NO180137B - Ekkokansellerings-anlegg - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse angår et ekkokansel1erings-anlegg som definert i innledningen av krav 1. Oppfinnelsen angår også en fremgangsmåte for å definere koeffisientene i et digitalt filter som inngår i ekkokansellerings-anlegget. Et slikt anlegg som også kalles en digital hybrid krets, er kjent fra for eksempel en artikkel:"A 3-/um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" av P. Defraeye et al, som er publisert i IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-20, nr. 3, juni 1985, sidene 679 til 687.

I denne artikkel gis det ingen informasjon om hvordan man skal bestemme koeffisientene for filteret som inngår i ekkokansellerings-anlegget. Dersom ekkokansellerings-anlegget er av den adaptive type, kan fi 1terkoeffisientene beregnes som beskrevet i belgisk patent nr. 896 089 (B. Aschrafi et al 1-20). Slike beregninger nødvendiggjør imidlertid bruk av ytterligere forholdsvis kompliserte kretser som kobles til sender/mottaker utstyret. I noen tilfeller kan slike tilleg-gskostnader være berettiget. I slike tilfeller kan det være en mulig løsning å bestemme filter-koeffisientene ved å beregne dem på en slik måte at det digitale filter hvor de skal brukes frembringer et ekkoestimat som kansellerer ekkosignalet på en tilfredsstillende måte, under den forutsetning at når anordningen inngår i et telekommunikasjons-system må den linje som benyttes i sender/mottaker utstyret ha en lengde som er blant et forutbestemt område med linje- lengder. Det er klart at en slik løsning ikke er tilfredstillende når 1 inje-1engden ikke hører til det forutbestemte området, noe som ofte kan være tilfellet i praksis.

Formålet med den foreliggende oppfinnelse er å tilveie-bringe et ekkokansel1erings-anlegg av ovennevnte type, men som er innrettet til å bestemme den optimale verdi av filter-koeffisientene på en forholdsvis enkel måte. De vesentligste særtrekk ved oppfinnelsen er definert i kravene.

Da både ekkosignal-samplene så vel som de faktorer som bestemmer ekkoestimat-samplene måles, vil de være avhengige av de virkelige omgivelser hvor ekkokansel1erings-anordningen benyttes og de er derfor forholdsvis nøyaktige, slik at dette også vil være tilfellet for de fi 1 ter-koeffi si enter som bestemmes ved å bruke disse målte verdier. Når det individ-uelle tilskudd fra hver av filter-koeffisientene til ekkoestimat-samplene er funnet, kan de faktorer som benyttes for å bestemme ekkoestimatet måles på en forholdsvis enkel måte.

Ved oppfinnelsen kan prosessen" ngs-anordni ngene være felles for flere ekkokansel1erings-anordninger slik, at f i 1 terkoeffisientene for disse anordninger kan bestemmes ved å benytte minst mulig utstyr. Videre kan da mulige oppdateringer av prosessen'ngs-anordni ngene bestemmes bare en gang og ikke for hvert sender/mottaker utstyr.

Ved oppfinnelsen vil nøyaktigheten av målingene av faktorene være forholdsvis høy da de ikke påvirkes av uønskede interfererende signaler.

Ovenfor nevnte og andre formål og særtrekk ved den foreliggende oppfinnelse vil klart fremgå av den etterfølgende detaljerte beskrivelse av utførelser av oppfinnelsen sett i sammenheng med figurene, hvor

figur 1 viser en del av et tel ekommunikasjons-system med en digital signal-prosessor DSP som omfatter en

ekkokansellerings-anordning ifølge oppfinnelsen,

figur 2 viser prosessoren DSP i figur 1 og

ekkokanseller i ngs-anordni ngen DIH, AD2 i større detalj, figur 3 viser det digitale filter DIH som innbefattes i ekkokansel1erings-anordningen DIH, AD2 for den prosessor

DSP som er angitt i figur 2, i større detalj, og

figurene 4a til 4 g representerer forskjellige signal-bølgeformer for å illustrere virkemåten av ekko-kansel ler i ngs-anordni ngen.

