JPS63313921A - 調整可能なエコー消去システム - Google Patents
調整可能なエコー消去システムInfo
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- JPS63313921A JPS63313921A JP62290446A JP29044687A JPS63313921A JP S63313921 A JPS63313921 A JP S63313921A JP 62290446 A JP62290446 A JP 62290446A JP 29044687 A JP29044687 A JP 29044687A JP S63313921 A JPS63313921 A JP S63313921A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
- Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)
- Primary Cells (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
- Butt Welding And Welding Of Specific Article (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、送信／受信装置の受信パスと送信パスとの間
に結合された調節可能なエコー消去装置に関するもので
ある。前記エコー消去装置は、エコー信号のレプリカ信
号を生成するデジタルフィルタおよび前記受信パスに供
給される人力信号に対応して前記送信パス上に現れる前
記エコー信号から前記レプリカ信号を減算する減算回路
を備え、前記入力、エコーおよびレプリカ信号はサンプ
ルされたデジタル信号であり、各レプリカ信号サンプル
は前記デジタルフィルタの係数と前記入力信号の関数で
ある係数との積によって構成されている各項の合計に等
しい。
に結合された調節可能なエコー消去装置に関するもので
ある。前記エコー消去装置は、エコー信号のレプリカ信
号を生成するデジタルフィルタおよび前記受信パスに供
給される人力信号に対応して前記送信パス上に現れる前
記エコー信号から前記レプリカ信号を減算する減算回路
を備え、前記入力、エコーおよびレプリカ信号はサンプ
ルされたデジタル信号であり、各レプリカ信号サンプル
は前記デジタルフィルタの係数と前記入力信号の関数で
ある係数との積によって構成されている各項の合計に等
しい。
［従来技術］
このようなエコー消去装置はデジタルハイブリッドとも
呼ばれ、例えばＰ 、 Ｄ ｅｆｒａｅｙｅ他による
文献（Ａ３−ｕｍｃＭＯｓ Ｄｌｄｌｔａｌ Ｃｏ
ｄｃｃｗｉｔｈ Ｐ ｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｅ ｃ
ｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｎｄＧａｌｎ Ｓ
ｃｔｔｌｎｇ）から既に知られティる。
呼ばれ、例えばＰ 、 Ｄ ｅｆｒａｅｙｅ他による
文献（Ａ３−ｕｍｃＭＯｓ Ｄｌｄｌｔａｌ Ｃｏ
ｄｃｃｗｉｔｈ Ｐ ｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｅ ｃ
ｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｎｄＧａｌｎ Ｓ
ｃｔｔｌｎｇ）から既に知られティる。
この文献には、エコー消去装置に含まれるフィルタ係数
がどのように決定されるのか記載されていない。このエ
コー消去装置が適応性のあるものならば、フィルタ係数
はベルギー特許第８９６０８９号に示されているように
計算される。しかしながらこのような計算は、送信／受
信装置に結合された付加的な比較的複雑な回路を必要と
する。ある場合には、この付加的な費用が許容されない
程著しく高いものとなる。こうした場合にフィルタ係数
の決定は、係数が使用されるデジタルフィルタが例えば
遠隔通信システムの一部を形成する場合は送信／受信装
置に使用される線の長さが、予め定められた線の長さ以
内であるという条件を満たすようにエコー信号を消去す
るレプリカ信号を供給する方法でそれらを計算すること
により解決できる。実際の場合には、線の長さが予め定
められたこの範囲にない場合、明かにこの解決方法は不
十分である。
がどのように決定されるのか記載されていない。このエ
コー消去装置が適応性のあるものならば、フィルタ係数
はベルギー特許第８９６０８９号に示されているように
計算される。しかしながらこのような計算は、送信／受
信装置に結合された付加的な比較的複雑な回路を必要と
する。ある場合には、この付加的な費用が許容されない
程著しく高いものとなる。こうした場合にフィルタ係数
の決定は、係数が使用されるデジタルフィルタが例えば
遠隔通信システムの一部を形成する場合は送信／受信装
置に使用される線の長さが、予め定められた線の長さ以
内であるという条件を満たすようにエコー信号を消去す
るレプリカ信号を供給する方法でそれらを計算すること
により解決できる。実際の場合には、線の長さが予め定
められたこの範囲にない場合、明かにこの解決方法は不
十分である。
［発明の解決すべき問題点］
本発明の目的は、上記のタイプであるが、比較的簡単な
方法で前記フィルタ係数の最適値を決定するように調節
されたエコー消去装置を提供することである。
方法で前記フィルタ係数の最適値を決定するように調節
されたエコー消去装置を提供することである。
［問題点解決のための手段］
本発明によるとこの目的は、前記エコー消去装置が前記
エコー信号の複数のサンプルを測定し、各エコー信号サ
ンプルに対する、前記フィルタ係数によって乗算され、
合計されるときに前記エコー信号サンプルを消去する前
記レプリカ信号サンプルの前記係数を測定することによ
って得られる値から前記フィルタ係数を決定する処理手
段を有することによって実現されるものである。
エコー信号の複数のサンプルを測定し、各エコー信号サ
ンプルに対する、前記フィルタ係数によって乗算され、
合計されるときに前記エコー信号サンプルを消去する前
記レプリカ信号サンプルの前記係数を測定することによ
って得られる値から前記フィルタ係数を決定する処理手
段を有することによって実現されるものである。
レプリカ信号サンプルを決定するために使用される係数
だけでなく、エコー信号サンプルもまた測定されるため
、両者はエコー消去装置が使用される実際的な環境に依
存しており、それ故相対的に非常に正確なので、これら
の測定値を使用することにより決定されるフィルタ係数
も正確である。
だけでなく、エコー信号サンプルもまた測定されるため
、両者はエコー消去装置が使用される実際的な環境に依
存しており、それ故相対的に非常に正確なので、これら
の測定値を使用することにより決定されるフィルタ係数
も正確である。
本発明のエコー消去装置の別の特徴は、エコー信号サン
プルに対応する前記レプリカ信号サンプルの前記係数を
それぞれ測定するために、前記処理手段は人力信号を前
記受信パスに供給し、ゼロではない値に等しい前記係数
に対応するフィルタ係数と、ゼロに対する別のフィルタ
係数とを連続的に設定し、それから前記係数を構成する
レプリカ信号サンプルを測定することである。
プルに対応する前記レプリカ信号サンプルの前記係数を
それぞれ測定するために、前記処理手段は人力信号を前
記受信パスに供給し、ゼロではない値に等しい前記係数
に対応するフィルタ係数と、ゼロに対する別のフィルタ
係数とを連続的に設定し、それから前記係数を構成する
レプリカ信号サンプルを測定することである。
この方法において、各フィルタ係数のレプリカ信号サン
プルへの個々の寄与は、知られており、レプリカ信号を
決定するために使用される係数は、比較的簡単な方法で
測定される。
プルへの個々の寄与は、知られており、レプリカ信号を
決定するために使用される係数は、比較的簡単な方法で
測定される。
本発明のエコー消去装置の別の特徴は、前記処理手段は
複数の前記送信／受信装置に共通の位置から前記エコー
信号サンプルの前記測定を実行できることである。
複数の前記送信／受信装置に共通の位置から前記エコー
信号サンプルの前記測定を実行できることである。
この方法において、処理手段は複数のエコー消去装置に
共通に使用されるので、これらのエコー消去装置のフィ
ルタ係数は最少の装置を使用することで決定される。さ
らにその処理手段の更新は１度だけ行われる必要がある
だけであり、また送信／受信装置のどちらかに対して実
行されればよい。
共通に使用されるので、これらのエコー消去装置のフィ
ルタ係数は最少の装置を使用することで決定される。さ
らにその処理手段の更新は１度だけ行われる必要がある
だけであり、また送信／受信装置のどちらかに対して実
行されればよい。
本発明のエコー消去装置の別の特徴は、前記処理手段が
前記送信／受信装置において前記レプリカ信号係数を測
定できることである。
前記送信／受信装置において前記レプリカ信号係数を測
定できることである。
この方法において、これらの係数の測定の正確さは、好
