COMPENSATEUR D'ECHO REGLABLE
La présente invention se rapporte à un compensateur d'écho réglable couplé entre un chemin de réception et un chemin de transmission d'un équipement transmetteur/récepteur ledit compensateur d'écho comprenant un filtre numérique produisant un signal de réplique à un signal d'écho et un circuit soustracteur pour soustraire ledit signal de réplique du dit signal d'écho qui apparaît sur ledit chemin de transmission en réponse à un signal d'entrée appliqué au dit chemin de réception, lesdits signaux d'entrée, d'écho et de réplique étant des signaux numériques échantillonnés et chaque échantillon du signal de réplique étant égal à une somme de termes constitués chacuns par le produit d'un coefficient du dit filtre numérique et d'un facteur qui est fonction du dit signal d'entrée.
Un tel compensateur d'écho également appelé hyb: ide numérique est déjà connu, par exemple de l'article "A 3 um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" par P. DEFRAEYE et autres, publié dans le IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Vol. SC-20, No 3, juin 1985, pages 649 à 687.
Dans cet article, aucune information n'est donnée sur la façon dont les coefficients du filtre inclu dans le compensateur d'écho sont déterminés. Si ce compensateur d'écho est un adaptatif, les coefficients du filtre peuvent être calculés comme décrit dans le brevet belge No 896089. Cependant, de tels calculs nécessitent l'utilisation de circuits supplémentaires relativement complexes couplés à l'équipement transmetteur/récepteur. Dans certains cas, cette dépense supplémentaire est considérée comme non justifiée.
Dans ces derniers cas, une solution possible pour déterminer les coefficients du filtre est de les calculer de telle façon que le filtre numérique dans lequel ils sont utilisés fournisse un signal de réplique qui annule le signal d'écho de façon satisfaisante à condition que, par exemple faisant partie d'un système de télécommunications, la ligne utilisée dans l'équipement transmetteur/récepteur aie une longueur appartenant à une catégorie prédéterminée de longueurs de lignes. Evidemment, cette solution n'est pas satisfaisante lorsque la longueur de la ligne n'appartient pas à cette catégorie prédéterminée, ce qui peut être le cas en pratique.
Un but de la présente invention est de fournir un compensateur d'écho du type décrit ci-dessus mais qui est adapté pour déterminer la valeur optimale des dits coefficients du filtre de façon relativement simple.
Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que ledit compensateur d'écho comprend des moyens processeurs pour déterminer lesdits coefficients du filtre à partir de valeurs obtenues en mesurant une pluralité d'échantillons du dit signal d'écho et en mesurant pour chaque échantillon du signal d'écho lesdits facteurs du dit échantillon du signal de réplique qui, lorsque multipliés par les coefficients du filtre et sommés, annulent ledit échantillon d'écho.
Parce que les échantillons du signal d'écho ainsi que les facteurs utilisés pour déterminer les échantillons du signal de réplique sont tous deux mesurés, ils sont dépendants de l'environnement réel dans lequel le compensateur d'écho est utilisé et sont, pour cette raison, relativement très précis de sorte qu'il en est de même pour les coefficients du filtre qui sont déterminés en utilisant ces valeurs mesurées.
Une autre particularité caractéristique du présent compensateur d'écho est que, pour mesurer chacuns des dits facteurs du dit échantillon du signal de réplique correspondant à un échantillon du signal d'écho, lesdits moyens processeurs appliquent un signal d'entrée au dit chemin récepteur, mettent successivement le coefficient du filtre correspondant au dit facteur égal à une valeur non-nulle et les autres coefficients du filtre à zéro, et mesurent l'échantillon du signal de réplique ainsi obtenu qui constitue ledit facteur.
De cette façon, la contribution individuelle de chacuns des coefficients du filtre à l'échantillon du signal de réplique est connue et les facteurs utilisés pour déterminer le signal de réplique sont mesurés de manière relativement simple.