Den del av et tel ekommunikasjons-system som er vist i figur 1 omfatter et digitalt svi tsje-nettverk DSN hvortil er koblet: en analog abonnent-modul ASM omfattende et styre-element CEA som er felles for 16 analog-1injestyre-anordninger ALC

hvorav bare en er vist i noe detalj, og

en prosessor-modul PM som omfatter en klokke og tone modul

CTM og et andre styre-element CEB.

Kretsene DSN, ASM og PM er anbrakt i den digitale tele-kommunikasjonssentral og hver analog-1injestyre-anordning ALC er felles for 8 telekommunikasjons-1injer av den type som er antydet, hvor ledere LIO og LII er forbundet med et telefon-apparat TSS.

Hver slik styreanordning ALC omfatter en kaskade-kobling

av en dobbelt prosessor terminal styre-anordning DPTC, en kode og filter-krets TCF, en digital signal-prosessor DSP, en BIMOS abonnent-1inje grensesnitt BLIC og en høyspennings-svitsj HVC. DPTC kretsen kan for eksempel være av den type som er beskrevet europeisk patentsøknad nr. 85200207.7-2202/0155030 (F. van Simaeys et al 2-1-8-7-12), -TCF kretsen kan være av den type som er beskrevet i europeisk patentsøknader nr. 84201334.3/0145038 (D. Rabaey et al 1-1) og 84201345.0/ 0145039(D. Rabaey et al 2-2), - BLIC-kretsen kan være av den type som er beskrevet i europeisk patentsøknad nr. 85200774.9-/2202/0201635 (J. Pieters et al 3-4) og HVC-kretsen kan være av den type som er beskrevet i belgiske patenter nr. 897772 (G. Remmerie et al 2-2), 903101 (G. Remmerie et al 5/2-3/2), 902286 (G. Remmerie et al 7-5-2), og 902285 (G. Remmerie et al 8-7-3). Hvert par med DPTC og TCF er felles for 8 sett med DSP, BLIC og HVC, idet HVC-kretsen for hvert sett er forbundet med en telefonlinje. Hver HVC-krets omfatter: 4 par med to veis-svitsjer SW00/SW01 til SW30/SW31, 1 injeterminal er LO og LI som henholdsvis er forbundet med

linjeledere LIO og LII,

test-terminal er TO og Tl som henholdsvis er forbundet med

tilsvarende benevnte terminaler i testkretsen TC, ringe-terminal er RG0 og RG1 som henholdsvis er forbundet

med tilsvarende benevnte terminaler i ringekretsen RC, terminaler TP og RG som henholdsvis er forbundet med

tilsvarende benevnte utgangsk1emmer fra BLIC-kretsen, og terminaler STA, STB, SRA og SRB som henholdsvis er forbundet med tilsvarende benevnte styreterminal er for BLIC-kretsen.

I HVC-kretsen, er 1 injeterminal ene L0/L1 henholdsvis forbundet med TP/RG over en serie-kobling av SW00/SW01, 50 Ohms 1 injemotstander RO/RI og SW10/SW11. Forbindelses-punktene STB og SRA for SWOO og RO og for SW01 og RI er henholdsvis forbundet med TO og Tl for TC over SW20 og SW21, mens for-bi ndel ses-punktene STA og SRB for RO og SW10 og RI og SW11 henholdsvis er forbundet med RGO og RG1 for RC over SW30 og SW31. Som vist for den svitsjede gjennomkobling, er seriesvit-sjene SWOO, SW01, SW10 og SW11 lukket mens de andre shunt-svitsjer er åpne. Alle svitsjene styres av BLIC-kretsen slik at HVC-kretsen er i stand til å etablere en av de følgende forbindelser:

mellom TSS og BLIC,

mellom TSS og TC,

mellom TSS og RC,

mellom BLIC og TC, og

mellom BLIC og RC.

Testkretsen TC omfatter, blant andre kretser, en tilleggs-krets (dummy krets) (ikke vist) som benyttes for å simulere apparatet TSS under målingene og derved unngå et ellers nødvendig samarbeide med abonnenten som ellers ville måtte løfte av sin mikrote!efon. Funksjonen av ringe-kretsen RC er å tilføre et ringesignal til linjen LI0/LI1.

