DE3780013T2

DE3780013T2 - Einstellbarer echokompensator.

Info

Publication number: DE3780013T2
Application number: DE8787202193T
Authority: DE
Inventors: Eduard Christiaan Mar Boeykens; Gustaaf Alfons Leon Geernaert; Daniel Simon Gregoire Hoefkens; Joannes Hendrik Palm Spaenjers; Henri Albert Julia Verhille
Original assignee: Alcatel NV
Current assignee: Alcatel Lucent NV
Priority date: 1986-11-17
Filing date: 1987-11-11
Publication date: 1993-01-21
Anticipated expiration: 2007-11-12
Also published as: YU206887A; NO180137B; NO874684L; JPS63313921A; CN1014575B; EP0272714A1; JPH0831779B2; US4862449A; EP0272714B1; ES2033814T3; NO874684D0; DE3780013D1; NO180137C; CN1031166A; ATE77719T1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Echokompensator-System für ein Nachrichtenübertragungssystem das einen einstellbaren Echokompensator und Prozessormittel enthält, wobei der Echokompensator zwischen dem Empfangszweig und dem Sendezweig einer Sende/Empfangs-Einrichtung geschaltet ist und ein digitales Filter, das ein Nachbildungssignal eines Echosignal erzeugt, welches am Senezweig durch ein auf dem Empfangszweig auftretendes Eingangssignal entsteht, und eine Subtraktionsschaltung enthält, die das Nachbildungssignal vom Echosignal subtrahiert, wobei das Eingangssignal, das Echosignal und das Nachbildungssignal digitale Signalproben sind und das digitale Filter eine Anzahl von Multiplizierern, von denen jeder einen Koeffizienten des digitalen Filters mit einem Faktor multipliziert, der eine Funktion des genannten Eingangssignales darstellt, und Addiermittel enthält, die die Ausgangssignale der Multiplizierer addieren und so Proben der Nachbildungssignale erzeugen, wobei die Prozessormittel so ausgebildet sind, daß die an den Empfangszweig ein Eingangssignal abgeben und die Filterkoeffizienten festlegen durch Messung einer Anzahl von Proben des auf dem Sendezweig empfangenen, zurückkehrenden Echosignals, wenn alle Filterkoeffizienten auf ∅ gesetzt sind.
Ein derartiges Echokompensatorsystem ist bereits aus dem Stand der Technik bekannt, beispielsweise aus der veröffentlichten Europäischen Patentanmeldung EP-A3-0122 594. In diesem bekannten System müssen die für die Festlegung der Filterkoeffizienten verwendeten Prozessormittel nahe dem Echokompensator angeordnet sein, um eine Beeinflussung der Messungen durch lange Verbindungswege zwischen diesen Prozessormitteln und dem Echokompensator zu vermeiden. Weitere müssen die Prozessormittel ständig mit dem Echokompensator verbunden sein, weil nach einem regelmäßigen Zeitplan, beispielsweise jede Nacht, nachdem festgestellt wurde, daß das verbleibende Echosignal annehmbare Werte überschreitet oder wenn die Sende/Empfangseinrichtung, an die der Echokompensator angeschlossen ist, verändert wurde, ein neuer Satz von Filterkoeffizienten festgelegt werden muß. Dies macht den Echokompensator teuer und erhöht den dafür benötigten Platzaufwand. Schließlich ist in dem bekannten Dokument nichts darüber ausgesagt, wie die Faktoren des Nachbildungssignals festgelegt werden.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Echokompensatorsystem obengenannter Art anzugeben, bei dem die Filterkoeffizienten auf billige und einfache Art festgelegt werden können.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Prozessormittel weiters imstande sind, die Faktoren der Nachbildungssignalproben zu messen, und zwar durch aufeinanderfolgendes Messen der Nachbildungssignalproben, die man an einem ersten, dem veränderbaren Echokompensator relativ nahen Ort erhält, wenn das Echokompensatorsystem von den anderen Teilen des Nachrichtenübertragungssystems getrennt ist und wenn alle Filterkoeffizienten mit Ausnahme jenes mit dem der Faktor multipliziert wird, auf Null gesetzt sind, daß die Prozessormittel imstande sind, die Anzahl von Proben des Echosignals von einem zweiten, dem veränderbaren Echokompensator relativ fernen Ort zu messen, daß diese Prozessormittel zur Korrelierung der Messungen, die bei den genannten ersten und zweiten Orten durchgeführt werden, weiters imstande sind, die Verzögerung zu messen, der ein Signal bei der Übertragung zwischen dem ersten Ort und dem zweiten Ort ausgesetzt ist, und daß die Filterkoeffizienten als eine Funktion der beiden genannten Faktoren der Nachbildungssignalproben und der Anzahl Echosignalproben ermittelt werden.