Encore une autre particularité caractéristique du présent compensateur d'écho est que lesdits moyens processeurs sont capable de réaliser au moins lesdites mesures des dits échantillons du signal d'écho à partir d'un endroit qui est commun pour une pluralité de dits équipements transmetteurs/récepteurs.
De cette façon, les moyens processeurs peuvent être utilisés en commun pour une pluralité de compensateurs d'écho de façon à ce que les coefficients du filtre de ces compensateurs d'écho puissent être déterminés en faisant usage d'une quantité minimale d'équipement. De plus, toute modification possible des moyens processeurs ne devra être exécutée qu'une seule
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transmetteur/récepteur.
Encore une autre particularité caractéristique du présent compensateur d'écho est que lesdits moyens processeurs sont capable de réaliser les mesures des dits facteurs du signal de réplique dans l'équipement transmetteur/récepteur.
De cette façon, la précision des mesures de ces facteurs est relativement très élevée parce qu'elle n'est pas affectée par des signaux interférents non-souhaités.
La présente invention se rapporte également à une méthode pour déterminer les coefficients d'un filtre numérique produisant un signal de réplique à un signal d'écho et faisant partie d'un compensateur d'écho couplé entre un chemin de réception et un chemin de transmission d'un équipement de transmetteur/récepteur et comprenant de plus un circuit soustracteur pour soustraire ledit signal de réplique du dit signal d'écho qui apparaît sur ledit chemin de transmission en réponse à un signal d'entrée appliqué au dit chemin de réception, lesdits signaux d'entrée, d'écho et de réplique étant des signaux numériques échantillonnés et chaque échantillon du signal de réplique étant égal à une somme de termes constitués chacuns par le produit d'un des dits coefficients du filtre et d'un facteur qui est fonction du dit signal d'entrée.
Cette méthode est caractérisée par le fait qu'elle comprend les étapes de mesurer une pluralité d'échantillons du dit signal d'écho, de mesurer pour chaque échantillon du signal d'écho lesdits facteurs du dit échantillon du signal de réplique, et de déterminer lesdits coefficients du filtre à partir des valeurs obtenues par lesdites mesures.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise en se référant à la description suivante d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont :
Fig. 1 montre une partie d'un système de télécommunications avec un processeur de signal numérique DSP comprenant un compensateur d'écho réalisé suivant l'invention; Fig. 2 représente le DSP de la Fig. 1 et le compensateur d'écho DIH, AD2 plus en détail; Fig. 3 montre le filtre numérique DIH inclus dans le compensateur d'écho DIH, AD2 du DSP de la Fig. 2 en détail; et Figs. 4(a) à 4(g) représentent diverses formes d'ondes utilisées pour illustrer le fonctionnement du compensateur d'écho.
La partie du système de télécommunications montrée à la Fig. 1 comprend un réseau de commutation numérique DSN auquel sont couplés :
- un module d'abonné analogique ASM comprenant un élément de contrôle CEA qui est commun pour 16 contrôleurs de lignes analogiques ALC dont un seul est montré relativement en détail; et
- un module processeur PM comprenant un module d'horloge et de tonalité CTM et un second élément de contrôle CEB.
DSM, ASM et PM sont situés dans un central de télécommunication numérique et chaque contrôleur de ligne analogique ALC est commun pour 8 lignes de télécommunications telles que celle montrée et qui
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téléphonique TSS.
Chacun de ces contrôleurs ALC comprend la connexion en cascade d'un contrôleur de terminaux à deux processeurs DPTC, un circuit transcodeur et filtre TCF, un processeur de signal numérique DSP, un circuit BIMOS d'interface de ligne d'abonné BLIC et un circuit commutateur à haute tension HVC. Le DPTC est par exemple du type révélé dans la demande publiée de brevet européen No 85200207.7 - 2202/0155030, le TCF est du type révélé danr les demandes publiées de brevets européen Nos 84201344.3/0145038 et 84201345.0/0145039, le BLIC est du type révélé dans la demande publiée de brevet européen No
85200774.9 - 2202/0201635 et le HVC est du type révélé dans les brevets belges Nos 897772, 903101, 902286 et
902285. Chaque paire de DPTC et TCF est commune pour 8 ensembles de DSP, BLIC et HVC, le HVC de chaque ensemble étant couplé à une ligne téléphonique.