ましくない妨害信号によって影響されることがないため
非常に高いものである。
ましくない妨害信号によって影響されることがないため
非常に高いものである。
本発明はまた、エコー信号のレプリカ信号を生成するデ
ジタルフィルターの係数を決定し、送信／受信装置の受
信パスと送信パスとの間に結合されているエコー消去装
置の一部を形成し、さらに前記受信パスに供給される入
力信号に対応して前記送信パス上に現れる前記エコー信
号からの前記レプリカ信号を減算する減算回路を有する
方法に関するものである。前記入力、エコーおよびレプ
リカ信号はサンプル化されたデジタル信号であり、各レ
プリカ信号サンプルは前記フィルタ係数の１つと前記入
力信号の関数である係数との積によりそれぞれ構成され
ている項の合計に等しい。
ジタルフィルターの係数を決定し、送信／受信装置の受
信パスと送信パスとの間に結合されているエコー消去装
置の一部を形成し、さらに前記受信パスに供給される入
力信号に対応して前記送信パス上に現れる前記エコー信
号からの前記レプリカ信号を減算する減算回路を有する
方法に関するものである。前記入力、エコーおよびレプ
リカ信号はサンプル化されたデジタル信号であり、各レ
プリカ信号サンプルは前記フィルタ係数の１つと前記入
力信号の関数である係数との積によりそれぞれ構成され
ている項の合計に等しい。
この方法は前記エコー信号の複数のサンプルを測定し、
各エコー信号サンプルに対する前記レプリカ信号サンプ
ルの前記係数をａｌｌ定し、また前記測定によって得ら
れた値から前記フィルタ係数を決定することを特徴とす
る。
各エコー信号サンプルに対する前記レプリカ信号サンプ
ルの前記係数をａｌｌ定し、また前記測定によって得ら
れた値から前記フィルタ係数を決定することを特徴とす
る。
［実施例］
以下実施例について説明する。
第１図に示された遠隔通信システムの一部分は、その１
つだけが比較的詳細に示されている１６個のアナログラ
イン制御装置（ＡＬＣ）に共通の制御エレメント（ＣＥ
Ａ）を有するアナログ加入者モジュール（Ａ Ｓ Ｍ）
と、 クロック・トーンモジュール（ＣＴＭ）および第２の制
御エレメント（ＣＥ Ｂ）を有するプロセッサモジュー
ル（ＰＭ）とに結合されたデジタルスイッチング回路網
（Ｄ Ｓ Ｎ）を具備している。
つだけが比較的詳細に示されている１６個のアナログラ
イン制御装置（ＡＬＣ）に共通の制御エレメント（ＣＥ
Ａ）を有するアナログ加入者モジュール（Ａ Ｓ Ｍ）
と、 クロック・トーンモジュール（ＣＴＭ）および第２の制
御エレメント（ＣＥ Ｂ）を有するプロセッサモジュー
ル（ＰＭ）とに結合されたデジタルスイッチング回路網
（Ｄ Ｓ Ｎ）を具備している。
ＤＳＮＳＡＳＭおよびＰＭは、デジタル遠隔通信交換装
置に設置され、各アナログライン制御装置ＡＬＣは、電
話機ＴＳＳに結合されたコンダクタＬＩＯおよびＬｌｌ
を有する図示された１つのように８つの遠隔通信線に共
通に設けられる。
置に設置され、各アナログライン制御装置ＡＬＣは、電
話機ＴＳＳに結合されたコンダクタＬＩＯおよびＬｌｌ
を有する図示された１つのように８つの遠隔通信線に共
通に設けられる。
このような各アナログライン制御装置ＡＬＣは、２重プ
ロセッサ端子制御装置ＤＰＴＣ，）ランスコーダおよび
フィルタ回路ＴＣＰ、デジタル信号プ、シセッサＤＳＰ
ＳＢＩＭＯ３加入者線インターフェイス回路ＢＬＩＣお
よび高電圧スイッチ回路ＨＶＣの縦属接続をを有する。
ロセッサ端子制御装置ＤＰＴＣ，）ランスコーダおよび
フィルタ回路ＴＣＰ、デジタル信号プ、シセッサＤＳＰ
ＳＢＩＭＯ３加入者線インターフェイス回路ＢＬＩＣお
よび高電圧スイッチ回路ＨＶＣの縦属接続をを有する。
ＤＰＴＣは、例えばヨーロッパ特許第８５２００２０７
７−２２０２／ ０１５５０８０号明細書において示さ
れたタイプであり、ＴＣＰはヨーロッパ特許第８４２０
１３４４３ ／ ０１４５０３８号および第８４２０１
３４５０ ／ ０１４５０３９号明細書において示され
たタイプであり、ＢＬＩＣはヨーロッパ特許第８５２０
０７７４９−２２０２／ ０２０１６３５号明細書にお
いて示されたタイプであり、ＨＶＣはベルギー特許第８
９７７７２号、第９０３１０１号、第９０２２８６号お
よび第９０２２８５号明細書において示されたタイプで
ある。
７−２２０２／ ０１５５０８０号明細書において示さ
れたタイプであり、ＴＣＰはヨーロッパ特許第８４２０
１３４４３ ／ ０１４５０３８号および第８４２０１
３４５０ ／ ０１４５０３９号明細書において示され
たタイプであり、ＢＬＩＣはヨーロッパ特許第８５２０
０７７４９−２２０２／ ０２０１６３５号明細書にお
いて示されたタイプであり、ＨＶＣはベルギー特許第８
９７７７２号、第９０３１０１号、第９０２２８６号お
よび第９０２２８５号明細書において示されたタイプで
ある。
ＤＰＴＣとＴＣＦの６対は、ＤＳＰＳＢＬＩＣおよびＨ
ＶＣの８セツトに共通であり、各セットのＨＶＣは電話
線に結合されている。各ＨＶＣは、４対の２方向性スイ
ツチ５ＷＯＯ／ＳＷＯ１乃至５Ｗ３０／ＳＷ３１と、 線コンダクタＬＩＯおよびＬｌｌにそれぞれ結合された
ライン端子ＬＯおよびＬｌと、試験回路ＴＣの試験端子
にそれぞれ結合された試験端子ＴＯおよびＴ１と、 リング回路ＲＣのベル端子にそれぞれ結合されたリング
端子ＲＧＯおよびＲＧｌと、 ＢＬＩＣのチップおよびリング出力端子にそれぞれ結合
されたチップおよびリング端子ＴＰおよびＲＧと、 ＢＬＩＣの制御端子にそれぞれ結合された端子ＳＴＡ、
ＳＴＢ、ＳＲＡおよびＳＲＢとを具備するものである。
ＶＣの８セツトに共通であり、各セットのＨＶＣは電話
線に結合されている。各ＨＶＣは、４対の２方向性スイ
ツチ５ＷＯＯ／ＳＷＯ１乃至５Ｗ３０／ＳＷ３１と、 線コンダクタＬＩＯおよびＬｌｌにそれぞれ結合された
ライン端子ＬＯおよびＬｌと、試験回路ＴＣの試験端子
にそれぞれ結合された試験端子ＴＯおよびＴ１と、 リング回路ＲＣのベル端子にそれぞれ結合されたリング
端子ＲＧＯおよびＲＧｌと、 ＢＬＩＣのチップおよびリング出力端子にそれぞれ結合
されたチップおよびリング端子ＴＰおよびＲＧと、 ＢＬＩＣの制御端子にそれぞれ結合された端子ＳＴＡ、
ＳＴＢ、ＳＲＡおよびＳＲＢとを具備するものである。
ＨＶＣにおいて、ライン端子ＬＯ／ＬＬは直列接続の５
ＷＯＯ／ＳＷＯ１を介してＴＰ／ＲＧに接続され、５０
オームの線が抵抗ＲＯ／Ｒ１およびスイッチＳＷＩ Ｏ
／ＳＷＩ １をそれぞれ給電する。
ＷＯＯ／ＳＷＯ１を介してＴＰ／ＲＧに接続され、５０
オームの線が抵抗ＲＯ／Ｒ１およびスイッチＳＷＩ Ｏ
／ＳＷＩ １をそれぞれ給電する。
ｓｗｏｏとＲＯおよび５Ｗ０１とＲ１の接合点ＳＴＢお
よびＳＲＡは、５Ｗ２０と５Ｗ２１とをそれぞれ介して
試験回路ＴＣのＴＯおよびＴ１１；接続され、ＲＯと５
Ｗ１０およびＲ１とＳＷＩ １の接合点ＳＴＡおよびＳ
ＲＢは、５Ｗ３０と５Ｗ３１とをそれぞれ介してリング
回路ＲＣのＲＧＯおよびＲＧＩに接続される。接続を通
して切替えられるものとして示されているような直列の
スイッチｓｗｏｏ、ＳＷＯ１、ＳＷＩ ＯおよびＳＷＩ
１は閉じられて、別の並列のスイッチが開かれる。全
てのスイッチは、加入者ラインインターフェイス回路Ｂ
ＬＩＣによって制御されているため、高電圧スイッチ回
路ＨＶＣは以下の接続の１つを設けることができる。
よびＳＲＡは、５Ｗ２０と５Ｗ２１とをそれぞれ介して
試験回路ＴＣのＴＯおよびＴ１１；接続され、ＲＯと５
Ｗ１０およびＲ１とＳＷＩ １の接合点ＳＴＡおよびＳ
ＲＢは、５Ｗ３０と５Ｗ３１とをそれぞれ介してリング
回路ＲＣのＲＧＯおよびＲＧＩに接続される。接続を通
して切替えられるものとして示されているような直列の
スイッチｓｗｏｏ、ＳＷＯ１、ＳＷＩ ＯおよびＳＷＩ
１は閉じられて、別の並列のスイッチが開かれる。全
てのスイッチは、加入者ラインインターフェイス回路Ｂ
ＬＩＣによって制御されているため、高電圧スイッチ回
路ＨＶＣは以下の接続の１つを設けることができる。
ＴＳＳとＢＬＩＣとの間、
ＴＳＳとＴＣとの間、
ＴＳＳとＲＣとの間、 ・
ＢＬＩＣとＴＣとの間、
ＢＬＩＣとＲＣとの間。
試験回路ＴＣは、別の回路において測定の間に電話機Ｔ
ＳＳをシミュレートするために使用され、後に示される
ように、加入者がその電話機をオフフックにしなくても
すむようにするために使用されるダミー回路網（図示さ
れていない）を有する。
ＳＳをシミュレートするために使用され、後に示される
ように、加入者がその電話機をオフフックにしなくても
すむようにするために使用されるダミー回路網（図示さ
れていない）を有する。
リング回路ＲＣの機能は、リング信号を線ＬＩＯ／Ｌｌ
ｌへ供給することである。
ｌへ供給することである。
電話機ＴＳＳは、ラインコンダクタＬＩＯおよびＬｌｌ
との間に結合された通常開いているフックスイッチＨＳ
を有する。スイッチＨＳは、電話機ＴＳＳがオフフック
であるとき閉じられる。
との間に結合された通常開いているフックスイッチＨＳ
を有する。スイッチＨＳは、電話機ＴＳＳがオフフック
であるとき閉じられる。
プロセッサモジュールＰＭの一部を形成しているクロッ
ク番トーンモジュールＣＴＭは、制御工レメントＣＥＢ
に結合されている試験信号アナライザＴＳＡを有する。