Da die Faktoren der Nachbildungs-Signalproben für ein digitales Filter nur einmal festgelegt werden müssen, kann dies schon im Laboratorium vor der Vorort-Installation des Echokompensators erfolgen. Andererseits können die Filterkoeffizienten sehr leicht vom zweiten Ort aus, der beispielsweise über Zeitmultiplex-Übertragungswege mit der Sende/Empfanseinrichtung verbunden ist, festgelegt werden.
Es wird darauf hingewiesen, daß ein Echokompensator obiger Art, digitale Gabel genannt, auch aus dem Artikel " A 3-um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" von P. Defraeye et al, veröffentlicht im IEEE Journal of Solid- State Circuits, Vol. SC-20, No. 3, June 1985, Seiten 649 - 687, bekannt ist. Aber auch in diesem Artikel wird keine Aussage darüber gemacht, wie die Koeffizienten der im Echokompensator enthaltenen Filter festgelegt werden.
Ein anderes Merkmal des vorliegenden Echokompensatorsystems ist dadurch gekennziechnet, daß der zweite Ort für eine Anzahl von Sende/Empfangseinrichtungen gemeinsam vorgesehen ist.
Auf diese Art können die Prozessormittel gemiensam für mehrere einstellbare Echokompensatoren verwendet werden, sodaß die Filterkoeffizienten dieser einstellbaren Echokompenatoren mit einem minimalen Aufwand an Geräten festgelegt werden können. Darüberhinaus muß jede mögliche Anpassung an die Prozessormittel nur en einziges Mal und nicht für jede Sende/Emfangseinrichtung durchgeführt werden.
Ein weiteres kennzeichnendes Merkmal des vorliegenden Echokompensators besteht darin, daß die Prozessormittel imstande sind, eine Anzahl von Echosignalproben zu messen, die der Anzahl der zu bestimmenden Filterkoeffizienten zu bestimmen, durch Lösung der gleichen Anzahl von mathematischen Beziehungen, von denen jede aus einer Summe von der gleichen Anzahl von Produkten gebildet wird, wobei jedes dieser Produkte gleich ist der Multiplikation eines einzelnen Faktors der Nachbildungsignalprobe mit dem korrespondierenden Filterkoeffizienten.
Die vorliegende Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Bestimmung der Koeffizienten eines digitalen Filters eines einstellbaren Echokompensators für ein Nachrichtenübertragungssystem, wobei der einstellbare Echokompensator zwischen dem Empfangszweig und dem Sendezweig einer Sende/Empfangseinrichtung geschaltet ist und ein Nachbildungssignal eines Echosignals erzeugt, welches am Sendezweig durch ein auf dem Empfangszweig auftretendes Eingangssignal entsteht, wobei das Eingangssignal, das Echosignal und das Nachbildungssignal digitale Signalproben sind und das Echosignal und Nachbildungssignal voneinander durch eine Subtraktionsschaltung subtrahiert wird und das digitale Filter eine Anzahl von Multiplizierern, von denen jeder einen Koeffizienten des digitalen Filters mit einem Faktor multipliziert, der eine Funktion des genannten Eingangssignals darstellt, und Addiermitel enthält, die die Ausgangssignale der Multiplizierer addiert und so Proben der Nachbildungssignale erzeugt, und das Verfahren weiters einen Schritt enthält zur Abgabe eines Eingangssignals und zur Messung einer Anzahl von Proben des auf dem Sendezweig empfangenen zurückkehrenden Echosignals, wenn alle Filterkoeffizienten auf Null gesetzt sind.
Dieses Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, daß es einen weiteren Schritt enthält zum Messsen der Faktoren der Nachbildungssignalproben und zwar durch aufeinanderfolgendes Messen der Nachbildungssignalproben, die man an einem ersten, dem veränderbaren Echokompensator relativ nahen Ort erhält, wenn das Echokompensatorsystem von den anderen Teilen des Nachrichtenübertragungssystems getrennt ist und wenn alle Filterkoeffizienten, mit Ausnahme jenes, mit dem der Faktor multipliziert wird, auf Null gesetzt sind, daß während des genannten ersten Verfahrensschritts die Anzahl von Proben des Echosignals von einem zweiten, dem veränderbaren Echokompensator relativ fernen Ort gemessen werden und daß diese Filterkoeffizienten als eine Funktion der beiden genannten Faktoren der Nachbildungsproben und der Anzahl von Echosignalproben ermittelt werden.