Chaque HVC comprend : <EMI ID=3.1>
SW30/SW31;
- des terminaux de ligne LO et Ll respectivement <EMI ID=4.1>
- des bornes de test TO et Tl respectivement raccordées aux bornes de même noms du circuit de test TC;
- des bornes de sonnerie RGO et RG1 respectivement raccordées aux bornes de même noms du circuit de sonnerie RG;
- des bornes d'abonné TP et RG (en anglais "tip and ring") respectivement raccordées à des bornes de sortie de même noms du BLIC; et
- des bornes STA, STB, SRA et SRB respectivement raccordées à des bornes de commande de même noms du BLIC.
Dans HVC, les terminaux de ligne LO/Ll sont raccordés à TP/RG via les connexions en série de
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raccordés à TO et Tl de TC via SW20 et SW21 respectivement, alors que les points de jonctions STA et SRB de RO et SW10 et de RI et SW11 sont raccordés à RGO et RG1 de RC via SW30 et SW31 respectivement. Comme montré pour une connexion passante, les commutateurs
<EMI ID=6.1>
commutateurs sont ouverts. Tous les commutateurs sont commandés par le BLIC de façon à ce que HVC soit capable d'établir n'importe laquelle des connexions suivantes :
- entre TSS et BLIC;
- entre TSS et TC;
- entre TSS et RC;
- entre BLIC et TC; et
- entre BLIC et RC.
Le circuit de test TC comprend, parmi d'autres circuits, un réseau factice (non-montré) utilisé pour simuler le poste téléphonique TSS pendant les mesures et d'éviter ainsi la coopération de l'abonné qui devrait décrocher son téléphone TSS, comme ce sera décrit plus loin. La fonction du circuit de sonnerie RC est d'appliquer un signal de sonnerie à la ligne LIO/LI1.
Le poste téléphonique TSS comprend un commutateur HS normalement ouvert raccordé entre les conducteurs de ligne LIO et LI1. Le commutateur HS est fermé lorsque le téléphone TSS est décroché.
Le module d'horloge et de tonalité CTM faisant partie du module processeur PM comprend un analyseur de signal de test TSA raccordé à l'élément de contrôle CEB. TSA comprend une mémoire MM emmagasinant des données et des programmes logiciels tels que PROG1 à PROG4 et un processeur PR pour exécuter ces programmes, comme ce sera décrit plus loin.
Le processeur de signal numérique DSP dont le schéma bloc est donné à la Fig. 2 a des bornes de réception et de transmission RO et TI raccordées à des bornes de même noms du BLIC, et des bornes de réception et de transmission RI et TO raccordées à des bornes de même noms du TCF respectivement. Le DSP est du type décrit en détail dans l'article mentionné plus haut "A
3 um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" par P. DEFRAEYE et autres.
Le DSP comprend principalement, entre ses bornes de réception RI et RO, la connexion en cascade de :
- un circuit amplificateur numérique, interpolateur et filtre RXF pour convertir des signaux numériques à 8 kilobits/seconde (kb/s), reçus de TCF sur la borne RI et qui sont obtenus par échantillonnage, en signaux numériques à 32 kb/s;
- un interpolateur INT pour augmenter le taux de transmission de ces signaux à 1 Mégabit/seconde; et
- un convertisseur numérique-analogique DAC pour convertir ces signaux numériques à 1 Mégabit/seconde en signaux analogiques.