ク番トーンモジュールＣＴＭは、制御工レメントＣＥＢ
に結合されている試験信号アナライザＴＳＡを有する。
ＴＳＡはデータおよびＰＲＯＧＩ乃至ＰＲＯＧ４のよう
なソフトウェアプログラムを蓄積するメモリＭＭ、およ
び後で示されるようにこれらのプログラムを処理するた
めのプロセッサＰＲを有する。
なソフトウェアプログラムを蓄積するメモリＭＭ、およ
び後で示されるようにこれらのプログラムを処理するた
めのプロセッサＰＲを有する。
そのブロックダイアグラムが第２図に示されているデジ
タル信号プロセッサＤＳＰは、加入者ラインインターフ
ェイス回路ＢＬＩＣの端子に結合されている受信および
送信端子ＲＯとＴＩを有し、ＴＣＰの端子にそれぞれ結
合されている受信および送信端子Ｒ１とＴｏを有する。
タル信号プロセッサＤＳＰは、加入者ラインインターフ
ェイス回路ＢＬＩＣの端子に結合されている受信および
送信端子ＲＯとＴＩを有し、ＴＣＰの端子にそれぞれ結
合されている受信および送信端子Ｒ１とＴｏを有する。
ＤＳＰは上記において詳細に述べられたＰ 、 Ｄ ｃ
ｆｒａｅｒｅ氏他による文献“Ａ３−ｕｉｃＭＯ８Ｄｉ
ｇｉｔａｌ Ｃｏｄｅｃｗｉｔｈ Ｐ ｒｏｇｒａｍ
ｉａｂｌｅ Ｅ ｅｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ
ａｎｄＧ ａｌｎ Ｓ ｅｔｔｉｎｇ”のタイプのもの
である。
ｆｒａｅｒｅ氏他による文献“Ａ３−ｕｉｃＭＯ８Ｄｉ
ｇｉｔａｌ Ｃｏｄｅｃｗｉｔｈ Ｐ ｒｏｇｒａｍ
ｉａｂｌｅ Ｅ ｅｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ
ａｎｄＧ ａｌｎ Ｓ ｅｔｔｉｎｇ”のタイプのもの
である。
デジタル信号プロセッサＤＳＰは主にその受信端子ＲＩ
とＲＯとの間に、 端子ＲＩ上のＴＣＰから受信され、サンプルすることに
よって得られる８キロビット／秒（ｋｂ／ｓ）デジタル
信号を３２ｋｂ／ｓデジタル信号に変換するデジタル増
幅器、インターポレイタおよびフィルター回路ＲＸＦと
、 これらの信号のビット率を１メガビット／秒に増やすイ
ンターボレイタＩＮＴと、 これらの１メガビット／秒のデジタル信号をアナログ信
号に変換するデジタルアナログ変換装置ＤＡＣとの直列
結合を具備している。
とＲＯとの間に、 端子ＲＩ上のＴＣＰから受信され、サンプルすることに
よって得られる８キロビット／秒（ｋｂ／ｓ）デジタル
信号を３２ｋｂ／ｓデジタル信号に変換するデジタル増
幅器、インターポレイタおよびフィルター回路ＲＸＦと
、 これらの信号のビット率を１メガビット／秒に増やすイ
ンターボレイタＩＮＴと、 これらの１メガビット／秒のデジタル信号をアナログ信
号に変換するデジタルアナログ変換装置ＤＡＣとの直列
結合を具備している。
一方ＤＳＰは主に、その送信端子ＴＩとＴｏとの間にお
いて、 その加算入力（＋）がＴＩに接続され、減算入力（−）
は、入力が端子ＲＯに接続されたアナログハイブリッド
ＡＮＨの出力に接続されているアナログ減算器ＡＤ１と
、 電話機ＴＳＳから受信されたアナログ信号を１メガビッ
ト／秒のデジタル信号に変換するアナログデジタル変換
装置ＡＤＣと、 これらのデジタル信号の周波数を３２ｋｂ／ｓまで減少
するデシメータＤＥＣと、 その加算入力（＋）がＤＥＣの出力に接続され、減算入
力（−）は、入力ＨＩがＲＸＦとＩＮＴとの間に接続さ
れているデジタルハイブリッドＤＩＨの出力ＨＯに接続
されているデジタル減算器ＡＤ２と、 ３２ｋｂ／ｓデジタル信号をＴＣＰに送信する前にそれ
らを８ｋｂ／ｓデジタル信号に変換するデジタルフィル
ター、デシメータ、および増幅回路ＴＸＦとの直列結合
を有する。
いて、 その加算入力（＋）がＴＩに接続され、減算入力（−）
は、入力が端子ＲＯに接続されたアナログハイブリッド
ＡＮＨの出力に接続されているアナログ減算器ＡＤ１と
、 電話機ＴＳＳから受信されたアナログ信号を１メガビッ
ト／秒のデジタル信号に変換するアナログデジタル変換
装置ＡＤＣと、 これらのデジタル信号の周波数を３２ｋｂ／ｓまで減少
するデシメータＤＥＣと、 その加算入力（＋）がＤＥＣの出力に接続され、減算入
力（−）は、入力ＨＩがＲＸＦとＩＮＴとの間に接続さ
れているデジタルハイブリッドＤＩＨの出力ＨＯに接続
されているデジタル減算器ＡＤ２と、 ３２ｋｂ／ｓデジタル信号をＴＣＰに送信する前にそれ
らを８ｋｂ／ｓデジタル信号に変換するデジタルフィル
ター、デシメータ、および増幅回路ＴＸＦとの直列結合
を有する。
アナログハイブリッドＡＮＨは、ＲＯを介してＴＳＳに
送信され、端子ＴＩにおいてＤＳＰ中のエコー信号とし
て再び受信されるアナログ信号についてエコー消去が実
行されることができ、一方デジタルハイブリッドＤＩＨ
の目的は、エコー信号がＡＤＩを通過した後のそれらの
過剰分を消去することである。ＤＩＲはデジタルフィル
タによって主に構成され、その係数はＤＳＰの一部を形
成し、ＤＩＨに結合されている補助メモリＡＭに蓄積さ
れる。
送信され、端子ＴＩにおいてＤＳＰ中のエコー信号とし
て再び受信されるアナログ信号についてエコー消去が実
行されることができ、一方デジタルハイブリッドＤＩＨ
の目的は、エコー信号がＡＤＩを通過した後のそれらの
過剰分を消去することである。ＤＩＲはデジタルフィル
タによって主に構成され、その係数はＤＳＰの一部を形
成し、ＤＩＨに結合されている補助メモリＡＭに蓄積さ
れる。
デジタルハイブリッドＤＩＲは第３図に詳細に示されて
いる。ＤＩＲは４タツプの有限インパルス応答デジタル
フィルタＦＩＲを有でおり、このＦＩＲは第１のオーダ
ーの無限インパルス応答デジタルフィルタＩＩＲと並列
に接続されている。
いる。ＤＩＲは４タツプの有限インパルス応答デジタル
フィルタＦＩＲを有でおり、このＦＩＲは第１のオーダ
ーの無限インパルス応答デジタルフィルタＩＩＲと並列
に接続されている。
特にＤＩＲは、その端子Ｈ１とＨＯとの間において遅延
およびデシメータ回路ＤＣＨと、フィルター１１Ｒと並
列のフィルタＦＩＲと、インターポレイタＩＴＨとの直
列結合を有する。遅延およびデシメータ回路ＤＣＨは、
第２のサンプル毎に除去することにより、ＨＩにおいて
３２ｋｂ／ Ｓのビット率のデジタル入力信号を１８ｋ
ｂ／ｓにまで減少し、一方インターボレイタＩＴＨ−は
、これらの信号をＨＯを介してＡＤ２の減算入力（−）
に供給する前に再び３２ｋｂ／ｓのビット率に増加させ
る。このことは、フィルタＦＩＲおよびＩＩＲが３２ｋ
ｂ／ ｓの代わりに１［ｆｋｂ／ｓで動作することを意
味するものである。このように処理することによってそ
れらの構造は、簡単化される。
およびデシメータ回路ＤＣＨと、フィルター１１Ｒと並
列のフィルタＦＩＲと、インターポレイタＩＴＨとの直
列結合を有する。遅延およびデシメータ回路ＤＣＨは、
第２のサンプル毎に除去することにより、ＨＩにおいて
３２ｋｂ／ Ｓのビット率のデジタル入力信号を１８ｋ
ｂ／ｓにまで減少し、一方インターボレイタＩＴＨ−は
、これらの信号をＨＯを介してＡＤ２の減算入力（−）
に供給する前に再び３２ｋｂ／ｓのビット率に増加させ
る。このことは、フィルタＦＩＲおよびＩＩＲが３２ｋ
ｂ／ ｓの代わりに１［ｆｋｂ／ｓで動作することを意
味するものである。このように処理することによってそ
れらの構造は、簡単化される。
４タツプフイルタＦＩＲは、その結合点が乗算器Ｍｌ乃
至Ｍ４をそれぞれ介して多入力加算器Ａ１の別個の加算
入力（＋）に接続されている１サンプリング周期の４つ
の遅延回路ＤＩ、Ｄ２゜ｐ３およびＤ４の直列結合を含
んでいる。フィルタ係数ａＯ，ａｌ、 ａ２．およびａ
３は、Ｍｌ、Ｍ２゜Ｍ３およびＭ４の第２の入力にそれ
ぞれ供給される。これらの各係数は−２乃至＋２の値域
を有し、ＤＳＰの補助メモリＡＭにおいて蓄積される。
至Ｍ４をそれぞれ介して多入力加算器Ａ１の別個の加算
入力（＋）に接続されている１サンプリング周期の４つ
の遅延回路ＤＩ、Ｄ２゜ｐ３およびＤ４の直列結合を含
んでいる。フィルタ係数ａＯ，ａｌ、 ａ２．およびａ
３は、Ｍｌ、Ｍ２゜Ｍ３およびＭ４の第２の入力にそれ
ぞれ供給される。これらの各係数は−２乃至＋２の値域
を有し、ＤＳＰの補助メモリＡＭにおいて蓄積される。
第１のオーダーフィルタＩＩＲはＤＣＨとＡ１（Ｆ Ｉ
Ｒ）の第５の加算入力との間において加算器Ａ３と、
１サンプリング周期の遅延回路Ｄ５および乗算器Ｍ５の
直列結合を有する。測定係数またはフィルタ係数Ｂは、
乗算器Ｍ５の第２の入力に供給され、遅延回路Ｄ５の出
力は加算器Ａ３の第２の加算入力（＋）に乗算器Ｍ６を
介して再び供給される。フィルタＩＩＲの係数Ｂは、ロ
ーパスフィルタ特性のみが生成されなければならないた
め、０と＋１の間の値域を取ってもよい。フィルタＩＩ
Ｒの極である係数Ａは、乗算器Ｍ６の第２の入力へ供給
される。これらの係数ＡおよびＢは、ＤＳＰの補助メモ
リＡＭに蓄積される。
Ｒ）の第５の加算入力との間において加算器Ａ３と、
１サンプリング周期の遅延回路Ｄ５および乗算器Ｍ５の
直列結合を有する。測定係数またはフィルタ係数Ｂは、
乗算器Ｍ５の第２の入力に供給され、遅延回路Ｄ５の出
力は加算器Ａ３の第２の加算入力（＋）に乗算器Ｍ６を
介して再び供給される。フィルタＩＩＲの係数Ｂは、ロ