Apparatet TSS omfatter en normalt åpen gaffelbryter HS som er koblet mellom 1 injelederene LIO og LII. Svitsjen HS er lukket når mi krote!efonen TSS er løftet.

Klokke- og tonemodulen CTM som utgjør en del av prosessor-modulen PM, omfatter en test-signal-analysator TSA som er forbundet med styreelementet CEB. TSA omfatter en hukommelse MM, som lagrer data og programmer som for eksempel PR0G1 til PR0G4 og en prosessor PR for å kjøre disse programmer. Dette vil bli beskrevet senere.

Den digitale signal-prosessor DSP hvis blokkskjema er vist i figur 2 har mottaker- og sender-terminal er RO og TI forbundet med tilsvarende benevnte terminaler på BLIC-kretsen, og mottaker- og sender-terminal er RI og TO koblet til tilsvarende benevnte terminaler på kode- og fi 1ter-kretsen TCF. DSP-kretsen er av den type som er beskrevet i større detalj i den ovenfor nevnte artikkel."A 3-/um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" av P. Defraeye et al.

DSP-kretsen omfatter, mellom sine mottaker-klemmer RI og

RO, en kaskade-forbindelse bestående av:

en digital forsterker, interpolator og filter-krets RXF

for å konvertere 8 ki1obit/sekund (kb/s) digitale signaler som mottas fra TCF på terminalen RI og som oppnås ved sampling, til 32 kb/s digitale signaler,

en interpolator INT for å øke bit-hastigheten for disse

signaler til 1 megabit/sekund, og

en di gi tal-ti 1-anal og omformer DAC for å omforme disse 1

megabit/sekund digitale signaler til analog-signaler.

På den annen side omfatter DSP, mellom sine sendeklemmer TI og TO, en kaskade-kobling bestående av: en analog subtraktor AD1 hvis adderende inngang (+) er forbundet med TI og hvis subtraherende inngang (-) er forbundet med utgangen av en analog hybrid ANH hvis

inngang er forbundet med terminalen RO,

en analog-ti1-di gi tal konverter ADC for å konvertere de analoge signaler som mottas fra apparatet TSS til 1

megabit/sekund digitale signaler,

en desimator DEC for å redusere frekvensen av disse

digitale signaler til 32 kb/s,

en digital subtraktor AD2 hvis adderende inngang (+) er koblet til utgangen av DEC og hvis subtraherende inngang

(-) er koblet til utgangen HO av en digital hybrid DIH

hvis inngang HI er koblet mellom RXF og INT, og

en digital filter-, desimator- og forsterker-krets TXF for å konvertere de 32 kb/s digitale signaler til 8kb/s digitale signaler før de sendes til TCF.

Den analoge hybrid ANH er i stand til å utføre ekkokansellering på de analoge signaler som sendes til TSS via RO og mottas tilbake som ekko-signaler i DSP på terminalen TI, mens formålet med den digitale hybrid DIH er å kansellere det overskytende av ekkosignalene som er igjen etter deres passasje gjennom AD1. DIH utgjøres hovedsakelig av et digitalt filter hvis koeffisienter er lagret i en ti 11 eggs-hukommelse AM som utgjør en del av DSP og er koblet til DIH.

Den digitale hybrid DIH er vist i detalj i figur 3. Den inneholder hovedsakelig et 4-tappet endelig impulsrespons di gi tal t-fi 1 ter FIR som er koblet i parallell med en første ordens uendelig impu1srespons di gi tal t-fi 1 ter 11R - I sær-deleshet omfatter DIH mellom sine klemmer HI og HO en serie-kobling av en forsinkelse og desimator-krets DCH, et filter FIR i parallell med filteret 11R og en interpolator ITH. Filter og desimator-kretsen DCH reduserer bit-hastigheten av de 32 kb/s digitale inngangssignaler til 16 kb/s VHI, ved å eliminere annenhvert sampel, mens interpolatoren ITH øker bit-hastigheten av disse signaler 32 kb/s før de tilføres subtraherings-inngangen (-) for AD2 via HO. Dette betyr at filtrene FIR og 11R arbeider ved 16 kb/s isteden for ved 32 kb/s. Ved å fortsette på denne måten kan deres konstruksjon forenkles.