Die oben genannten und weitere Aufgaben und Merkmale der Erfindung werden näher erläutert und die Erfindung selbst wird am besten verständlich, wenn man sich auf die folgende Beschreibung eines Beispiels in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen beziegt, wobei Fig. 1 einen Teil eines Nachrichtenübertragungssystems mit einem einen erfindungsgemäßen Echokompensator enthaltenden digitalen Signalprozessor DSP zeigt, Fig. 2 den DSP aus Fig. 1 und den Echokompensator DIH, AD2 im Detail darstellt, Fig. 3 das im Echokompensator DIH, AD2 des DSP aus Fig. 2 enthaltene digitale Filter DIH im Detail zeigt und Fig. 4(a) bis 4(g) an verschiedenen Signalformen die Funktion des Echokompensators aufzeigt.
Der in Fig. 1 gezeigte Teil eines Nachrichtenübertragungssystems enthält ein digitales Vermittlungsnetz DSN gekoppelt mit:
- einem analogen Teilnehmermodul ASM, das ein für 16 anlaoge Teilnehmerleitungs-Steuerungen ALC gemeinsames Steuerelement CEA enthält, wobei nur eine Teilnehmerleitungs-Steuerung relativ detailiert dargestellt ist; und
- einem Prozessormodul PM, das einen Takt- und Ton-Modul CTM und ein zweites Steuerelement CEB enthält.
DSN, ASM und PM sind in einer digitalen Nachrichtenvermittlungsanlage angeordnet und jede analoge Teilnehmerleitungs-Steuerung ALC ist für jeweils 8 Teilnehmerleitungen gemeisam angeordnet, so wie die eine gezeigte, welche Leitungen LI∅ und LI1 enthält, die mit dem Teilnahmerendgerät TSS verbunden sind.
Jede solche Steuerung ALC enthält die Kaskadenschaltung einer Dualprozessorterminal-Steuerung DPTC, eine Codewandler- und Filterschaltung TCF, einen digitalen Signalprozessor DSP, eine BIMOS-Teilnehmerleitungs-Schnittstellenschaltung BLIC und einen Hochspannungsschalter HVC. Die DPTC ist beispielsweise eine jener Art, wie sie in der veröffentlichten Europäischen Patentanmeldung 85200207.7 - 2202/0155030 (F. van Simaeys et al 2-1-8-7-12) geoffenbart ist, die TCF ist jene, die in den veröffentlichten Europäischen Patentanmeldungen 84201344.3/0145038 (D. Rabaey et al 1-1) und 84201445.0/0145039 (D. Rabaey et al 2-2) geoffenbart ist, die BLIC ist eine solche, wie sie in der veröffentlichten Europäischen Patentanmeldung 85200774.9 - 2202/0201635 (J. Pieters et al 3-4) geoffenbart ist und der HVC ist solcher Art, wie er in den Belgischen Patenten 897772 (G. Remmerie et al 2-2), 903101 (G.Remmerie et al 5/2-3/2), 902286 (G.Remmerie et al 7-5-2) und 902285 (G.Remmerie et al 8-7-3)
geoffenbart ist. Jedes Paar DPTC und TCF ist gemeinsam für 8 Sätze von DSP, BLIC und HVC vorgesehen, wobei der HVC jedes Sets an eine Telefonleitung angeschlossen ist. Jeder HVC enthält:
- 4 Paare von bidirektionalen Schaltern SW∅∅/SW∅1 bis SW3∅/SW31;
-Anschlußklemmen L∅ und L1 entsprechend an die Leitungen LI∅ und LI1 angeschlossen;
- Prüfklemmen T∅ und T1 entsprechend mit gleichnamigen Klemmen der Prüfschaltung TC verbunden;
- Ruftonklemmen RG∅ und RG1 entsprechend mit gleichnamigen Klemmen der Ruftonschaltung verbunden;
- Telefon- und Rufklemmen TP und RG entsprechend mit gleichnamigen Ausgängen der BLIC verbunden; und
- Klemmen STA, STB, SRA und SRB entsprechend mit gleichnamigen Klemmen der BLIC verbunden.