ーパスフィルタ特性のみが生成されなければならないた
め、０と＋１の間の値域を取ってもよい。フィルタＩＩ
Ｒの極である係数Ａは、乗算器Ｍ６の第２の入力へ供給
される。これらの係数ＡおよびＢは、ＤＳＰの補助メモ
リＡＭに蓄積される。
デジタルフィルタ技術分野でよく知られているように、
時間ｋＴでのフィルタＦＩＲの出力信号ｙＦの値は次の
ように表わすことができる。
時間ｋＴでのフィルタＦＩＲの出力信号ｙＦの値は次の
ように表わすことができる。
ｙｐ ［ｋＴ］ −ａＯ，Ｘ［（ｋ １）Ｔ］＋ａ１
．Ｘ［（ｋ−２）ＴＩ ＋ａ２．Ｘ［（ｋ−３）Ｔｌ ＋ａ３．ｘ［（ｋ−４）Ｔｌ −（１）ここにおいて
Ｘ ［１（ＴＩとは、不連続時間ｋＴでの入力シーケン
スｘ （ｔ）の値であり、Ｘ［（ｋ−ｎ）ＴＩとは、ｎ
Ｔに等しい遅延によって遅延されたｘ［ｋＴ］の値であ
り、 ｋとｎはそれぞれ、 ｋ−０，１，２，３・・・、 ｎ−１，２，３，４・・・を取る。
．Ｘ［（ｋ−２）ＴＩ ＋ａ２．Ｘ［（ｋ−３）Ｔｌ ＋ａ３．ｘ［（ｋ−４）Ｔｌ −（１）ここにおいて
Ｘ ［１（ＴＩとは、不連続時間ｋＴでの入力シーケン
スｘ （ｔ）の値であり、Ｘ［（ｋ−ｎ）ＴＩとは、ｎ
Ｔに等しい遅延によって遅延されたｘ［ｋＴ］の値であ
り、 ｋとｎはそれぞれ、 ｋ−０，１，２，３・・・、 ｎ−１，２，３，４・・・を取る。
また時間ｋＴでのフィルターＩＩＲの出力信号ｙＩの値
は次のように表わされる。
は次のように表わされる。
）’＋［ｋＴ］
−ＢΣ Ａ” 、ｘ［（ｋ−Ｎ）ＴＩ −（２）ここに
おいて、ｘ［（ｋ−Ｎ） ＴＩは、ＮＴに等しい遅延に
よって遅延されたＸ［ｋＴ］の値である。
おいて、ｘ［（ｋ−Ｎ） ＴＩは、ＮＴに等しい遅延に
よって遅延されたＸ［ｋＴ］の値である。
好ましい実施例において、入力シーケンスＸ（１）は総
合で４ミリセカンドまたは３２Ｘ １２５マイクロセカ
ンドの長さを有するアナログパルス信号のデジタル化さ
れ、サンプル化された変形であり、サンプリングは常に
同じチャネルの期間中フレーム毎に１度実行されること
に注意されたい。
合で４ミリセカンドまたは３２Ｘ １２５マイクロセカ
ンドの長さを有するアナログパルス信号のデジタル化さ
れ、サンプル化された変形であり、サンプリングは常に
同じチャネルの期間中フレーム毎に１度実行されること
に注意されたい。
時分割多重（ＴＤＭ）送信のフレームの期間は１２５マ
イクロセカンドであり、各フレームは３２のチャネルを
具備している。実際に測定の正確性を高めるために、ア
ナログパルス信号は例えば３０回繰り返され、このよう
に平均アナログ信号を得るために平均を算出される最後
の１０個の信号を含む３０個のアナログ出力信号を発生
する。この平均アナログ出力信号のサンプル化され、デ
ジタル化された変形は、出力シーケンスｙ （ｔ）であ
る。
イクロセカンドであり、各フレームは３２のチャネルを
具備している。実際に測定の正確性を高めるために、ア
ナログパルス信号は例えば３０回繰り返され、このよう
に平均アナログ信号を得るために平均を算出される最後
の１０個の信号を含む３０個のアナログ出力信号を発生
する。この平均アナログ出力信号のサンプル化され、デ
ジタル化された変形は、出力シーケンスｙ （ｔ）であ
る。
フィルタＦＩＲおよびＩＩＲは並列に結合されているの
で、グローバル出力信号は次のように表わされてもよい
。
で、グローバル出力信号は次のように表わされてもよい
。
ｙ ［ｋＴ］ ＝ Ｖ ｐ ［ｋＴコ ＋ｙ＋［ｋ
Ｔ］ ・・・ （３）ｙ［ｋＴ］−ａＯ，Ｘ［（ｋ
−１）Ｔ］＋ａ１．ｘ［（ｋ−２）ＴＩ ＋ａ２．Ｘ［（ｋ−３）ＴＩ ＋ａ３．Ｘ［（ｋ−４）ＴＩ 十Ｂ Σ Ａ” 、ｘ［（ｋ−Ｎ）Ｔ］・・・ （４
） これはＦＩＲ／ＩＩＲフィルタ回路網が、不連続の時間
ｋＴでのエコー信号を抑制することができることを意味
し、そのエコー信号は、フィルタ係数がその関係式（４
）が満たされる値を持っときに入力信号ｘ （ｔ）によ
って生成される値ｙ［ｋ’ｒｌを有する。事実デジタル
ハイブリッドＤＩＨの出力端子ＨＯにおける信号は、そ
のときデシメータＤＥＣ（第２図）の出力において現れ
るエコー信号の正確なレプリカであり、これら２つの信
号はデジタル減算器ＡＤ２において各々から減算される
ため、後者ＡＤ２の出力においてエコー信号は全く現れ
ず、またＤＳＰの出力においても現れない。
Ｔ］ ・・・ （３）ｙ［ｋＴ］−ａＯ，Ｘ［（ｋ
−１）Ｔ］＋ａ１．ｘ［（ｋ−２）ＴＩ ＋ａ２．Ｘ［（ｋ−３）ＴＩ ＋ａ３．Ｘ［（ｋ−４）ＴＩ 十Ｂ Σ Ａ” 、ｘ［（ｋ−Ｎ）Ｔ］・・・ （４
） これはＦＩＲ／ＩＩＲフィルタ回路網が、不連続の時間
ｋＴでのエコー信号を抑制することができることを意味
し、そのエコー信号は、フィルタ係数がその関係式（４
）が満たされる値を持っときに入力信号ｘ （ｔ）によ
って生成される値ｙ［ｋ’ｒｌを有する。事実デジタル
ハイブリッドＤＩＨの出力端子ＨＯにおける信号は、そ
のときデシメータＤＥＣ（第２図）の出力において現れ
るエコー信号の正確なレプリカであり、これら２つの信
号はデジタル減算器ＡＤ２において各々から減算される
ため、後者ＡＤ２の出力においてエコー信号は全く現れ
ず、またＤＳＰの出力においても現れない。
遠隔通信システムの初期化において、フィルタ係数の標
準セットはＤＳＰの補助メモリＡＭに負荷される。これ
らの係数は、スイッチＳ Ｗ １０／ｓｗｔｔとＳ Ｗ
２０／ Ｓ Ｗ２１とを閉じ、スイッチＳ ＷＯＯ／
Ｓ ＷＯＩとＳ Ｗ８０／ Ｓ ＷＢ２とを開くことに
よりＴＳＡと試験回路ＴＣとの間にループが設けられる
間のメンテナンス処置による一定の時間間隔において実
証される。プログラムＰＲＯＧ１の制御の下において、
例えば上記に示されているようなパルスシーケンスが、
そのときＴＳＡからＴＣへ送信され、サンプルされたエ
コー信号としてＴＳＡに再び受信される。ＤＩＨのトラ
ンスハイブリッド損失は、このエコー信号の電力と交換
装置のメモリ（示されていない）に蓄積された予め定め
られた電力値とを比較することによって確かめられる。
準セットはＤＳＰの補助メモリＡＭに負荷される。これ
らの係数は、スイッチＳ Ｗ １０／ｓｗｔｔとＳ Ｗ
２０／ Ｓ Ｗ２１とを閉じ、スイッチＳ ＷＯＯ／
Ｓ ＷＯＩとＳ Ｗ８０／ Ｓ ＷＢ２とを開くことに
よりＴＳＡと試験回路ＴＣとの間にループが設けられる
間のメンテナンス処置による一定の時間間隔において実
証される。プログラムＰＲＯＧ１の制御の下において、
例えば上記に示されているようなパルスシーケンスが、
そのときＴＳＡからＴＣへ送信され、サンプルされたエ
コー信号としてＴＳＡに再び受信される。ＤＩＨのトラ
ンスハイブリッド損失は、このエコー信号の電力と交換
装置のメモリ（示されていない）に蓄積された予め定め
られた電力値とを比較することによって確かめられる。
受信された信号の電力が、例えば−３０ｄＢのトランス
ハイブリッド損失に対する予め定められた値である場合
、フィルタＦＩＲおよびＩＩＲの係数は満足すべきもの
と考えられ、それ故修正されない。他の場合、フィルタ
ー係数は修正されなくてはならない。これはそのとき試
験回路ＴＣのダミー回路網を使用することによって以下
に示されるように動作するメンテナンス処置の間に自動
的に実行される。
ハイブリッド損失に対する予め定められた値である場合
、フィルタＦＩＲおよびＩＩＲの係数は満足すべきもの
と考えられ、それ故修正されない。他の場合、フィルタ
ー係数は修正されなくてはならない。これはそのとき試
験回路ＴＣのダミー回路網を使用することによって以下
に示されるように動作するメンテナンス処置の間に自動
的に実行される。
加入者の苦情またはシステム管理者の判断によってフィ
ルタ係数は更新される。これらの場合、オペレーターは
フィルタ係数を修正する処置を手動で開始する。
ルタ係数は更新される。これらの場合、オペレーターは
フィルタ係数を修正する処置を手動で開始する。
ソフトウェアプログラムＰＲＯＧ２乃至ＰＲＯＧ４が、
修正処置の間にフィルタ係数ａＯないしａ３およびＢの
新規のセットを決定するために実行される。フィルター
１１１の極である係数Ａは安定性の理由によりこれらの
プログラムによって著しく修正されないことに留意すべ
きである。
修正処置の間にフィルタ係数ａＯないしａ３およびＢの
新規のセットを決定するために実行される。フィルター
１１１の極である係数Ａは安定性の理由によりこれらの
プログラムによって著しく修正されないことに留意すべ
きである。
原理的に、５つのフィルター係数ａＯ乃至ａ３およびＢ
は、エコー信号またはＴＳＳから再び受信され、ハイブ
リッドＤＩＨによって補償される出力シーケンスｙ （
ｔ）を１ｆＰＪ定し、その瞬間のＤＩＨによって生成さ
れなければならないこのエコー信号のレプリカの値、例
えばｙ［ｋＴ］に対するこれらフィルタ係数それぞれの
寄与を測定すること、すなわちこれらのフィルタ係数を
上記の等式（４）において乗算する係数ｘ ［（ｋ −
１）Ｔ］ 。
は、エコー信号またはＴＳＳから再び受信され、ハイブ
リッドＤＩＨによって補償される出力シーケンスｙ （
ｔ）を１ｆＰＪ定し、その瞬間のＤＩＨによって生成さ
れなければならないこのエコー信号のレプリカの値、例
えばｙ［ｋＴ］に対するこれらフィルタ係数それぞれの