4-tappsfi 1teret FIR omfatter en kaskadekobling av fire forsinkel seskretser Dl, D2, D3 og D4 hvis forbindelsespunktet er forbundet med bestemte addisjonsinnganger (+) til en fler-inngangs-addisjonskrets Al over mul ti pl iserings-anordninger Ml til M4. Fi 1 terkoeffi sientene aO, al, a2 og a3 tilføres de andre innganger til Ml, M2, M3 og M4. Hver av disse koeffisienter har en verdi i området mellom -2 og +2 og lagres i ti 11eggshukommelsen AM for DSP-kretsen.

Det første ordens filteret 11R omfatter mellom DCH og en femte addisjons inngang ( + ) for Al (FIR), seriekobli ngen av en addisjonskrets A3, en forsinkel ses-krets med sampleperiode D5, og en mul ti pl ikasjonskrets M5. En skaleringsfaktor eller filter- koeffisient B tilføres den andre inngang til M5 og utgangen av D5 føres tilbake til en andre addisjonsinngang (+) for A3 over en mul ti pl ikasjonskrets M6. Koeffisienten B for filteret 11R kan ha en verdi i området mellom 0 og +1 fordi det bare kan frembringes lav-pass fi 1ter-karakteristikker. En koeffisient A som er en av polene i filteret 11R tilføres en andre inngang til M6. Disse koeffisienter A og B lagres også i ti 11eggshukommelsen AM for DSP-kretsen.

Det er velkjent fra digital fi 1ter-teknikk at verdien av utgangssignalet yp for filteret FIR ved tiden kT kan skrives som følger:

hvor x(kT) er verdien av en inngangs-sekvens x(t) på et bestemt tidspunkt kT, og

x((k-n)T) er verdien av x(kT) som er forsinket av en

forsi nkelse lik nT,

med k = 0, 1, 2, 3, , og

n = 1, 2, 3, 4

Også verdiene av utgangssignalet yj på filteret 11R ved tidspunktet kT kan skrives:

hvor x((k-N)T) er verdien av x(kT) forsinket med en forsinkelse lik NT.

Det skal anmerkes at i en foretrukken utførelse av oppfinnelsen er inngangs-sekvensen x(t) en digitalisert og samplet versjon av det analoge puls-signal som har en total varighet av 4 millisekunder eller 32 x 125 mikrosekunder og en pulsvarighet av 125 mikrosekunder idet samplingen foretas en gang for hver ramme i den samme kanal. Varigheten av en ramme for en tidsdelt multipleks (TDM) overføring er 125 mikrosekunder, og hver ramme inneholder 32 kanaler. For i praksis å øke nøyaktigheten av målingene gjentas det analoge puls-signal for eksempel 30 ganger slik at det genereres 30 analoge utgangssignaler hvorav bare de ti siste signaler tas i betraktning for å beregne gjennomsnittet og derved oppnå et gjennomsnittlig analogt utgangssignal. Den samplede og digitaliserte versjon av dette gjennomsnittlige analoge utgangs-signal er en utgangs-sekvens y(t).

Da filterene FIR og 11R er koblet i parallell kan det globale utgangssignal skrives som følger:

Dette betyr at FI R/11R fi 1ter-nettverket på ethvert bestemt tidspunkt kT er istand til å undertrykke ekkosignalet som da har verdien y(kT) og frembringes av inngangssignalet x(t) når filter-koeffisientene har en slik verdi at ligningen (4) tilfredsstilles. Signalet på utgangs-klemmene HO fra DIH er da en nøyaktig gjengivelse av de ekkosignal som opptrer på utgangen av desimator-kretsen DEC (figur 2) og da disse to signaler subtraheres fra hverandre i den digitale subtra-heringskrets AD2, vil ikke noe ekkosignal være tilstede på utgangen av AD2 kretsen og heller ikke på utgangen av DSP.