Im HVC sind die Leitungsklemmen L∅/L1 über die seriellen Verbindungen SW∅∅/SW∅1, 50 Ohm-Speisewiderstände R∅/R1 und SW1∅/SW11 mit TP/RG verbunden. Die Verbindungspunkte STB und SRA von SW∅∅ und R∅ bzw. von SW∅1 und R1 sind über SW2∅ bzw. SW21 mit T∅ und T1 des TC verbunden, während die Verbindungspunkte STA und SRB von R∅ und SW1∅ und R1 und SW11 über SW3∅ bzw. SW31 mit RG∅ und RG1 des RC verbunden sind. Wie für eine durchgeschaltete Verbindung gezeigt, sind die Serienschalter SW∅∅, SW∅1, SW1∅ und SW11 geschlossen, während die anderen Shuntschalter offen sind. Alle Schalter werden von der BLIC gesteuert, sodaß der HVC imstande ist, eine der folgenden Verbindungen herzustellen:
- zwischen TSS und BLIC;
- zwischen TSS und TC;
- zwischen TSS und RC;
- zwischen BLIC und TC; und
- zwischen BLIC und RC.
Die Prüfschaltung TC enthält neben anderen Schaltkreisen ein Nachbildungsnetzwerk (nicht gezeigt) zur Simulation des Teilnehmerapparetes TSS während der Messungen, um die Notwendigkeit der Zusammenarbeit mit dem Teilnehmer zu umgehen, dessen Teilnehmerapparat TSS - wie später beschrieben - im abgehobenen Zustand sein muß. Die Fuktion der Rufschaltung RC besteht darin, an die Leitungen LI∅/LI1 ein Rufsignal zu geben.
Der Teilnehmerapparet TSS enthält einen im Ruhezustand offenen, zwischen die Adern LI∅ und LI1 geschalteten Gabelumschalter HS. Der Schalter HS ist im abgehobenen Zustand des Teilnehmerapparates geschlossen.
Das Takt- und Tonmodul CTM, das einen Teil des Prozessormoduls bildet, enthält einen Prüfsignalanalysator TSA, der an das Steuerelement CEB geschaltet ist. Der TSA enthält einen Speicher MM, der Daten und Softwareprogramme, wie z. B. PROG 1 bis PROG 4, speichert und einen diese Programme - wie später beschrieben - abarbeitenden Prozessor PR.
Der Digitalsignalprozessor DSP, dessen Blockschaltung in Fig. 2 gezeigt ist, enthält Empfangs- und Sendeklemmen RO und TI, die mit gleichnamigen Klemmen der BLIC verbunden sind bzw. Empfangs- und Sendeklemmen RI und TO, die mit gleichnamigen Klemmen der TCF verbunden sind. Der DSP ist jener Art, wie er ausführlich im obengenannten Artikel, "A 3-um CMOS-Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" von P. Defraeye et al beschrieben ist.
Der DSP enthält zwischen seinen Empfangsklemmen RI und RO im wesentlichen die Kaskadenschaltung von:
- einer Schaltung RXF mit Digitalfilter, Interpolator und Filterschaltung zur Umwandlung von 8 kbit/s-Signalen, die auf der Klemme RI von der TCF empfangen werden und durch Abtasten gewonnen werden, in ein 32 kbit/s-Signal;
- einem Interpolator INT zur Erhöhung der Bitrate dieser Signale auf 1 Mbit/s; und
- einem Digital/Analog-Wandler DAC zur Umwandlung dieser digitalen 1 Mbit/s-Signale in analoge Signale.
Auf der anderen Seite enthält der DSP zwischen seinen Sendeklemmen TI und TO die Kaskadenschaltung von:
- einem analogen Subtrahierer AD 1, dessen Addiereingang (+) mit TI verbunden ist und dessen Subtahiereingang (-) mit dem Ausgang einer analogen Gabelschaltung ANH verbunden ist, deren Eingang mit der Klemme RO verbunden ist;
- einem Analog/Digital-Wandler ADC zur Umwandlung der analogen Signale vom Teilnehmerapparet TSS in digitale 1 Mbit/s-Signale;
- einen Umsetzer DEC zur Reduzierung der Frequenz dieser Digitalsignale auf 32 kbit/s;
- einem digitalen Subtrahierer AD 2, dessen Addiereingang (+) mit dem Ausgang des DEC und dessen Subtahiereingang (-) mit dem Ausgang HO einer digitalen Gabelschaltung DIH verbunden ist, deren Eingang HI zwischen RXF und INT geschaltet ist; und
- einer Schaltung TXF mit Digitalfilter, Umsetzer und Verstärker zum Umwandeln der 32 kbit/s-Signale in 8 kbit/s-Signale, vor allem zum Senden an die TCF.