寄与を測定すること、すなわちこれらのフィルタ係数を
上記の等式（４）において乗算する係数ｘ ［（ｋ −
１）Ｔ］ 。
Ｘ ［（ｋ −２）Ｔ］等を決定することでＴＳＡにお
いて決定されてもよい。ｋの５つの別個の値に対し、等
式（４）におけるフィルタ係数の乗算を測定することに
よって、５つのフィルタ係数はそのときに表記される（
４）と類似の５つの等式から計算され得る。
いて決定されてもよい。ｋの５つの別個の値に対し、等
式（４）におけるフィルタ係数の乗算を測定することに
よって、５つのフィルタ係数はそのときに表記される（
４）と類似の５つの等式から計算され得る。
エコー信号のレプリカに対する各フィルタ係数の寄与は
、遠隔通信システムの回路に入ってる雑音の影響を受け
るためあまり正確に測定されない。
、遠隔通信システムの回路に入ってる雑音の影響を受け
るためあまり正確に測定されない。
この理由のためにこれらの測定は、デジタルハイブリッ
ドを絶縁するためにチップレベルでの分離を行ない、Ｄ
ＳＰの端子Ｒ１とＴｏとの間で測定することによってア
ナログ部分の影響が阻止されることができる実験室で実
行することが好ましい。
ドを絶縁するためにチップレベルでの分離を行ない、Ｄ
ＳＰの端子Ｒ１とＴｏとの間で測定することによってア
ナログ部分の影響が阻止されることができる実験室で実
行することが好ましい。
ＤＩＨによって発生された信号へのフィルタ係数の寄与
は同じ設計のチップ全てに対し不変なので、実験室にお
けるこれらの測定は１度だけ行われる必要があることに
留意すべきである。この実験室測定の場合、回路的な結
合ＴＳＡによってＲＩとＴｏにもたらされた遅延は無視
されるため、ａｌｌＪ定された寄与によって消去される
のがｙ （ｔ）の値ｙ［ｋＴ］のどれかは正確に分らな
い。このために実験室における測定には、最後に述べら
れた遅延を付加的に測定する必要がある。
は同じ設計のチップ全てに対し不変なので、実験室にお
けるこれらの測定は１度だけ行われる必要があることに
留意すべきである。この実験室測定の場合、回路的な結
合ＴＳＡによってＲＩとＴｏにもたらされた遅延は無視
されるため、ａｌｌＪ定された寄与によって消去される
のがｙ （ｔ）の値ｙ［ｋＴ］のどれかは正確に分らな
い。このために実験室における測定には、最後に述べら
れた遅延を付加的に測定する必要がある。
上記に述べられた理由により、以下の動作がプログラム
ＰＲＯＧ２乃至ＰＲＯＧ４の制御の下に実行される。
ＰＲＯＧ２乃至ＰＲＯＧ４の制御の下に実行される。
ＰＲＯＧ２の制御の下に、係数ａＯ乃至ａ３およびＢそ
れぞれのＤＩＨの出力信号に対する寄与は、ＤＩＨに結
合された端子Ｒ１とＴＯとの間で実験室において１度だ
け測定され、 ＰＲＯＧ３の制御の下に、ＴＳＡをＲ１とＴＯに結合し
ている回路によって生成され、ＰＲＯＧ２の実行中は無
視されている遅延は、ループがＴＳＡとＤＳＰとの間に
設けられた後ＴＳＡにおいて測定され、 ＰＲＯＧ４の制御の下に、ＤＩＨによって消去されるべ
き実エコー信号ｙ （ｔ）は、ループがＴＳＡとＴＳＳ
との間に設けられた後ＴＳＡにおいて７］１１１定され
、新規のフィルター係数ａＯ乃至ａ３およびＢが算出さ
れる。
れぞれのＤＩＨの出力信号に対する寄与は、ＤＩＨに結
合された端子Ｒ１とＴＯとの間で実験室において１度だ
け測定され、 ＰＲＯＧ３の制御の下に、ＴＳＡをＲ１とＴＯに結合し
ている回路によって生成され、ＰＲＯＧ２の実行中は無
視されている遅延は、ループがＴＳＡとＤＳＰとの間に
設けられた後ＴＳＡにおいて測定され、 ＰＲＯＧ４の制御の下に、ＤＩＨによって消去されるべ
き実エコー信号ｙ （ｔ）は、ループがＴＳＡとＴＳＳ
との間に設けられた後ＴＳＡにおいて７］１１１定され
、新規のフィルター係数ａＯ乃至ａ３およびＢが算出さ
れる。
プログラムＰＲＯＧ２乃至ＰＲＯＧ４は、以下において
それぞれ詳細に検討される。
それぞれ詳細に検討される。
ＲＯＧ２
デジタルハイブリッドＤＩＨの後、デジタル減算器ＡＤ
２および回路ＲＸＦとＴＸＦは、交換装置の別の回路か
ら絶縁され、シーケンス周期のその一部が第４（ａ）図
に示されている上記の入力シーケンスｘ （ｔ）が端子
Ｒ１に供給される。フィルタ係数ａＯはそれから１に等
しくされ、一方別の係数は０に維持されているためその
とき端子Ｔｏに受信されて第４（ｂ）図に示される連続
的なサンプル値だけが、ＤＩＨの出力信号ｙ （ｔ）で
あるに−０，１，２，・・・を有する連続的なサンプル
値ｙ［ｋＴ］に対する係数ａＯの寄与となる。別のフィ
ルタ係数ａｔ乃至ａ３およびＢは、同様にそれぞれ連続
して１に等しくされ、一方残っている係数は、そのとき
０に維持されており、それらのＤＩＨの出力信号ｙ （
ｔ）に対する寄与は、第４図の（Ｃ）乃至（ｆ）にそれ
ぞれ示されている。
２および回路ＲＸＦとＴＸＦは、交換装置の別の回路か
ら絶縁され、シーケンス周期のその一部が第４（ａ）図
に示されている上記の入力シーケンスｘ （ｔ）が端子
Ｒ１に供給される。フィルタ係数ａＯはそれから１に等
しくされ、一方別の係数は０に維持されているためその
とき端子Ｔｏに受信されて第４（ｂ）図に示される連続
的なサンプル値だけが、ＤＩＨの出力信号ｙ （ｔ）で
あるに−０，１，２，・・・を有する連続的なサンプル
値ｙ［ｋＴ］に対する係数ａＯの寄与となる。別のフィ
ルタ係数ａｔ乃至ａ３およびＢは、同様にそれぞれ連続
して１に等しくされ、一方残っている係数は、そのとき
０に維持されており、それらのＤＩＨの出力信号ｙ （
ｔ）に対する寄与は、第４図の（Ｃ）乃至（ｆ）にそれ
ぞれ示されている。
上記の関係式（４）のように、フィルタ係数ａＯ乃至ａ
３およびＢのＤＩＨの出力信号ｙ （ｔ）に対する寄与
と、瞬間ｋＴにおける同一エコー信号ｙ（１）の値ｙ［
ｋＴ］の消去に対する寄与はそれぞれ次の通りである。
３およびＢのＤＩＨの出力信号ｙ （ｔ）に対する寄与
と、瞬間ｋＴにおける同一エコー信号ｙ（１）の値ｙ［
ｋＴ］の消去に対する寄与はそれぞれ次の通りである。
ｘ［（ｋ−１）Ｔ］ ・・・（５
）Ｘ［（ｋ−２）Ｔ］ ・・・（
６）ｘ［（ｋ−３）Ｔ］ ・・・
（７）Ｘ［（ｋ−４）Ｔ］ ・・
・（８）ＲＯＧ３ このプログラムの制御の下に、ＴＳＡを端子Ｒ１とＴｏ
に結合している回路によってもたらされる上記の遅延が
測定される。この結合において、デジタル交換装置中の
信号の時分割多重（ＴＤＭ）伝送のため、この遅延はＴ
ＳＡとＤＳＰとの間に設定された通信パスによって基本
的に決定されることに留意すべきである。それ故ＰＲＯ
Ｇ３は、ＴＳＡからＤＳＰへの信号の伝送遅延を算出し
、ＰＲＯＧ４の実行中に使用される通信パスと同じパス
に対して算出される。
）Ｘ［（ｋ−２）Ｔ］ ・・・（
６）ｘ［（ｋ−３）Ｔ］ ・・・
（７）Ｘ［（ｋ−４）Ｔ］ ・・
・（８）ＲＯＧ３ このプログラムの制御の下に、ＴＳＡを端子Ｒ１とＴｏ
に結合している回路によってもたらされる上記の遅延が
測定される。この結合において、デジタル交換装置中の
信号の時分割多重（ＴＤＭ）伝送のため、この遅延はＴ
ＳＡとＤＳＰとの間に設定された通信パスによって基本
的に決定されることに留意すべきである。それ故ＰＲＯ
Ｇ３は、ＴＳＡからＤＳＰへの信号の伝送遅延を算出し
、ＰＲＯＧ４の実行中に使用される通信パスと同じパス
に対して算出される。
デジタルハイブリッドＤＩＲを通して信号の伝送を最大
にするために、フィルタ係数ａｌ乃至ａ３およびＢはＯ
に設定され、一方ａＯはその最大値すなわち２に設定さ
れる。そうして第４図の（ａ）に部分的に示された上記
の入力シーケンスｘ （ｔ）は、ＴＳＡからＤＩＨに供
給されるので、信号またはＴＳＡに再び受信された出力
シーケンスＹ（ｔ）（示されていない）は、ａＯの値に
比例する振幅を除いて第４図（ｂ）に示されているもの
と同じであるが、この信号に関しては遅延されている。
にするために、フィルタ係数ａｌ乃至ａ３およびＢはＯ
に設定され、一方ａＯはその最大値すなわち２に設定さ
れる。そうして第４図の（ａ）に部分的に示された上記
の入力シーケンスｘ （ｔ）は、ＴＳＡからＤＩＨに供
給されるので、信号またはＴＳＡに再び受信された出力
シーケンスＹ（ｔ）（示されていない）は、ａＯの値に
比例する振幅を除いて第４図（ｂ）に示されているもの
と同じであるが、この信号に関しては遅延されている。
ＴＳＡにおいてこの遅延の値は、これらの両信号を互い
に関連させることにより、図示されていないが技術的に
良く知られた方法で得られる。
に関連させることにより、図示されていないが技術的に
良く知られた方法で得られる。
この遅延は、常に不連続の時間間隔Ｔの整数によって表
わされる。すなわちｋは整数であることに留意すべきで
ある。この遅延は例えば４Ｔに等しい。
わされる。すなわちｋは整数であることに留意すべきで
ある。この遅延は例えば４Ｔに等しい。
ＲＯＧ４
ＴＳＡとＤＳＰとの間に設定されたＰＲＯＧＢ用の通信
パスは維持され、ＴＳＳに伸長され、また上記の入力シ
ーケンスｘ （ｔ）はＴＳＡからＴＳＳに供給される。
パスは維持され、ＴＳＳに伸長され、また上記の入力シ
ーケンスｘ （ｔ）はＴＳＡからＴＳＳに供給される。
ＰＲＯＧ４の実行中、減算器はスイッチＨ３を開くため
にその電話機ＴＳＳをオフフックにしなければならない