D'autre part, entre ses bornes de transmission TI et TO, DSP comprend principalement la connexion en cascade de :
- un soustracteur analogique AD1 dont l'entrée d'addition (+) est raccordée à TI et dont l'entrée de soustraction (-) est raccordée à la sortie d'un hybride analogique ANH dont l'entrée est raccordée à la borne RO;
- un convertisseur analogique-numérique ADC pour convertir les signaux analogiques reçus du téléphone TSS en signaux numériques à 1 Mégabit/seconde;
- un décimateur DEC pour réduire la fréquence de ces signaux numériques à 32 kb/s;
- un soustracteur numérique AD2 dont l'entrée d'addition (+) est raccordée à la sortie de DEC et dont l'entrée de soustraction (-) est raccordée à la sortie HO d'un hybride numérique DIH dont l'entrée HI est raccordée entre RXF et INT;
et
- un circuit filtre, décimateur et amplificateur numérique TXF pour convertir les signaux numériques à
32 kb/s en signaux numériques à 8 kb/s avant de les envoyer au TCF.
L'hybride analogique ANH est capable de réaliser des suppressions d'écho sur des signaux analogiques transmis à TSS via RO et revenant comme signaux d'écho dans le DSP à la borne TI, alors que le but de l'hybride numérique DIH est d'annuler l'excédant des signaux d'écho restant après leur passage au travers de AD1. DIH est principalement constitué d'un filtre numérique dont les coefficients sont emmagasinés dans une mémoire auxiliaire AM qui fait partie du DSP et est couplée à DIH.
L'hybride numérique DIH est montré en détail à la Fig. 3. Il comprend principalement un filtre numérique à réponse finie à 4 dérivations FIR qui est raccordé en parallèle avec un filtre numérique à réponse infinie du premier ordre IIR. Plus particulièrement, DIH comprend entre ses bornes HI et HO la connexion en série d'un circuit de délai et décimateur DCH, du filtre FIR en parallèle avec le filtre IIR, et d'un interpolateur ITH. Le circuit de délai et décimateur DCH réduit à 16 kb/s le taux de transmission des signaux d'entrée numériques de
32 kb/s à HI en éliminant chaque second échantillon, alors que l'interpolateur ITH ré-augmente le taux de transmission de ces signaux à 32 kb/s avant de les appliquer à l'entrée de soustraction (-) d'AD2 via HO. Cela signifie que les filtres FIR et IIR fonctionnent à
16 kb/s au lieu de 32 kb/s.
En procédant de la sorte, leur construction est simplifiée.
Le filtre à 4 dérivations FIR comprend la connexion en cascade de quatre circuits de délai d'une période d'échantillonnage Dl, D2, D3 et D4 dont les points de jonctions sont raccordés à des entrées d'addition (+) distinctes d'un additionneur multi-entrées Al via des multiplicateurs respectifs Ml à M4. Les
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des secondes entrées de Ml, M2, M3 et M4 respectivement. Ces coefficients peuvent chacuns avoir une valeur allant de -2 à +2 et sont emmagasinés dans la mémoire auxiliaire AM de DSP.
Le filtre du premier ordre IIR comprend entre DCH et une cinquième entrée d'addition (+) de Al (FIR) la
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multiplicateur M5. Un facteur d'échelle ou coefficient de filtre B est appliqué à une seconde entrée de M5 et la sortie de D5 est renvoyée à une seconde entrée d'addition (+) de A3 via un multiplicateur M6. Le coefficient B du filtre IIR peut avoir une valeur allant de 0 à +1 parce qu'uniquement des caractéristiques de filtrage passe-bas doivent être générées. Un coefficient A, qui est un pôle du filtre IIR, est appliqué à une seconde entrée de M6. Ces coefficients A et B sont également emmagasinés dans la mémoire auxiliaire AM du DSP.
Comme celà est bien connu dans la technique des filtres numériques, la valeur du signal de sortie y du
F
filtre FIR à un instant kT peut s'écrire :
<EMI ID=9.1>
<EMI ID=10.1>
délai égal à nT;
avec k = 0, 1, 2, 3....; et
<EMI ID=11.1>
De même la valeur du signal de sortie y du filtre
1 IIR à un instant kT peut s'écrire :
<EMI ID=12.1>
<EMI ID=13.1>
délai égal à NT.