Ved opprettelsen av et telekommuni kasjonssystem, vil et standardisert sett med fi 1ter-koeffi si enter være lastet inn i ti 11eggshukommelsen AM for DSP. Disse koeffisienter veri-fiseres ved jevne tidsintervaller av en vedlikeholds-prosedyre hvorved det etableres en sløyfe mellom TSA og testkretsen TC ved å lukke svitsjene SW10/SW11 og SW20/SW21 og ved å åpne svitsjene SW00/SW01 og SW30/SW31. Under styring av programmet PR0G1, vil en puls-sekvens som for eksempel nevnt ovenfor bli overført fra TSA til TC og mottatt i TSA som et samplet ekkosignal. Det transhybride tap i DIH kontrolleres ved å sammenligne den elektriske energi av dette ekkosignal med en forutbestemt energi-verdi som er lagret i en hukommelse (ikke vist) i sentralen. Dersom energien av det mottatte signal er mindre enn den forutbestemte verdi, for eksempel for et transhybridtap på -30 dB, vil koeffisientene for filterene FIR og 11R bli antatt å være tilfredsstillende og de modifiseres derfor ikke. I det andre tilfellet vil filter-koeffisientene måtte modifiseres. Dette kan så gjøres automatisk under vedl ikeholds-prosedyren som arbeider som beskrevet nedenfor ved å bruke en ekstrakrets (dummy krets) i testkretsen TC.

Filter-koeffisientene kan også oppdateres etter klager fra abonnenten eller av systemets overvåkningsorgan. I disse tilfeller vil man manuelt begynne å modifisere filter koeffisientene.

Programmer PR0G2 til PR0G4 utføres under modifiserings-prosedyren for å bestemme et nytt sett med fi 1terkoeffisi enter a0 til a3 og B. Det skal bemerkes at koeffisienten A som er en pol for filteret 11R ikke modifiseres av disse programmer, - hovedsakelig av stabil i tets årsaker.

I prinsippet vil de 5 filter koeffisienter a0 til a3 og B bli bestemt av TSA ved å måle ekkosignaler eller utgangs-sekvensen y(t) som mottas tilbake fra TSS og som skal kompan-seres av hybriden DIH, og ved å måle tilskuddet fra hver av disse fi 1ter-koeffisi enter til verdien, for eksempel y(kT), av estimatet av dette ekkosignal som må frembringes på dette tidspunkt av DIH, det vil si ved å bestemme faktorene x((k-2)T), x((k-l)T), osv. og multiplisere disse filter- koeffisienter i ovenstående ligning (4). Ved å utføre de sistnevnte målinger for 5 bestemte verdier av k, kan de 5 fi 1ter-koeffi - sienter regnes ut fra 5 ligninger svarende til ligning (4).

Målingene i TSA av tilskuddet fra hver av filter-koeffisientene til estimatet av ekkos i gnålet er ikke særlig nøyaktig på grunn av innvirkningen av støy som introduseres i kretsene i telekommunikasjonssystemet. Av disse grunner foretrekker man å utføre disse målinger i et laboratorium hvor påvirkningen fra en analog del kan unngås. Ved å foreta en deling på brikke-nivå, for å isolere den digitale hybrid og ved å måle mellom terminalene RI og TO på DSP. Det skal anmerkes at tilskuddet av filter-koeffisientene til signalet som genereres av DIH er uvariabelt for alle brikker av samme utførelse, slik at disse 1aboratorie-målinger bare trenger utføres en gang. Ved 1aboratorie-målinger kan den forsinkelse som introduseres

i de kretser som forbinder TSA med RI og TO neglisjeres slik at man ikke nøyaktig vet hvilke verdier y(kT) for y(t) som blir kansellert ved de målte bidrag. Av disse grunner vil målingene i laboratoriet nødvendiggjøre en ytterligere måling av den sistnevnte forsinkelse.

Av ovenstående årsaker vil følgende hendelser bli utført under styring av programmene PR0G2 til PR0G4: under styring av PR0G2 vil tilskuddet fra hver av koeffi sientene aO til a3 og B til utgangssignalene fra DIH bli målt bare en gang i laboratoriet mellom klemmene RI og TO

som er koblet til DIH,

under styring av PR0G3 vil forsinkelsen som frembringes av de kretser som forbinder TSA med RI, TO og som er blitt neglisjert under kjøringen av PR0G2, bli målt i TSA etter

at en sløyfe er etablert mellom TSA og DSP, og

under styring av PR0G4 vil det reelle ekkosignalet y(t)

som skal kanselleres av DIH bli målt i TSA etter at en sløyfe er etablert mellom TSA og TSS, og nye filter-koeffisienter aO til a3 og B er beregnet.