加入者の協同動作の方が、試験回路ＴＣのダミー回路網
より好しい。これは、測定がそのとき実加入者ラインＬ
Ｉ Ｏ／Ｌ Ｉ ｌ上で実行されるためである。
にその電話機ＴＳＳをオフフックにしなければならない
加入者の協同動作の方が、試験回路ＴＣのダミー回路網
より好しい。これは、測定がそのとき実加入者ラインＬ
Ｉ Ｏ／Ｌ Ｉ ｌ上で実行されるためである。
ＰＲＯＧ４の実行中、ＤＩＨの係数ａＯ乃至ａ３および
Ｂは全て０に設定されるので、信号はＤＩＲを通過する
ことができず、またＴＳＡに再び受信されたサンプル値
はＤＩＨによって補償されるべきエコー信号ｙ （ｔ）
のに−０，１，２，・・・、を有するサンプル値ｙ［（
ｋＴ］である。これら種々のサンプル値およびエコー信
号は、第４図（ｇ）に示されている。
Ｂは全て０に設定されるので、信号はＤＩＲを通過する
ことができず、またＴＳＡに再び受信されたサンプル値
はＤＩＨによって補償されるべきエコー信号ｙ （ｔ）
のに−０，１，２，・・・、を有するサンプル値ｙ［（
ｋＴ］である。これら種々のサンプル値およびエコー信
号は、第４図（ｇ）に示されている。
ＰＲＯＧ３によって決定される例えば４Ｔに等しい上記
の遅延は、第４図（ｇ）に示されたｙ （ｔ）のサンプ
ル値が上記の関係式（４）においてａＯ乃至ａ３および
ＢＯと乗算する係数のサンプルと対応しなければならな
いために、第４図（ｂ）乃至（ｆ）において示されてい
る信号波形は４Ｔに等しい時間間隔で時間的にシフトさ
れる必要があることを意味している。例えばフィルター
係数の第４図（ｇ）に示されたサンプル値Ｇ７ （ｋ−
７に対して）の消去に対する寄与は、第４図（ｂ）乃至
（ｆ）にそれぞれ示されたＢ７乃至Ｆ７（ｋ−３に対し
て）なので等式（４）は、次のようになる。
の遅延は、第４図（ｇ）に示されたｙ （ｔ）のサンプ
ル値が上記の関係式（４）においてａＯ乃至ａ３および
ＢＯと乗算する係数のサンプルと対応しなければならな
いために、第４図（ｂ）乃至（ｆ）において示されてい
る信号波形は４Ｔに等しい時間間隔で時間的にシフトさ
れる必要があることを意味している。例えばフィルター
係数の第４図（ｇ）に示されたサンプル値Ｇ７ （ｋ−
７に対して）の消去に対する寄与は、第４図（ｂ）乃至
（ｆ）にそれぞれ示されたＢ７乃至Ｆ７（ｋ−３に対し
て）なので等式（４）は、次のようになる。
Ｃ７−ａｏ、 Ｂ７＋ａ１． Ｃ７＋ａ２． Ｄ
７＋ａ３． Ｅ ７ ＋ Ｂ、 Ｆ ７
−（１０）同様に、例えばＶ （ｔ）の値Ｃ８乃至
Ｇｌｌを対応する寄与値に結合している他の類似した４
個の等式を書くことができる。すなわち、 Ｇ ８− ａＯ，Ｂ ８ ＋ ａｔ、 Ｃ８＋ ａ２
． Ｄ ８＋ａ３． Ｅ８＋Ｂ、 Ｆ８
・ （１１）Ｃ９−ａｏ、 Ｂ９＋ａ
１． Ｃ９＋ａ２． Ｄ９＋ａ３． Ｅ ９
＋ Ｂ、 Ｆ ９ −（１２）Ｇ
１０− ａｏ、 Ｂ ｌｏ＋ ａｔ、 Ｃ１０＋
ａ２． Ｄ １０十ａ３． Ｅ １０＋ Ｂ、
Ｆ １０ −（１３）Ｇ １１＝ ａＯ，Ｂ
１１＋ ａｌ、 Ｃ１１＋ ａ２． Ｄ １１−
＋’ａ３． Ｅ１１＋Ｂ、 Ｆｌｌ
−（１４）−Ｇ−ｔ−１’ −１−ＯＴ−Ｂ−１−１−
！−ａ−１＝ −Ｃ−−１−）−）−＋２−７−Ｄ−１
−トー、−−＋−ｔ３−ｒ−Ｅ−１−１千−Ｂ−；−ｐ
、−Ｈ−一・・−（−１４，）−−−これら５個の等式
（１０）乃至（１４）から、ＰＲＯＧ４はフィルタ係数
ａＯ乃至ａ３およびＢの値を算出することができる。
７＋ａ３． Ｅ ７ ＋ Ｂ、 Ｆ ７
−（１０）同様に、例えばＶ （ｔ）の値Ｃ８乃至
Ｇｌｌを対応する寄与値に結合している他の類似した４
個の等式を書くことができる。すなわち、 Ｇ ８− ａＯ，Ｂ ８ ＋ ａｔ、 Ｃ８＋ ａ２
． Ｄ ８＋ａ３． Ｅ８＋Ｂ、 Ｆ８
・ （１１）Ｃ９−ａｏ、 Ｂ９＋ａ
１． Ｃ９＋ａ２． Ｄ９＋ａ３． Ｅ ９
＋ Ｂ、 Ｆ ９ −（１２）Ｇ
１０− ａｏ、 Ｂ ｌｏ＋ ａｔ、 Ｃ１０＋
ａ２． Ｄ １０十ａ３． Ｅ １０＋ Ｂ、
Ｆ １０ −（１３）Ｇ １１＝ ａＯ，Ｂ
１１＋ ａｌ、 Ｃ１１＋ ａ２． Ｄ １１−
＋’ａ３． Ｅ１１＋Ｂ、 Ｆｌｌ
−（１４）−Ｇ−ｔ−１’ −１−ＯＴ−Ｂ−１−１−
！−ａ−１＝ −Ｃ−−１−）−）−＋２−７−Ｄ−１
−トー、−−＋−ｔ３−ｒ−Ｅ−１−１千−Ｂ−；−ｐ
、−Ｈ−一・・−（−１４，）−−−これら５個の等式
（１０）乃至（１４）から、ＰＲＯＧ４はフィルタ係数
ａＯ乃至ａ３およびＢの値を算出することができる。
ＰＲＯＧ４によって算出された新規のフィルタ係数は、
それから上記に示されたＤＳＰの補助メモリＡＭにおい
て前のフィルタ係数の代わりに設定され、ＰＲＯＧｌは
再び確認のために動作される。
それから上記に示されたＤＳＰの補助メモリＡＭにおい
て前のフィルタ係数の代わりに設定され、ＰＲＯＧｌは
再び確認のために動作される。
交換装置に結合されたＴＳＳで算出された新規の係数が
必要条件を満たす場合、フラッグぼＴＣのダミー回路網
に関して、連続的なメンテナンス処置の間ＰＲＯＧＩが
再びその係数を確認しないように、またエラーしたエコ
一応答の値を報告するように設定される。
必要条件を満たす場合、フラッグぼＴＣのダミー回路網
に関して、連続的なメンテナンス処置の間ＰＲＯＧＩが
再びその係数を確認しないように、またエラーしたエコ
一応答の値を報告するように設定される。
本発明の原理は、特定の装置に関連して上記に示されて
いるが、この説明は単なる例示過ぎないものであり、ま
た本発明の技術的範囲を制限するものではないことは明
確に理解すべきである。
いるが、この説明は単なる例示過ぎないものであり、ま
た本発明の技術的範囲を制限するものではないことは明
確に理解すべきである。
４、図の簡単な説明
第１図は、本発明によるエコー消去装置を具備したデジ
タル信号プロセッサＤＳＰを備えた遠隔通信システムの
一部を示し、 第２図は、第１図のＤＳＰおよびエコー消去装置ＤＩＩ
（、ＡＤ２をより詳細に示し、第３図は、第２図のＤＳ
Ｐのエコー消去装置ＤＩＨＳＡＤ２に具備されたテシタ
ルフィルタＤＩＨをさらに詳細に示し、 第４図は、（ａ）乃至（ｇ）でエコー消去装置の動作を
示すために使用される種々の信号波形を表わしている。
タル信号プロセッサＤＳＰを備えた遠隔通信システムの
一部を示し、 第２図は、第１図のＤＳＰおよびエコー消去装置ＤＩＩ
（、ＡＤ２をより詳細に示し、第３図は、第２図のＤＳ
Ｐのエコー消去装置ＤＩＨＳＡＤ２に具備されたテシタ
ルフィルタＤＩＨをさらに詳細に示し、 第４図は、（ａ）乃至（ｇ）でエコー消去装置の動作を
示すために使用される種々の信号波形を表わしている。
Claims (12)
- （１）送信／受信装置の受信パスと送信パスとの間で結
合され、エコー信号のレプリカ信号を生成するデジタル
フィルタと、前記エコー信号から前記レプリカ信号を減
算する減算回路とを具備し、前記エコー信号は前記受信
パスに供給される入力信号に応答して前記伝送パス上に
現れ、前記入力、エコー、レプリカ信号はサンプルされ
たデジタル信号であり、各レプリカ信号サンプルは、前
記デジタルフィルタの係数と、前記入力信号の関数であ
る係数との積によって構成された各々の項の合計に等し
いエコー消去装置において、 前記エコー信号の複数のサンプルを測定し、前記フィル
タ係数によって乗算され、合計されるときに前記エコー
信号サンプルを消去する前記レプリカ信号サンプルの前
記係数を個々のエコー信号サンプル用に測定することに
よって得られた値から前記フィルター係数を決定する処
理手段を有することを特徴とするエコー消去装置。 - （２）エコー信号サンプルに対応する前記レプリカ信号
サンプルの前記係数をそれぞれ測定するために、前記処
理手段は入力信号を前記受信パスに供給し、ゼロではな
い値に等しい前記係数に対応するフィルタ係数、および
ゼロに対する他のフィルタ係数を連続的に設定し、それ
から得られた前記係数を構成するレプリカ信号サンプル
を測定することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のエコー消去装置。 - （３）前記各エコー信号サンプルを測定するために、前
記処理手段は入力信号を前記受信パスに供給し、ゼロに
等しい前記フィルタ係数を全て設定し、それから得られ
たエコー信号を測定することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のエコー消去装置。 - （４）前記処理手段は、前記エコー信号サンプルおよび
異なる位置からの前記レプリカ信号係数を測定し、前記
２つの位置の間を流れるときに信号が受ける遅延を決定
することによりこれらの測定値を相関させることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のエコー消去装置。 - （５）前記処理手段は、前記複数の送信／受信装置に共
通の位置からの前記エコー信号サンプルの測定値を実現
できることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエ
コー消去装置。 - （６）前記共通の位置は、前記送信／受信装置に時分割
多重通信パスを介して結合されていることを特徴とする
