JP2725268 B2 JP 2725268B2
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- JP
- Japan
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- echo canceller
- echo
- subscriber line
- line
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はエコーキャンセラに関し、特に統合ディジタ
ル・サービス網（ISDN）におけるメタリック加入者線を
利用した２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ
に関する。
ル・サービス網（ISDN）におけるメタリック加入者線を
利用した２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ
に関する。
近年各国でISDNのフィールド試験が実施されている。
このなかで加入者インタフェースとしては、既存メタリ
ック加入者線を利用したエコーキャンセラによる双方向
伝送方式が試験されている。
このなかで加入者インタフェースとしては、既存メタリ
ック加入者線を利用したエコーキャンセラによる双方向
伝送方式が試験されている。
そのようなエコーキンセラ回路においては通常、トラ
ンスによって加入者線に結合して送受信信号をやりとり
し、送信信号が自分側の受信部にまわりこんでいるいわ
ゆるエコー信号については、簡単なバランシングネット
ワークを有するハイブリッド回路によって若干の減衰を
実現し、さらに、送信シンボルを入力とするアダプティ
ブフィルタによるエコーレプリカを発生し減算するエコ
ーキャンセラ部によって、エコー信号を約60dB以上の抑
圧度をもって完全に除去する手法が採用される。このと
き、トランスバーサルフィルタの必要タップ数は、エコ
ーキャンセラ部に入力されるエコーの独立波形のインパ
ルス応答の長さから決定されるため、このインパルス応
答長を短かくするようなエコーパス等化フィルタが送信
ドライバからエコーキャンセラ部までの間にそう入され
る。このエコーパス等化フィルタとしては従来、インパ
ルス応答が長く尾を引く部分（エコーテール）は低周波
成分が多く含んでいるために、低周波成分が抑圧される
ようハイパスフィルタが使用され、通常、直流ロスが無
限大となるような直流完全しゃ断形のハイパスフィルタ
が使用される。
ンスによって加入者線に結合して送受信信号をやりとり
し、送信信号が自分側の受信部にまわりこんでいるいわ
ゆるエコー信号については、簡単なバランシングネット
ワークを有するハイブリッド回路によって若干の減衰を
実現し、さらに、送信シンボルを入力とするアダプティ
ブフィルタによるエコーレプリカを発生し減算するエコ
ーキャンセラ部によって、エコー信号を約60dB以上の抑
圧度をもって完全に除去する手法が採用される。このと
き、トランスバーサルフィルタの必要タップ数は、エコ
ーキャンセラ部に入力されるエコーの独立波形のインパ
ルス応答の長さから決定されるため、このインパルス応
答長を短かくするようなエコーパス等化フィルタが送信
ドライバからエコーキャンセラ部までの間にそう入され
る。このエコーパス等化フィルタとしては従来、インパ
ルス応答が長く尾を引く部分（エコーテール）は低周波
成分が多く含んでいるために、低周波成分が抑圧される
ようハイパスフィルタが使用され、通常、直流ロスが無
限大となるような直流完全しゃ断形のハイパスフィルタ
が使用される。
ところが、近年提案されている2B1Qのような、送信シ
ンボル系列がランダム系列であり直流平衡性のない伝送
路符号が前述のハイパスフィルタ形のエコーキャンセラ
に入力された場合、このエコーキャンセラは、タップ数
をＮとしたとき、除去しきれないエコー残差が、インパ
ルス応答波形の時間軸Ｎ＋１以後の成分を送信シンボル
系列とたたみ込んだ分だけ発生する。例えばタップ数Ｎ