Die analoge Gabelschaltung ANH führt die Echounterdrückung bei Analosignalen aus, die über RO an den TSS gesendet werden und ein DSP an der Klemme TI als Echosignale wieder zurückempfangen werden, während die Aufgabe der digitalen Gabelschaltung DIH darin besteht, die überschüssigen Echosignale, die nach Passieren von AD 1 übrigbleiben, zu eliminieren. DIH ist im wesentlichen durch ein digitales Filter realisiert, dessen Koeffizienten in einem Hilfsspeicher AM gespeichert sind, der ein Teil des DSP darstellt und mit der DIH verbunden ist.
Die digitale Gabelschaltung DIH ist in Fig. 3 ausführlich beschrieben. Sie enthält im wesentlichen ein vierstufiges digitales Finite-Impulse-Response-Filter (FIR-Filter) FIR, das zu einem Infinite-Impulse-Response-Filter (IIR-Filter) IIR parallel geschaltet ist, genauer gesagt, enthält die DIH zwischen ihren Klemmen HI und HO die Serienschaltung einer Verzögerungs- und Umsetzer-Schaltung DCH, der parallelgeschalteten Filter FIR und IIR, und einem Interpolator ITH. Die Verzögerungs- und Umsetzer- Schaltung DCH reduziert die Bitrate der 32 kbit/s-Eingangssignale von HI auf 16 kbit/s durch Weglassen jeder zweiten Probe, während der Interpolator ITH die Bitrate dieser Signale wieder auf 32 kbits/s erhöht, um sie dem Subtrahiereingang (-) von AD 2 über HO zuzuführen. Dies bedeutet, daß die Filter FIR und IIR mit 16 kbit/s anstatt mit 32 kbit/s arbeiten. Dadurch kann ihre Ausführung vereinfacht werden.
Das vierstufige Filter FIR enthält die Kaskadenschaltung von vier Verzögerungsschaltungen einer Abtastperiode D1, D2, D3 und D4, deren Verbindungspunkte über jeweilige Multiplizierer M1 bis M4 mit jeweils einem eigenen Addiereingang (+) eines Mehrfachaddierers A1 verbunden sind. Die Filterkoeffizienten a∅, a1, a2 und a3 werden an zweite Eingänge von M1, M2, M3 bzw. M4 gegeben. Diese Koeffizienten können jeder einen Wert zwischen -2 und +2 annehmen und sind im Hilfsspeicher AM des DSP gespeichert.
Das Filter IIR erster Ordnung enthält zwischen DCH und einem fünften Addiereingang (+) von Al (FIR) die Serienschaltung eines Addierers A3, einer Verzögerungsschaltung für eine Abstastperiode D5 und einen Multiplizierer M5. Ein Skalenfaktor oder Filterkoeffizient B wird an den zweiten Eingang von M5 gelegt und der Ausgang von D5 ist über einen Multiplizierer M6 auf einen zweiten Addiereingang (+) von A3 rückgekoppelt. Der Koeffizient B des Filters IIR kann einen Wert zwischen ∅ und +1 aufweisen, da nur Tiefpaßfilter- Charakteristiken erzeugt werden müssen. Ein Koeffizient A der ein Pol des Filters IIR ist, liegt an einem zweiten Eingang von M6 an. Diese Koeffizienten A und B sind auch im Hilfsspeicher AM des DSP gespeichert.
Wie bei Digitalfiltern allgemein bekannt ist, kann der Wert des Ausganssignals YF des Filters FIR zum Zeitpunkt kT errechnet werden:
yF(kT) = a∅.x((k-1)T) + al.x((k-2)T) + a2.x((k-3)T) + a3.x((k-4)T) (1)
wobei x(kT) der Wert einer Eingangssequenz x(t) zu einem bestimmten Zeitpunkt kT ist; und z((k-n)T) der Wert von x(kT) verzögert um eine Verzögerung nT ist; mit k = ∅, 1, 2, 3, ...; und n = 1, 2, 3, 4, ....
Auch die Werte des Ausgangssignals yI des Filters IIR zum Zeitpunkt kT kann man errechnen mit:
wobei x((k-N)T) der Wert von x(kT) verzögert um die Verzögerung NT ist.