Il est à noter que dans une réalisation préférée, la séquence d'entrée x(t) est une version numérique et échantillonnée d'un signal d'impulsion analogique qui possède une durée totale de 4 millisecondes ou 32 x 125 microsecondes et une durée d'impulsion de 125 microsecondes, l'échantillonnage étant réalisé une fois par trame et toujours pendant un même canal. La durée d'une trame d'une transmission à multiplexage temporel
(TDM) est de 125 microsecondes, chaque trame comprenant
32 canaux. En pratique, pour augmenter la précison de la mesure, le signal d'impulsion analogique est par exemple répété 30 fois et génère donc 30 signaux de sortie analogiques dont seuls les 10 derniers signaux sont considérés pour calculer la moyenne afin d'obtenir un signal de sortie analogique moyen.
La version numérique et échantillonnée de ce signal de sortie analogique moyen est une séquence de sortie y(t).
Puisque les filtres FIR et IIR sont raccordés en parallèle, le signal de sortie global peut s'écrire :
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Ceci signifie que le réseau des filtres FIR/IIR est capable de supprimer à chaque instant discret kT le signal d'écho qui a alors la valeur y[kT] produit par le signal d'entrée x(t) quand les coefficients de filtre ont une valeur telle que la relation (4) soit satisfaite. En effet, le signal à la borne de sortie HO de DIH est alors la réplique exacte du signal d'écho apparaissant à la sortie du décimateur DEC (Fig. 2) et comme ces deux signaux se soustraient mutuellement dans le soustracteur numérique AD2 aucun signal d'écho n'apparaîtra à la sortie de ce dernier AD2 et donc aussi à la sortie du DSP.
Lors de l'initialisation du système de télécommunications, un ensemble standard de coefficients de filtre est chargé dans la mémoire auxiliaire AM du DSP. Ces coefficients sont vérifiés à des intervalles de temps réguliers par une procédure de maintenance durant laquelle une boucle est établie entre TSA et le circuit de test TC en fermant les commutateurs SW10/SW11 et
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SW30/SW31. Sous le contrôle du programme PROG1, une séquence d'impulsion, par exemple comme celle mentionnée plus haut, est alors transmise de TSA vers TC et reçue en retour dans TSA comme signal d'écho échantillonné. La perte transhybride de DIH est alors testée en comparant la puissance électrique de ce signal d'écho avec une valeur de puissance prédéterminée emmagasinée dans une mémoire (non-montrée) du central. Si la puissance du signal reçu est inférieure à la valeur prédéterminée, par exemple pour une perte transhybride de -30 dB, les coefficients des filtres FIR et IIR sont considérés comme satisfaisants et ne sont donc pas modifiés. Dans le cas inverse, les coefficients de filtre doivent être modifiés.
Celà se produit alors automatiquement lors de la procédure de maintenance qui fonctionne comme décrit plus loin en utilisant le réseau factice du circuit de test TC.
Sur plaintes de l'abonné ou par décision du superviseur du système, les coefficients de filtre peuvent également être modifiés. Dans ces cas, un opérateur active manuellement la procédure pour modifier les coefficients de filtre.
Des programmes logiciels PROG2 à PROG4 sont exécutés pendant la procédure de modification afin de déterminer un nouvel ensemble de coefficients de filtre aO à a3 et B. Il est à noter que le coefficient A qui est un pôle du filtre IIR n'est pas modifié par ces programmes notamment pour des raisons de stabilité.
En principe, les 5 coefficients de filtre aO à a3 et B peuvent être déterminés dans TSA en mesurant le signal d'écho ou séquence de sortie y(t) reçue en retour de TSS et qui doit être compensée par l'hybride DIH, et en mesurant la contribution de chacun de ces coefficients
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de ce signal d'écho qui doit être produite par DIH à ce moment, c'est-à-dire en déterminant les facteurs
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de filtre dans l'équation (4) donnée plus haut. En réalisant ces dernières mesures pour 5 valeurs distinctes de k, les 5 coefficients de filtre peuvent être calculés à partir de 5 équations semblables à (4) qui peuvent alors être écrites.