＝30程度とすると、このエコー残差の平均パワーは、エ
コーパス等化フィルタがない場合−10デシベル（dB）程
度、また直流完全遮断形のエコーパス等化フィルタを使
用した場合−40dB程度となる。これらの値は、通常必要
とされる−60dBの抑圧量に比較して不十分である。一
方、タップ数Ｎを大きくして十分な抑圧量を得ることも
考えられるが、前記エコーパス等化フィルタのタップ数
Ｎは100以上としなければならず、実現困難である。
ンボル系列がランダム系列であり直流平衡性のない伝送
路符号が前述のハイパスフィルタ形のエコーキャンセラ
に入力された場合、このエコーキャンセラは、タップ数
をＮとしたとき、除去しきれないエコー残差が、インパ
ルス応答波形の時間軸Ｎ＋１以後の成分を送信シンボル
系列とたたみ込んだ分だけ発生する。例えばタップ数Ｎ
＝30程度とすると、このエコー残差の平均パワーは、エ
コーパス等化フィルタがない場合−10デシベル（dB）程
度、また直流完全遮断形のエコーパス等化フィルタを使
用した場合−40dB程度となる。これらの値は、通常必要
とされる−60dBの抑圧量に比較して不十分である。一
方、タップ数Ｎを大きくして十分な抑圧量を得ることも
考えられるが、前記エコーパス等化フィルタのタップ数
Ｎは100以上としなければならず、実現困難である。
本発明の２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセ
ラは、２線式加入者線路と接続するためのライン結合ト
ランスと、ライン結合トランスを介して２線式加入者線
路と４線側を接続するハイブリッド回路と、ハイブリッ
ド回路と接続され、４線部分の回り込み信号を除去する
エコーキャンセラ回路と、ハイブリッド回路とエコーキ
ャンセラ回路との間に接続され、ライン結合トランスの
インダクタンス成分によって生じるエコーパス伝達関数
の極を打ち消すような零点を有するエコーパスフィルタ
とを有することを特徴とする。
ラは、２線式加入者線路と接続するためのライン結合ト
ランスと、ライン結合トランスを介して２線式加入者線
路と４線側を接続するハイブリッド回路と、ハイブリッ
ド回路と接続され、４線部分の回り込み信号を除去する
エコーキャンセラ回路と、ハイブリッド回路とエコーキ
ャンセラ回路との間に接続され、ライン結合トランスの
インダクタンス成分によって生じるエコーパス伝達関数
の極を打ち消すような零点を有するエコーパスフィルタ
とを有することを特徴とする。
また、本発明のエコーキャンセラは、前記フィルタの
伝達関数Ｒ(S)を、Ｋを１に近く１より小さい定数、Ｔ
をディジタルフィルタの動作周期として、Ｒ(s)＝１−K
e-STなるディジタルフィルタで構成することを特徴とす
る。
伝達関数Ｒ(S)を、Ｋを１に近く１より小さい定数、Ｔ
をディジタルフィルタの動作周期として、Ｒ(s)＝１−K
e-STなるディジタルフィルタで構成することを特徴とす
る。
さらに本発明のエコーキャンセラは、Ｒsを２線側送
出インピーダンス,Lをライン結合トランスのインダクタ
ンスとするとき、前記定数Ｋは、 となるように構成することを特徴とする。
出インピーダンス,Lをライン結合トランスのインダクタ
ンスとするとき、前記定数Ｋは、 となるように構成することを特徴とする。
さらにまた、本発明のエコーキャンセラは、前記フィ
ルタの伝達関数Ｒ(s)をＲ(s)＝（ｓ＋ω0）／（ｓ＋
ω1）なる関数で構成することを特徴とする。
ルタの伝達関数Ｒ(s)をＲ(s)＝（ｓ＋ω0）／（ｓ＋
ω1）なる関数で構成することを特徴とする。
また、本発明のエコーキャンセラは、前記ω0をRs/L
となるように構成することを特徴とする。
となるように構成することを特徴とする。
次に本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図に示すハイブリッド回路のモデル構成を参照す
れば、ラインドライバ12からハイブリッド部出口までの
伝達関数Ｈ(s)は、ライン結合トランス11側を経由して
くる成分Ｈ1(s)とバランシングネットワーク（ＺB）13