Programmene PR0G2 til PR0G4 skal nå beskrives i noe mer detalj .

Program PR0G2

Etter at den digitale hybrid DIH, den digitale subtr-aksjonskrets AD2 og kretsene RXF og TXF er blitt isolert i fra de andre kretsene i sentralen, vil den ovenfor nevnte inngangs-sekvens x(t) (hvorav en del av en sekvens-periode er vist i figur 4a) tilføres terminalen RI. Fi1ter-koeffi si enten aO er da lik 1, mens de andre holdes på 0 slik at etter hverandre følgende sample-verdier mottas på terminalen TO. I figur 4b er bare vist tilskuddet av koeffisienten aO til de etterfølgende sample-verdier y(kT) med k = 0, 1, 2 for utgangssignalet y(t) for DIH. De andre filter-koeffisientene al til a3 og B er på tilsvarende måte, hver suksessivt gjort lik 1, mens de gjenværende koeffisienter holdes på 0, og deres tilskudd til utgangs-signalet y(t) for DIH representeres av figurene 4c til 4f.

Det følger av den ovenstående ligning (4) at faktorene som multipliseres med fi 1terkoeffi sientene aO til a3 og B for å utlede utgangssignalet y(t) for DIH og således også kanselleringen av verdiene y(kT) for det identiske ekkosignal y(t) ved tidspunktet kT, henholdsvis er:

Program PR0G3

Linder styring av dette program blir den ovenfor nevnte forsinkelse som er introdusert i de strømkretser som forbinder TSA med klemmene RI og TO bli målt. I denne forbindelse skal det nevnes at da signalene i den digitale sentral sendes ved hjelp av tidsdelt multipleks (TDM), vil denne forsinkelse hovedsakelig avhenge av kommunikasjonsveien som etableres mellom TSA og DSP. PR0G3 beregner derfor overførings-forsinkelsen av signalene fra TSA til DSP for den samme kommunikasjon-svei som vil bli brukt under utførelsen av PR0G4.

For å muliggjøre maksimal overføring av signaler gjennom den digitale hybrid DIH, blir filter-koeffisientene al til a3 og B satt til 0, mens aO settes til den maksimale verdi, det vil si 2. Den ovenfor nevnte inngangs-sekvens x(t) som det er vist litt av i figur 4a blir så tilført til DIH fra TSA, slik at signalet eller utgangs-sekvensen y(t) (ikke vist) mottas tilbake i TSA er tilsvarende (bortsett fra amplituden som er proporsjonal med verdien av aO) det som er vist i figur 4b, men forsinket i forhold til dette signal. I TSA vil verdien av denne forsinkelse bli oppnådd ved å korrelere begge disse signalene ved hjelp av ikke vist med velkjent teknikk.

Det skal anmerkes at denne forsinkelse alltid er uttrykt ved et helt antall diskrete tidsintervaller T, det vil si at k er et helt tall. Denne forsinkelse er for eksempel lik 4T.

Program PR0G4

Kommunikasjonsveien som etableres mellom TSA og DSP for PR0G3 opprettholdes og forlenges til TSS, og en ovenfor nevnt inngangs-sekvens x(t) tilføres TSS fra TSA.

Det skal anmerkes at under utførelse av PR0G4, vil et samarbeide med abonnenten, som må løfte av sin mikrotelefon TSS for å åpne svitsjen HS, foretrekkes framfor ekstra-kretsen (Dummy kretsen) i testkretsen TC fordi målingene da foretas på en reell abonnent-1inje LI0/LI1.

Under utførelse av PR0G4, vil koeffisientene aO til a3 og B for DIH alle bli satt til 0 slik at ikke noe signal kan passere gjennom DIH og at sample-verdiene som mottas tilbake i TSA er sample-verdiene y(kT), med k = 0, 1, 2, av ekkosignalet y(t) som skal kompenseres av DIH. Disse forskjellige sampleverdier og det resulterende ekkosignal er representert i figur 4g.