特許請求の範囲第５項記載のエコー消去装置。 - （７）前記処理手段は、前記レプリカ信号の係数の測定
を前記送信／受信装置において実現することができるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエコー消去
装置。 - （８）前記エコー信号サンプルは前記共通の位置からオ
ンの位置で測定され、前記レプリカ信号係数は実験で測
定されることを特徴とする特許請求の範囲第４項、第５
項または第７項のいずれか１項記載のエコー消去装置。 - （９）前記処理手段は、決定されるべきフィルタ係数の
数と等しい複数のエコー信号サンプルを測定し、各々が
個々のエコー信号サンプルを対応するレプリカ信号サン
プルに結合している同数の数学的関係を解くことによっ
て前記フィルタ係数を決定することを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のエコー消去装置。 - （１０）前記入力信号はデジタル化され、サンプル化さ
れたアナログパルスシーケンスの変形であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のエコー消去装置。 - （１１）エコー信号のレプリカ信号を生成し、送信／受
信装置の受信パスと送信パスとの間に結合されたエコー
消去装置の一部を形成するデジタルフィルタの係数の決
定方法であって、さらに前記受信パスに供給される入力
信号に対応して前記送信パス上に現れる前記エコー信号
から前記レプリカ信号を減算する減算回路を具備し、前
記入力、エコーおよびレプリカ信号はサンプルされたデ
ジタル信号であり、各レプリカ信号サンプルは前記フィ
ルタ係数の１つと前記入力信号の関数である係数との積
によって構成されている各々の項の合計に等しいデジタ
ルフィルタの係数決定方法において、 前記エコー信号の複数のサンプルを測定し、各エコー信
号サンプルに対して前記レプリカ信号サンプルの前記係
数を測定し、前記測定によって得られた値から前記フィ
ルタ係数を決定するステップを含んでいることを特徴と
する方法。 - （１２）前記フィルタ係数は、特許請求の範囲第１項乃
至第１０項のいずれによっても決定されることを特徴と
する特許請求の範囲第１１項記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| BE2/61088 | 1986-11-17 | ||
| BE2/61088A BE905760A (fr) | 1986-11-16 | 1986-11-17 | Compensateur d'echo reglable. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63313921A true JPS63313921A (ja) | 1988-12-22 |
| JPH0831779B2 JPH0831779B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=3865839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62290446A Expired - Lifetime JPH0831779B2 (ja) | 1986-11-17 | 1987-11-17 | 調整可能なエコー消去システム |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4862449A (ja) |
| EP (1) | EP0272714B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0831779B2 (ja) |
| CN (1) | CN1014575B (ja) |
| AT (1) | ATE77719T1 (ja) |
| DE (1) | DE3780013T2 (ja) |
| ES (1) | ES2033814T3 (ja) |
| NO (1) | NO180137C (ja) |
| YU (1) | YU206887A (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0748681B2 (ja) * | 1989-02-23 | 1995-05-24 | 日本電気株式会社 | エコー消去器の係数制御方法 |
| JPH04369932A (ja) * | 1991-06-19 | 1992-12-22 | Hitachi Ltd | エコーキャンセラ、および、それを用いた伝送装置 |
| DE4124834A1 (de) * | 1991-07-26 | 1993-01-28 | Telefunken Systemtechnik | Verfahren zur signalverarbeitung |
| ES2038904B1 (es) * | 1991-09-10 | 1995-01-16 | Alcatel Standard Electrica | Procedimiento y dispositivo de cancelacion adaptativa de ecos acusticos. |
| JP2792311B2 (ja) * | 1992-01-31 | 1998-09-03 | 日本電気株式会社 | 多チャンネルエコー除去方法および装置 |
| US5404397A (en) * | 1992-04-16 | 1995-04-04 | U.S. Phillips Corporation | Conference system with automatic speaker detection and speaker unit |
| JPH0669834A (ja) * | 1992-08-24 | 1994-03-11 | Mitsubishi Electric Corp | ２線４線変換器 |
| US5410595A (en) * | 1992-11-12 | 1995-04-25 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for noise reduction for a full-duplex speakerphone or the like |
| US5617423A (en) * | 1993-01-08 | 1997-04-01 | Multi-Tech Systems, Inc. | Voice over data modem with selectable voice compression |
| US5546395A (en) * | 1993-01-08 | 1996-08-13 | Multi-Tech Systems, Inc. | Dynamic selection of compression rate for a voice compression algorithm in a voice over data modem |
| US5864560A (en) * | 1993-01-08 | 1999-01-26 | Multi-Tech Systems, Inc. | Method and apparatus for mode switching in a voice over data computer-based personal communications system |
| US5812534A (en) * | 1993-01-08 | 1998-09-22 | Multi-Tech Systems, Inc. | Voice over data conferencing for a computer-based personal communications system |
| US5453986A (en) * | 1993-01-08 | 1995-09-26 | Multi-Tech Systems, Inc. | Dual port interface for a computer-based multifunction personal communication system |
| US6009082A (en) * | 1993-01-08 | 1999-12-28 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multifunction personal communication system with caller ID |
| US5535204A (en) * | 1993-01-08 | 1996-07-09 | Multi-Tech Systems, Inc. | Ringdown and ringback signalling for a computer-based multifunction personal communications system |
| US5754589A (en) * | 1993-01-08 | 1998-05-19 | Multi-Tech Systems, Inc. | Noncompressed voice and data communication over modem for a computer-based multifunction personal communications system |