側を経由してくる成分Ｈ2(s)との和である。このうち成
分Ｈ2(s)はバランシングネットワーク13を抵抗あるいは
通常考えられる３素子インピーダンスで構成した場合、
インパルス応答の減衰は早く、時刻10T（Ｔはボー周
期）以上では、成分Ｈ1(s)が波形を支配的に決定する。
成分Ｈ1(s)は次のように書き表わせる。
れば、ラインドライバ12からハイブリッド部出口までの
伝達関数Ｈ(s)は、ライン結合トランス11側を経由して
くる成分Ｈ1(s)とバランシングネットワーク（ＺB）13
側を経由してくる成分Ｈ2(s)との和である。このうち成
分Ｈ2(s)はバランシングネットワーク13を抵抗あるいは
通常考えられる３素子インピーダンスで構成した場合、
インパルス応答の減衰は早く、時刻10T（Ｔはボー周
期）以上では、成分Ｈ1(s)が波形を支配的に決定する。
成分Ｈ1(s)は次のように書き表わせる。
ここでＲsは２線側送出インピーダンス,Z0は回路から
回線側をみたときのインピーダンス,SはｊωおよびＬは
トランスのインダクタンスを表わす。
回線側をみたときのインピーダンス,SはｊωおよびＬは
トランスのインダクタンスを表わす。
ここで前記（１）式を低域について評価してみると、
受信信号レベルに対してエコーテールの振幅が無視でき
なくなる遠距離伝送時には、Ｚ0として付加される線路
のゲージ，長さ，ブリッジドタップの有無等にかかわら
ずＺ0＞Rsであるため、（１）式の以下のように近似さ
れる。
受信信号レベルに対してエコーテールの振幅が無視でき
なくなる遠距離伝送時には、Ｚ0として付加される線路
のゲージ，長さ，ブリッジドタップの有無等にかかわら
ずＺ0＞Rsであるため、（１）式の以下のように近似さ
れる。
（２）式は時定数τ＝L/Rsの一次のハイパス特性であ
り、（２）式の極がエコーテールを決定していることが
わかる。エコーテールの減衰時定数はτ＝L/Rsと等しく
なり、例えばＬ＝50mH,Rs＝135Ωとすれば、τ＝約370
μｓとなり、Ｔ＝12.5μｓとすれば、τ≒30Tとなる。
これが第２図のエコーパス等価フィルタが無い場合のエ
コー孤立波形のインパルス応答波形（Ａ）のｔ＞30Tの
部分に相当する。
り、（２）式の極がエコーテールを決定していることが
わかる。エコーテールの減衰時定数はτ＝L/Rsと等しく
なり、例えばＬ＝50mH,Rs＝135Ωとすれば、τ＝約370
μｓとなり、Ｔ＝12.5μｓとすれば、τ≒30Tとなる。
これが第２図のエコーパス等価フィルタが無い場合のエ
コー孤立波形のインパルス応答波形（Ａ）のｔ＞30Tの
部分に相当する。
次に、このエコーテール波形を１−ｅ-STなるフィル
タ（図示せず）に通過させた場合には、振幅は元のエコ
ーテール波形の1T離れたもの同志の差となり、振幅が に減衰する。前記数値例では、約1/30の減衰である。こ
れが第２図の波形（Ｂ）のｔ＞30Tの部分に相当する。
波形（Ｂ）では振幅は（Ａ）に比べて減衰するが、時定
数は（Ａ）と同じである。
タ（図示せず）に通過させた場合には、振幅は元のエコ
ーテール波形の1T離れたもの同志の差となり、振幅が に減衰する。前記数値例では、約1/30の減衰である。こ
れが第２図の波形（Ｂ）のｔ＞30Tの部分に相当する。
波形（Ｂ）では振幅は（Ａ）に比べて減衰するが、時定
数は（Ａ）と同じである。
第３図を参照すれば本発明の基本構成はハイブリッド
回路1,エコーキャンセラ回路２およびエコーパスフィル
タ３を含み構成される。ハイブリッド回路１はライン結
合トランス11を介して２線式加入者線15へ接続するとと
もに２線４線変換を行なう。なおこのハイブリッド回路
には電子回路構成およびトランス構成等種々のものがあ
るが、本発明においては、加入者線15はトランス11によ
って接続されている必要がある。
回路1,エコーキャンセラ回路２およびエコーパスフィル
タ３を含み構成される。ハイブリッド回路１はライン結
合トランス11を介して２線式加入者線15へ接続するとと
もに２線４線変換を行なう。なおこのハイブリッド回路