Den ovennevnte forsinkelse som bestemmes av PR0G3, og som for eksempel er lik 4T, betyr at de signal-bølgeformer som er vist i figurene 4b til 4f må forskyves i tid med et tids-intervall som tilsvarer 4T for at verdien av samplene av y(t) som er vist i figur 4g skal svare til de av faktorene som multipliserer aO til a3 og B i ovenstående ligning (4). For eksempel vil tilskuddene fra filter-koeffisientene til kansellering av en sampleverdi G7 (for k=7) i figur 4g være B7 til F7 (for k=3) som henholdsvis er vist i figurene 4b til 4f slik at ligning (4) blir:

På samme måte kan man skrive fire andre tilsvarende ligninger som for eksempel verdiene G8 til Gil for y(t) til tilsvarende verdier for tilskuddene, det vil si:

Fra disse 5 ligninger (10) til (14), kan PR0G4 beregne verdier av filter-koeffisientene aO til a3 og B.

De nye fi 1ter-koeffi si enter som regnes ut av PR0G4 blir så satt inn i stedet for de gamle verdier i ti 11eggs-hukommelsen AM for DSP som er nevnt ovenfor og PR0G1 kjøres om igjen for å verifisere resultatene.

Dersom de nye koeffisienter som beregnes med TSS koblet til sentralen, kan tilfredsstille kravene, blir det satt et flagg for å hindre PR0G1 fra å verifisere koeffisientene igjen med ek strakretsen (dummy kretsen) for TC under en etterføl-gende vedl ikeholds-prosedyre og melde feilaktige verdier for ekko-responsen.

Claims (8)

1. Ekkokanselleri ngs-anl egg (DIH,AD2,TSA) for et telekommunikasjons-system, omfattende en innstillbar ekkokansellerings-anordning (DIH, A D 2 ) og en prosessen' ngs-anordning (TSA), hvor ekkokansel1erings-anordningen er koblet mellom en mottaker-vei (RI,RO) og en sender-vei (TI,TO) i et sender/mottaker-utstyr (TSS,ASM) og omfatter et digitalt filter (DIH) som frembringer et estimat av et ekkosignal som opptrer på sender-veien som følge av at et inngangssignal tilføres mottaker-veien, og en subtraherings-krets (AD2) for å subtrahere estimatsignalet fra ekko-signalet, hvor inngangs-, ekko- og estimat-signalene er samplede digitale signaler og det nevnte digitale filter omfatter et antall mul ti pl iserings-anordninger (M1-M5) som hver multipliserer en koeffisient (aO-a3,B) i det digitale filter med en faktor som er en funksjon av nevnte inngangs-signal, og en addisjonskrets (Al) for å summere utgangene fra multiplikatorene og derved frembringe sampler av esti mat-signalet, hvor prosesserings-anordningen er innrettet til å tilføre et inngangssignal (x(t)) til nevnte mottaker-vei (RI) og bestemme de nevnte fi 1terkoeffi si enter ved å måle (PR0G4) et antall sampler (y(kT)) av ekkosignalet (y(t)) som mottas i retur på nevnte sender-vei (TO) når alle de nevnte fi 1terkoeffi sientene er satt til null, karakterisert ved at prosessenngs-anordningen (TSA) videre er innrettet til å måle (PR0G2) faktorene av nevnte estimatsignal-sampel ved i rekkefølge å måle estimatsignal-sampl er ved et første sted som befinner seg forholdsvis nær ekkokansel1erings-anordningen (DIH,AD2) når ekkokansellerings-anlegget er isolert fra de andre deler av kommunikasjons-systemet og når alle fi 1terkoeffi sientene (aO-a3,B) er satt til null, bortsett fra den som faktoren multipliseres med, at prosessen'ngs-anordni ngen er innrettet til å måle (PR0G4) nevnte antall sampler (y(kT)) av ekko-signalet (y(t)) fra et andre sted som er forholdsvis fjernt fra den nevnte innstillbare ekkokansellering-anordning, at prosessen'ngs-anordni ngen også er innrettet til å måle (PR0G3) forsinkelsen som et signal utsettes for når det overføres fra nevnte første til nevnte andre sted, med det formål å korrelere målingene (PR0G2,PR0G4) som utføres på det nevnte første og andre sted, og at fi 1terkoeffi sientene bestemmes som en funksjon av både faktorene av est i matsigna1 - sampl ene og nevnte antall sampler av ekkosignalet.