Es wird darauf hingewiesen, daß in einer bevorzugten Ausführung die Eingangssequenz x(t) eine digitalisierte und getastete Version eines analogen Pulssignals mit einer Gesamtdauer von 4 Millisekunden oder 32 x 125 Mikrosekunden und einer Pulsdauer von 125 Mikrosekungen ist, wobei die Abtastung einmal pro Rahmen jeweils während des selben Kanals erfolgt. Um die Genauigkeit der Messung zu erhöhen, werden in der Praxis die analogen Pulssignale beispielsweise 30 mal wiederholt, sodaß 30 anlaoge Ausgangssignale erzeugt werden, von denen nur die 10 letzten Signale zur Berechnung des Durchschnittswertes herangezogen werden, um ein mittleres analoges Ausgangssignal zu erhalten. Die getastete und digitalisierte Version dieses mittleren analogen Ausgangssignals ist eine Ausgangssequenz y(t).
Da die Filter FIR und IIR parallel geschaltet sind, kann das gemeinsame Ausgangssignal angeschrieben werden als:
Dies bedeutet, daß das FIR/IIR - Filternetzwerk imstande ist, zu jedem diskreten Zeitpunkt kT das Echosignal zu unterdrücken, das dann den Wert y(kT) hat, und zwar erzeugt durch das Eingangssignal x(t), wenn die Filterkoeffizienten einen derartigen Wert aufweisen, daß die Beziehung (4) erfüllt ist. Tatsächlich ist dann das Signal an der Ausgansklemme HO der DIH eine exakte Nachbildung des Echosignals, das am Ausgang des Umsetzers DEC (Fig.2) auftritt, und da diese zwei Signale im digitalen Subtrahierer AD 2 voneinander subtrahiert werden, tritt kein Echosignal am Ausgang des letztgenannten AD2 und daher auch am Ausgang des DSP auf.
Bei der erstmaligen Einschaltung des Übertragungssystems wird ein Satz von Filterkoeffizienten in den Hilfsspeicher AM des DSP geladen. Diese Koeffizienten werden in regelmäßigen Zeitabständen mittels einer Wartungsprozedur überprüft, bei der zwischen TSA und der Prüfschaltung TC durch Schließen der Schalter SW1∅/SW11 und SW2∅/SW21 und durch Öffnen der Schalter SW∅∅/SW∅1 und SW3∅/SW31 eine Schleife aufgebaut wird. Gesteuert durch das Programm PROG 1 wird dann eine, beispielsweise wie oben erwähnte, Pulssequenz vom TSA an die TC gesendet und im TSA als ein getastetes Echosignal zurück empfangen. Die Gabelübergangsdämfung der DIH wird durch Vergleich der elektrischen Energie dieses Echosignals mit einem in einem (nicht gezeigten) Speicher der Vermittlungsanlage gespeicherten vorbestimmten Energiewert gemessen. Wenn die Energie des Empfangssignals geringer ist als der vorbestimmte Wert, beispielsweise für eine Gabelübergangsdämpfung von -30dB, werden die Koeffizienten der Filter FIR und IIR als ausreichend gewertet und daher nicht geändert. Im anderen Falle müssen die Filterkoeffizienten geändert werden. Dies wird dann während der Wartungsprozedur, die wie unten durch Verwendung der Netzwerknachbildung der Prüfschaltung TC erfolgt, automatisch durchgeführt.
Auch nach einer Beschwerde des Teilnehmers oder auf Entschluß des Systemaufsichtsbeamten können die Filterkoeffizienten auf den letzen Stand gebracht werden. In diesem Fall startet der Beitriebsbeamte händisch die Prozedur zur Änderung der Filterkoeffizienten.
Während der Änderungsprozedur werden die Softwareprogramme PROG 2 bis PROG 4 ausgeführt, um einen neuen Satz der Filterkoeffizienten a∅ bis a3 und B zu bestimmen. Es wird darauf hingewiesen, daß der Koeffizient A, der ein Pol des Filters IIR ist, aus Stabilitätsgründen nicht durch diese Programme geändert wird.
Im Prinzip können die 5 Filterkoeffizienten a∅ bis a3 und B im TSA durch Messung des Echosignals oder der Ausgangssequenz y(t), die vom TSS rückempfangen wird und von der Gabelschaltung DIH kompensiert werden muß, und durch Messung der Auswirkung aller dieser Filterkoeffizienten auf den Wert, z. B.: y(kT), der Nachbildung dieses Echosignals, das durch die DIH zu diesem Zeitpunkt erzeugt wird, d. h. durch Bestimmung der Faktoren x((k-1)T), x((k-2)T), u.s.w., und Multiplizieren dieser Filterkoeffizienten in der obigen Gleichung (4), bestimmt werden. Durch Ausführung der letztgenannten Messungen für 5 unterschiedlilche Werte von k, können die 5 Filterkoeffizienten aus 5 Gleichungen, die ähnlich sind wie die Gleichung (4), errechnet werden.