には電子回路構成およびトランス構成等種々のものがあ
るが、本発明においては、加入者線15はトランス11によ
って接続されている必要がある。
エコーキャンセラ回路２は前記ハイブリッド回路の４
線側に接続されている。このエコーキャンセラ回路２
は、２線式加入者線の双方向ディジタル伝送用として、
通常、トランスバーサルフィルタタイプとメモリタイプ
のものがある。第３図にはトランスバーサルフィルタタ
イプの概略を示しており、その詳細は例えばUSP4,087,6
54記載の構成を適用できる。エコーパスフィルタ３は、
前記ハイブリッド回路１とエコーキャンセラ回路２の間
に接続され、伝達関数Ｒ(s)を有し、前記ハイブリンド
回路１のトランス11の直流遮断特性によって発生するエ
コーテールの減衰を早める動作を行なう。
線側に接続されている。このエコーキャンセラ回路２
は、２線式加入者線の双方向ディジタル伝送用として、
通常、トランスバーサルフィルタタイプとメモリタイプ
のものがある。第３図にはトランスバーサルフィルタタ
イプの概略を示しており、その詳細は例えばUSP4,087,6
54記載の構成を適用できる。エコーパスフィルタ３は、
前記ハイブリッド回路１とエコーキャンセラ回路２の間
に接続され、伝達関数Ｒ(s)を有し、前記ハイブリンド
回路１のトランス11の直流遮断特性によって発生するエ
コーテールの減衰を早める動作を行なう。
第４図は本発明の第１の実施例を示しており、第３図
に示した基本構成のエコーパスフィルタ３をより詳細に
記載している。ハイブリッド回路１およびエコーキャン
セラ回路２は前記第３図で説明したとおりであり説明は
省略する。本実施例においてエコーパスフィルタ３は遅
延素子31,加算器32および乗算器33を有するデジタルフ
ィルタで構成し、 なる特性を備えている。このエコーパスフィルタ３と前
記ハイブリッドは回路１とはA/D変換器４を介して接続
される。
に示した基本構成のエコーパスフィルタ３をより詳細に
記載している。ハイブリッド回路１およびエコーキャン
セラ回路２は前記第３図で説明したとおりであり説明は
省略する。本実施例においてエコーパスフィルタ３は遅
延素子31,加算器32および乗算器33を有するデジタルフ
ィルタで構成し、 なる特性を備えている。このエコーパスフィルタ３と前
記ハイブリッドは回路１とはA/D変換器４を介して接続
される。
エコーパスフィルタ３はA/D変換器４の出力を受け遅
延素子31と加算器32へ入力される。乗算器33は遅延素子
31からの出力ｅ-STと別に入力した 出力する。前記加算器32は乗算器33の出力と前記A/D変
換器４の出力とを加算し、伝達関数 をエコーキャンセラ回路２へ出力する。
延素子31と加算器32へ入力される。乗算器33は遅延素子
31からの出力ｅ-STと別に入力した 出力する。前記加算器32は乗算器33の出力と前記A/D変
換器４の出力とを加算し、伝達関数 をエコーキャンセラ回路２へ出力する。
なお、前記エコーパスフィルタ３は、遅延素子31,加
算器32および乗算器33の代わりにメモリおよびマイクロ
プロセッサで構成し、マイクロプログラムで制御しても
よい。このとき、該マイクロプロセッサで前記エコーキ
ャンセラ回路２の演算も行なわせることもできる。
算器32および乗算器33の代わりにメモリおよびマイクロ
プロセッサで構成し、マイクロプログラムで制御しても
よい。このとき、該マイクロプロセッサで前記エコーキ
ャンセラ回路２の演算も行なわせることもできる。
前記エコーパスフィルタ３の伝送関数Ｒ(s)は、 なる形をしているが、低域でｅ-STを展開すれば次のよ
うに近似される。
うに近似される。
（４）式より伝達関数Ｒ(s)は に零点を持ち、その周波数は前記（２）式の極と同一で
ある。第２図の（Ｃ）の波形は、（Ａ）の波形をこのエ
コーパスフィルタ３を通過させた場合の波形である。伝
達関数Ｒ(s)は前記（２）式の極を零点でキャンセルし
たために、長い時定数τを有する波形をなくする効果が
ある。このため、波形（Ｃ）の減衰は急激であり、時刻
20T以上では波形（Ｂ）よりも振幅が小さくなってい