Les mesures dans TSA de la contribution de chacun des coefficients de filtre à la réplique du signal d'écho ne sont pas très précises à cause de l'influence de bruit introduit dans les circuits du système de télécommunications. Pour cette raison, on préfère réaliser ces mesures en laboratoire où l'influence de la partie analogique peut être réduite en réalisant une séparation au niveau de la puce afin d'isoler l'hybride numérique et en mesurant entre les bornes RI et TO du DSP. Il est à noter que la contribution des coefficients de filtre au signal généré par DIH est invariable pour toutes les puces d'une même conception de telle sorte que ces mesures en laboratoire ne doivent être réalisées qu'une seule fois.
Dans ce cas de mesures en laboratoire, le délai introduit par les circuits liant TSA à RI et TO est négligé de telle sorte qu'on ne connaît pas exactement quelle valeur ylkT] de y(t) est annulée par les contributions mesurées. Pour cette raison, les mesures en laboratoire nécessitent une mesure supplémentaire du délai dernièrement mentionné.
Pour les raisons évoquées ci-dessus, les opérations suivantes sont réalisées sous le contrôle des programmes PROG2 à PROG4 :
- sous le contrôle de PROG2 la contribution de chacun des coefficients aO à a3 et B au signal de sortie de DIH est mesurée une seule fois en laboratoire entre les bornes RI et TO couplées à DIH;
- sous le contrôle de PROG3 le délai produit par les circuits reliant TSA à RI, TO, et qui a été négligé <EMI ID=18.1>
après qu'une boucle aie été établie entre TSA et DSP;
et
- sous le contrôle de PROG4 le signal d'écho réel y(t) qui doit être annulé par DIH est mesuré dans TSA après qu'une boucle aie été établie entre TSA et TSS, et de nouveaux coefficients de filtre aO à a3 et B sont calculés.
Ces programmes PROG2 à PROG4 sont maintenant considérés plus en détail.
PROG2
Après que l'hybride numérique DIH, le soustracteur numérique AD2 et les circuits RXF et TXF aient été isolés des autres circuits du central, une séquence d'entrée x(t) comme mentionnée plus haut et dont une partie de la période de séquence est représentée à la Fig. 4(a) est appliquée à la borne RI. Le coefficient de filtre aO est alors rendu égal à 1 alors que les autres sont maintenus à 0 de façon à ce que les valeurs des échantillons successifs alors reçus à la borne TO et montrés à la Fig. 4(b) soient uniquement les contributions du coefficient
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coefficients de filtre al à a3 et B sont de la même façon rendus chacuns successivement égaux à 1 alors que les
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contributions au signal de sortie y(t) de DIH sont représentées dans les Figs. 4(c) à 4(f) respectivement.
Comme on peut le déduire de la relation (4) donnée plus haut, les contributions des coefficients de filtre aO à a3 et B au signal de sortie y(t) de DIH et donc
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identique y(t) au moment kT sont respectivement
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PROG3
Sous le contrôle de ce programme, le délai mentionné plus haut et introduit par les circuits reliant TSA aux bornes RI et TO est mesuré. Dans ce contexte, il est à noter qu'à cause de la transmission en multiplexage temporel (TDM) des signaux dans le central numérique, ce délai dépend essentiellement du chemin de communication établi entre TSA et DSP. Pour cette raison, PROG3 calcule le délai de transmission des signaux de TSA vers DSP pour le même chemin de communication que celui qui sera utilisé lors de l'exécution de PROG4.
Afin de pourvoir à un maximum de transmission des signaux au travers du filtre numérique DIH, les coefficients de filtre al à a3 et B sont mis à 0, alors que aO est mis à sa valeur maximale, c'est-à-dire 2. Ensuite, la séquence d'entrée x(t) mentionnée plus haut
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DIH à partir de TSA de façon à ce que le signal ou séquence de sortie y(t) (non montrée) reçue en retour dans TSA soit semblable, sauf en ce qui concerne l'amplitude qui est proportionnelle à la valeur de aO, à celle représentée à la Fig. 4(b) mais retardée par rapport à ce signal. Dans TSA, la valeur de ce délai est obtenue en mettant en corrélation ces deux signaux par des moyens non-montrés mais bien connus dans la technique.