Die Messungen im TSA der Auswirkungen jedes der Filterkoeffizienten auf die Echosignalnachbildung sind wegen des aus den Schaltungen des Übertragungssystem herrührenden Raushens nicht sehr genau. Deshalb ist es vorzuziehen, diese Messungen im Laboratorium vorzunehmen, wo der Einfluß des Analogteiles durch eine Trennung auf Chipebene zwecks Abtrennung der digitalen Gabelschaltung und Messung zwischen den Klemmen RI und TO des DSP vermieden werden kann. Es wird darauf hingewiesen, daß die Auswerkung der Filterkoeffizienten auf das von der DIH erzeugte Signal für alle Chips gleicher Bauweise gleich sind, sodaß diese Messungen im Laboratorium nur ein einziges Mal ausgefürt werden müssen. In diesem Fall der Messungen im Laboratorium wird die durch die den TSA mit RI und TO verbindende Schaltungsanordnung verursachte Verzögerung nicht berücksichtigt, sodaß man nicht genau weiß, welcher Wert y(kT) von y(t) durch die gemessenen Auswirkungen eliminiert wurde. Deshalb machen die Messungen im Laboratorium eine weitere Messung der letztgenannten Verzögerung notwendig.
Aus den obigen Gründen werden die folgenden Verfahrensschritte, gesteuert von den Programmen PROG 2 bis PROG 4, durchgeführt:
- gesteuert durch PROG 2 werden im Laboratorium nur ein einziges Mal sie Auswirkungen jedes der Koeffizienten a∅ bis a3 und B auf das Ausgangssignal der DIH zwischen den mit der DIH verbundenen Klemmen RI und TO gemessen;
- gesteuert durch PROG 3 wird die durch die Schaltungsanordnung, die den TSA mit RI und TI verbindet, hervorgerufene Verzögerung, die während der Ausführung von PROG 2 vernachlässigt wurde, nach Herstellung einer Schleife zwischen TSA und DSP im TSA gemessen; und
- gesteuert durch PROG 4 wird das reale, im DIH zu loschende, Echosignal y(t) im TSA gemessen, nachdem eine Schleife zwischen TSA und TSS aufgebaut wurde, und neue Filterkoeffizienten a∅ bis a3 und B werden errechnet.
Die Programme PROG 2 bis PROG 4 werden im folgenden genauer betrachtet.

PROG 2

Nachdem die digitale Gabelschaltung DIH, der digitale Subtrahierer AD 2 und die Schaltungen RXF und TXF von der restlichen Schaltung der Vermittlungsanlage getrennt wurden, wird eine obengenannte Eingangssequenz x(t), von der ein Teil der Sequenzperiode in Fig.4(a) dargestellt ist, an die Klemme RI gesendet. Der Filterkoeffizient a∅ erhält den Wert 1 während die anderen mit ∅ verbleiben, sodaß die an der Klemme T∅ ankommenden und in Fig.4(b) gezeigten aufeinanderfolgenden Abtastwerte nur die Wirkung des Koeffizienten a∅ auf die aufeinanderfolgenden Werte y(kT) mit k = ∅, 1, 2, ... auf das Ausgangssignal y(t) der DIH darstellen. Die anderen Filterkoeffizienten al bis a3 und B werden ebenso aufeinanderfolgend jeder mit dem Wert 1 versehen, während die verbleibenden Koeffizienten den Wert ∅ haben, und ihre Wirkungen auf das Ausgangssignal y(t) der DIH sind jeweils in den Fig.4(c) bis 4(f) dargestellt.
Wie aus obiger Gleichung (4) folgt, sind die Wirkungen der Filterkoeffizienten a∅ bis a3 und B auf das Ausgangssignal y(t) der DIH und daher auch auf die Unterdrückung des Wertes y(kT) des identischen Echosignals y(t) zum Zeitpunkt kT in der entsprechenden Reihenfolge:
x((k-1(T) (5)
x((k-2(T) (6)
x((k-3(T) (7)
x((k-4(T) (8)

PROG 3

Von diesem Programm gesteuert, wird die oben genannte, von der den TSA mit den Klemmen RI und TO verbindenden Schaltunganordnung hervorgerufene, Verzögerung gemessen. In diesem Zusammenhang wird darauf hingewiesen, daß durch die Zeitmultiplexübertragung (TDM) der Signale in der digitalen Vermittlungseinrichtung, diese Verzögerung vorwiegend vom Übertragungsweg zwischen TSA und DSP abhängt. PROG 3 errechnet daher die Übertragungsverzögerung des Signals vom TSA zum DSP für denselben Übertragungsweg, wie er während der Ausführung von PROG 4 verwendet wird.