| US5452289A (en) * | 1993-01-08 | 1995-09-19 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multifunction personal communications system |
| FR2713417B1 (fr) * | 1993-12-02 | 1996-02-02 | Europ Agence Spatiale | Procédé de réglage adaptatif d'un suppresseur d'écho. |
| US5757801A (en) | 1994-04-19 | 1998-05-26 | Multi-Tech Systems, Inc. | Advanced priority statistical multiplexer |
| US5682386A (en) | 1994-04-19 | 1997-10-28 | Multi-Tech Systems, Inc. | Data/voice/fax compression multiplexer |
| DE19548658A1 (de) * | 1995-12-18 | 1997-06-19 | Biotronik Mess & Therapieg | Extrakorporales Kontrollgerät für ein implantierbares medizinisches Gerät |
| JP3097586B2 (ja) * | 1997-03-06 | 2000-10-10 | 日本電気株式会社 | 信号検出器 |
| US6256383B1 (en) * | 1997-11-07 | 2001-07-03 | Legerity, Inc. | IIR filter of adaptive balance circuit for long tail echo cancellation |
| US6674856B1 (en) * | 1999-09-23 | 2004-01-06 | Agere Systems Inc. | Placement of a transmit predistortion filter with respect to a data access arrangement |
| US7095720B1 (en) * | 2001-10-17 | 2006-08-22 | Sprint Communications Company L.P. | Trunk level echo canceller test system |
| US6701335B2 (en) * | 2002-02-27 | 2004-03-02 | Lecroy Corporation | Digital frequency response compensator and arbitrary response generator system |
| US6963643B1 (en) | 2002-06-14 | 2005-11-08 | Xilinx, Inc. | Method and apparatus for canceling echo in a telephone communication system |
| CN1655468B (zh) * | 2004-02-09 | 2010-05-05 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 用于全双工通信系统的可调式回音消除装置 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3632905A (en) * | 1969-12-19 | 1972-01-04 | Bell Telephone Labor Inc | Method for improving the settling time of a transversal filter adaptive echo canceller |
| US3735055A (en) * | 1971-11-05 | 1973-05-22 | Bell Telephone Labor Inc | Method for improving the settling time of a transversal filter adaptive echo canceller |
| JPS6046899B2 (ja) * | 1980-09-26 | 1985-10-18 | 日本電気株式会社 | 反響消去装置 |
| FR2517905B1 (fr) * | 1981-12-09 | 1985-11-29 | Telecommunications Sa | Dispositif d'initialisation pour annuleur d'echo et son application aux echos lointains |
| DE3208214A1 (de) * | 1982-03-06 | 1983-09-15 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Adaptive echokompensationseinrichtung zur digitalen duplexuebertragung auf zweidrahtleitungen |
| JPS58204633A (ja) * | 1982-05-24 | 1983-11-29 | Toshiba Corp | エコ−・キャンセラ |
| CA1186764A (en) * | 1982-06-23 | 1985-05-07 | Akira Kanemasa | Echo canceler |
| EP0122594A3 (en) * | 1983-04-18 | 1986-09-10 | International Standard Electric Corporation | Line circuit with echo compensation |
| BE897773A (nl) * | 1983-09-19 | 1984-03-19 | Bell Telephone Mfg Cy | Pulse code modulatie omzetter |
| BE897772A (fr) * | 1983-09-19 | 1984-03-19 | Itt Ind Belgium | Contacts electroniques et dispositifs associes |
| BE898960A (fr) * | 1984-02-21 | 1984-08-21 | Itt Ind Belgium | Systeme de commutation applicable aux telecommunications |
| US4717848A (en) * | 1984-09-13 | 1988-01-05 | Alcatel N.V. | Electronic circuits and signal generator using them |
| AU585337B2 (en) * | 1985-04-26 | 1989-06-15 | Alcatel N.V. | An electronic switch |
-
1987
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- 1987-11-11 EP EP87202193A patent/EP0272714B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-11 DE DE8787202193T patent/DE3780013T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-11 NO NO874684A patent/NO180137C/no not_active IP Right Cessation
- 1987-11-11 AT AT87202193T patent/ATE77719T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-11-16 YU YU02068/87A patent/YU206887A/xx unknown
- 1987-11-16 US US07/120,848 patent/US4862449A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-17 CN CN87107849A patent/CN1014575B/zh not_active Expired
- 1987-11-17 JP JP62290446A patent/JPH0831779B2/ja not_active Expired - Lifetime
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