Il est à noter que ce délai est toujours exprimé
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c'est-à-dire que k est un entier. Ce délai est par exemple égal à 4T.
PROG4
Le chemin de communication établi entre TSA et DSP pour PROG3 est maintenu et étendu jusqu'à TSS. et la séquence d'entrée x(t) mentionnée ci-dessus est appliquée à TSS à partir de TSA.
Il est à noter que pendant l'exécution de PROG4, la coopération de l'abonné. qui doit décrocher le cornet de son téléphone TSS afin d'ouvrir le commutateur HS, est préférée au réseau factice du circuit de test TC parce que la mesure est alors effectuée sur la ligne d'abonné réelle LIO/LI1.
Pendant l'exécution de PROG4, les coefficients aO à a3 et B de DIH sont tous mis à 0 de telle sorte qu'aucun signal ne puisse passer au travers de DIH et que les valeurs des échantillons reçus en retour dans TSA sont des valeurs d'échantillons y(kT], avec k = 0, 1, 2, ..., du signal d'écho y(t) qui doit être compensé par DIH. Ces diverses valeurs d'échantillons et le signal d'écho résultant sont représentés à la Fig. 4(g).
Le délai mentionné ci-dessus et déterminé par PROG3, par exemple égal à 4T, signifie que les formes d'ondes des signaux montrées aux Fig. 4(b) à 4(f) doivent être déplacées dans le temps sur un intervalle de temps égal à 4T afin que les valeurs des échantillons de y(t) montrés à la Fig. 4(g) correspondent à celles des facteurs multipliant aO à a3 et B dans la relation (4) donnée plus haut. Par exemple, les contributions des coefficients de filtre à l'annulation de la valeur d'échantillon G7 (pour k=7) à la Fig. 4(g) sont B7 à F7 (pour k=3) montrés aux Figs. 4(b) à 4(f) respectivement de telle sorte que l'équation (4) devienne :
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De la même façon, on peut écrire quatre autres équations semblables liant par exemple les valeurs G8 à Gll de y(t) aux valeurs correspondantes des contributions, c'est-à-dire :
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A partir de ces 5 équations (10) à (14), PROG4 peut calculer les valeurs des coefficients de filtre aO à a3 et B.
Les nouveaux coefficients de filtre calculés par PRCG4 sont alors substitués aux anciens dans la mémoire auxiliaire AM du DSP mentionné plus haut et PROG1 est à nouveau exécuté pour vérification.
Si les nouveaux coefficients, calculés avec TSS raccordé au central, satisfont aux exigences, une indication est donnée pour empêcher PROG1 de les vérifier à nouveau par rapport au réseau factice du circuit de test TC pendant une procédure de maintenance consécutive et de relever des valeurs erronnées de la réponse d'écho.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Compensateur d'écho réglable (DIH, AD2; Fig.
2) couplé entre un chemin de réception (RI, RO; Fig. 2) et un chemin de transmission (TI, TO; Fig. 2) d'un
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ledit compensateur d'écho comprenant un filtre numérique
(DIH; Fig. 2) produisant un signal de réplique à un signal d'écho (y(t); Fig. 4(g)) et un circuit soustracteur (AD2; Fig. 2) pour soustraire ledit signal de réplique du dit signal d'écho qui apparaît sur ledit chemin de transmission en réponse à un signal d'entrée
(x(t); Fig. 4(a)) appliqué au dit chemin de réception, lesdits signaux d'entrée, d'écho et de réplique étant des signaux numériques échantillonnés et chaque échantillon du signal de réplique étant égal à une somme de termes constitués chacuns par le produit d'un coefficient
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facteur qui est fonction du dit signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens processeurs
(PROG1-PROG4, TSA; Fig. 1) pour déterminer lesdits
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mesurant pour chaque échantillon du signal d'écho lesdits facteurs du dit échantillon du signal de réplique qui, lorsque multipliés par les coefficients du filtre et sommés. annulent ledit échantillon d'écho.