2. Ekkokansellerings-anlegg ifølge krav 1, karakterisert ved at det nevnte andre sted er felles (TSA) for et antall sender/mottaker utstyr (TSS,ASM).

3. Ekkokansellerings-anlegg ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at det nevnte andre sted er koblet til sender/mottaker utstyret (TSS,ASM) over kommunika-sjonsveier med tidsdelt multipleks (TDM).

4. Ekkokansellerings-anlegg ifølge krav 1, karakterisert ved at det nevnte første sted svarer til plasseringen av nevnte sender/mottaker utstyr (TSS,ASM).

5. Ekkokansellerings-anlegg ifølge krav 1, karakterisert ved at ekkos ignal-sampiene (y(kT)) måles på stedet fra det andre sted (TSA) og at estimatsignal-faktorene måles i et laboratorium som er det første sted.

6. Ekkokansellerings-anlegg ifølge krav 1, karakterisert ved at prosessen' ngs-anordni n-gen (TSA) er innrettet til å måle (PR0G4) et antall ekkosig-nalsampler (y(kT)) som er lik antall (5) fi 1terkoeffisi enter (aO-a3,B) som skal bestemmes og bestemme disse filterkoef-fisienter ved å løse det samme antall (5) matematiske funksjo-ner som hver er sammensatt av summen av det samme antall (5) produkter, hvor hvert produkt svarer til produktet av en bestemt faktor av de nevnte faktorer av nevnte estimatsignal-sampel med en tilsvarende av de nevnte fi 1terkoeffi si enter (aO-a3,B).

7. Ekkokansellerings-anlegg ifølge krav 1, karakterisert ved at inngangssignalet (x(t)) er en digitalt og samplet versjon av en analog pulssekvens.

8. Fremgangsmåte for å bestemme koeffisientene (aO-a3,B) for et digitalt filter (DIH) i en innstillbar ekkokansellerings-anordning (DIH,AD2) for et telekommunikasjons-system, hvor ekkokansel1erings-anordningen er koblet mellom en mottaker-vei (RI,RO) og en sender-vei (TI,TO) i et sender/mottaker-utstyr (TSS,ASM) og frembringer et estimat av et ekkosignal som opptrer pa sender-veien som følge av at et inngangssignal tilføres mottaker-veien, hvor inngangs-, ekko- og estimat-signaler er samplede digitale signaler som subtraheres fra hverandre i en subtraherings-krets (AD2), hvor det nevnte digitale filter omfatter et antall mul ti pl iserings-anordninger (M1-M5) som hver multipliserer en koeffisient (aO-a3,B) i det digitale filter med en faktor som er en funksjon av nevnte inngangs-signal, og hvor en addisjonskrets (Al) summerer utgangene fra multiplikatorene og derved frembringer sampler av estimat-signalet, hvor prosessoranordningen i et første trinn tilfører et inngangssignal (x(t)) til nevnte mottaker-vei (RI) og måler (PR0G4) et antall sampler (y(kT)) av ekkosignalet (y(t)) som mottas i retur på nevnte sender-vei (TO) når alle de nevnte fi 1terkoeffi sientene er satt til null, karakterisert ved at fremgangsmåten omfatter et andre trinn (PR0G2) for å måle faktorene av nevnte estimatsignal-sampel ved i rekkefølge å måle estimatsignal-sampler ved et første sted som befinner seg forholdsvis nær ekkokansel1erings-anordningen (DIH,AD2) når ekkokansellerings-anordningen er isolert fra de andre deler av kommunikasjons-systemet og når alle fi 1terkoeffi sientene (aO-a3,B) er satt til null, bortsett fra den som faktoren multipliseres med, at under det først nevnte trinn blir det nevnte antall sampler (y(kT)) av ekkosignalet (y(t)) målt (PR0G4) fra et andre sted som er forholdsvis fjernt fra den nevnte innstillbare ekkokansel1ering-anordning , og at fi 1terkoeffi sientene bestemmes som en funksjon av både faktorene av estimatsignal-sampl ene og nevnte antall sampler av ekkosignalet.