る。
ある。第２図の（Ｃ）の波形は、（Ａ）の波形をこのエ
コーパスフィルタ３を通過させた場合の波形である。伝
達関数Ｒ(s)は前記（２）式の極を零点でキャンセルし
たために、長い時定数τを有する波形をなくする効果が
ある。このため、波形（Ｃ）の減衰は急激であり、時刻
20T以上では波形（Ｂ）よりも振幅が小さくなってい
る。
波形（Ｃ）についてエコーキャンセラ回路のタップ数
をＮとして、（Ｎ＋１）Ｔ以後のインパルス応答成分と
送信シンボル系列とのたたみこみによって生じるエコー
残差を計算すると、Ｎ＝30でも60dB以上の抑圧度が実現
でき、波形（Ａ），（Ｂ）の場合よりも少ないタップ数
で抑圧度の十分なエコーキャンセラが実現できる。
をＮとして、（Ｎ＋１）Ｔ以後のインパルス応答成分と
送信シンボル系列とのたたみこみによって生じるエコー
残差を計算すると、Ｎ＝30でも60dB以上の抑圧度が実現
でき、波形（Ａ），（Ｂ）の場合よりも少ないタップ数
で抑圧度の十分なエコーキャンセラが実現できる。
なお、通常 となるようにトランスのインダクタンスが選択されるた
め、 は１に近いが１より小さい定数である。前述（２）式の
ようにトランスインダクタンスによって生じるポールは
遠距離条件で であり、伝送距離等が異なる場合には、 以外の別の定数が最適の場合もある。
め、 は１に近いが１より小さい定数である。前述（２）式の
ようにトランスインダクタンスによって生じるポールは
遠距離条件で であり、伝送距離等が異なる場合には、 以外の別の定数が最適の場合もある。
第５図は本発明の第２の実施例である。第５図では、
エコーパスフィルタ３が抵抗Ｒ1,R2およびコンデンサＣ
によるアナログフィルタで実現され、その後段にA/D変
換器４が配置されている。このとき伝達関数Ｒ(s)は抵
抗R1,R2,およびコンデンサＣにより（５）式のようにな
る。
エコーパスフィルタ３が抵抗Ｒ1,R2およびコンデンサＣ
によるアナログフィルタで実現され、その後段にA/D変
換器４が配置されている。このとき伝達関数Ｒ(s)は抵
抗R1,R2,およびコンデンサＣにより（５）式のようにな
る。
（２）式の極と（５）式の零点が一致した時、すなわ
ち、 のときエコーパス全体の特性には長い時定数の項がなく
なり、エコーのインパルス応答は第２図（Ｃ）とほぼ同
様のはやい減衰特性を示す。第４図の例と同様に遠距離
条件において、 が最適となる。
ち、 のときエコーパス全体の特性には長い時定数の項がなく
なり、エコーのインパルス応答は第２図（Ｃ）とほぼ同
様のはやい減衰特性を示す。第４図の例と同様に遠距離
条件において、 が最適となる。
本発明のエコーキャンセラは、以上説明したように、
ライン結合トランスのインダクタンス成分によって生ず
るエコーハス伝達関数の極を打ち消すことにより長い時
定数を有する極をなくし、エコーテールの減衰を早める
ことができる。
ライン結合トランスのインダクタンス成分によって生ず
るエコーハス伝達関数の極を打ち消すことにより長い時
定数を有する極をなくし、エコーテールの減衰を早める
ことができる。
また本発明のエコーキャンセラは、前記エコーパス伝
達関数を打ち消すフィルタのタップ数を減少できる。
達関数を打ち消すフィルタのタップ数を減少できる。
第１図は一般的なハイブリッド回路の一例を示す回路
図、第２図はエコーテールの波形を示す図、第３図は本
発明の基本構成を示すブロック図、第４図は本発明の第
１の実施例を示すブロック図、および第５図は本発明の
第２の実施例を示すブロック図である。 １……ハイブリッド回路、２……エコーキャンセラ回
路、３……エコーパスフィルタ。
図、第２図はエコーテールの波形を示す図、第３図は本
発明の基本構成を示すブロック図、第４図は本発明の第
１の実施例を示すブロック図、および第５図は本発明の
第２の実施例を示すブロック図である。 １……ハイブリッド回路、２……エコーキャンセラ回
路、３……エコーパスフィルタ。
Claims (5)
- 【請求項１】２線式加入者線路と接続するためのライン
結合トランスと、 前記ライン結合トランスを介して前記２線式加入者線路
と４線側を接続するハイブリッド回路と、 前記ハイブリッド回路と接続され、４線部分の回り込み
信号を除去するエコーキャンセラ回路と、 前記ハイブリッド回路とエコーキャンセラ回路との間に
接続され、前記ライン結合トランスのインダクタンス成
分によって生じるエコーパス伝達関数の極を打ち消すよ
うな零点を有するエコーパスフィルタと を有することを特徴とする２線式加入者線双方向伝送用
エコーキャンセラ。 - 【請求項２】請求項１記載のエコーキャンセラにおい
て、前記フィルタの伝達関数Ｒ(s)は、Ｋを１に近く１
より小さい定数、Ｔをディジタルフィルタの動作周期と
して、Ｒ(s)＝１−Ke-STなるデジタルフィルタで構成す
ることを特徴とする２線式加入者線双方向伝送用エコー
キャンセラ。 - 【請求項３】請求項２記載のエコーキャンセラにおい
て、前記定数ＫはＲsを２線側送出インピーダンス、Ｌ
をライン結合トランスのインダクタンスとしたとき、Ｋ
＝１−ＲsT/Lとなるよう構成することを特徴とする２線
式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ。 - 【請求項４】請求項１記載のエコーキャンセラにおい
て、前記フィルタの、伝送関数Ｒ(s)は、Ｒ(s)＝（ｓ＋
ω0）／（ｓ＋ω1）なる関数で構成することを特徴とす
る２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ。 - 【請求項５】請求項４記載のエコーキャンセラにおい
て、前記ω0は、Ｒsを２線側送出インピーダンス、Ｌを
ライン結合トランスのインダクタンスとしたとき、ω0
＝Ｒs/Lとなるよう構成することを特徴とする２線式加
入者線双方向伝送用エコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3334888A JP2725268B2 (ja) | 1987-02-17 | 1988-02-15 | ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62-34800 | 1987-02-17 | ||
| JP3480087 | 1987-02-17 | ||
| JP3334888A JP2725268B2 (ja) | 1987-02-17 | 1988-02-15 | ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS64827A JPS64827A (en) | 1989-01-05 |
| JPH01827A JPH01827A (ja) | 1989-01-05 |
| JP2725268B2 true JP2725268B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=26372027
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3334888A Expired - Lifetime JP2725268B2 (ja) | 1987-02-17 | 1988-02-15 | ２線式加入者線双方向伝送用エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2725268B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0392019A (ja) * | 1989-09-04 | 1991-04-17 | Nec Corp | エコーキャンセラ |
-
1988
- 1988-02-15 JP JP3334888A patent/JP2725268B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS64827A (en) | 1989-01-05 |
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