Um die bestmögliche Übertragung des signals durch die digitale Gabel DIH zu erreichen, werden die Filterkoeffizienten al bis a3 und B auf ∅ gesetzt, während a∅ auf seinen höchsten Wert, also 2, gesetzt wird. Dann wird die obengenannte Eingangssequenz x(t), die teilweise in Fig.4(a) gezeigt ist, vom TSA an die DIH gesendet, sodaß das vom TSA zurückempfangene Signal oder die Ausgangssequenz y(t) (nicht gezeigt) ähnlich ist, mit Ausnahme der Amplitude, welche proportional dem Wert von a∅ ist, wie in Fig.4(b) gezeigt, jedoch verzögert zu diesem Signal. Im TSA wird der Wert dieser Verzögerung durch Korrelation beider Signale durch hier nicht gezeigte, aber für den Fachmann bekannte Mittel erhalten.
Es wird darauf hingewiesen, daß diese Verzögerung immer durch eine ganzzahligen Anzahl von diskreten Zeitintervallen T ausgedrückt wird, d. h., daß k ganzzahlig ist. Diese Verzögerung ist z. B. 4 T.

PROG 4

Der Übertragungsweg zwischen TSA und DSP für PROG 3 wird beibehalten und bis zum TSS ausgedehnt und eine oben beschriebene Eingangssequenz x(t) wird vom TSA zum TSS gesendet.
Es wird darauf hingewiesen, daß während der Ausführung von PROG 4 die Zusammenarbeit mit dem Teilnehmer, der seinen Apparat TSS abheben muß, um den Schalter HS zu öffnen, einer Nachbildung in der Prüfschaltung TC vorzuziehen ist, wil dann die Messung auf der tatsächlichen Teilnehmerleitung LI∅/LI1 erfolgt.
Während der Ausführung von PROG 4 sind die Koeffizienten a∅ bis a3 und B der DIH alle auf ∅ gesetzt, sodaß kein Signal die DIH passieren kann und daß die im TSA zurückempfangenen Abtastwerte die Abtastwerte y(kT), mit k = ∅, 1, 2, ..., des durch die DIH zu kompensierenden Echosignals y(t) sind. Diese Abtastwerte und das resultierende Echosignal sind in Fig. 4(b) dargestellt.
Die obige, von PROG 3 bestimmte Verzögerung, z. B. gleich 4 T, bedeutet, daß die in den Fig. 4(b) bis 4(f) gezeigten Signalwellenformen in der Zeitachse um ein Zeitinterval von 4 T verschoben werden müssen, damit die Werte der in Fig. 4(g) gezeigten Abtastproben von y(t) mit jenen der Faktoren, mit denen a∅ bis a3 und B in der obigen Gleichung (4) multipliziert werden, übereinstimmen. Beispielsweise sind die Auswirkungen der Filterkoeffizienten auf die Auslöschung der Abtastwerte G 7 (für k=7) in Fig. 4(g) gleich B7 bis F7 (für k=3) wie in den Fig. 4(b) bis 4(f) gezeigt, sodaß die Gleichung folgendermaßen aussieht:
G7 = a∅.B7 + a1.C7 + a2.D7 + a3.E7 + B.F7 (10)
Auf dieselbe Weise kann man vier weitere ähnliche Gleichungen aufstellen, die z. B. die Werte G 8 bis G 11 von y(t) mit den entsprechenden Werten der Auswirkungen verknüpfen:
G8 = a∅.B8 + al.C8 + a2.D8 + a3.E8 + B.F8 (11)
G9 = a∅.B9 + al.C9 + a2.D9 + a3.E9 + B.F9 (12)
G10 = a∅.B10 + a1.C1∅ + a2.D1∅ + a3.E1∅ + B.F1∅ (13)
G11 = a∅.B11 + a1.C11 + a2.D11 + a3.E11 + B.F11 (14)
Aus diesen 5 Gleichungen (10) bis (14) kann PROG 4 die Werte der Filterkoeffizienten a∅ bis a3 und B errechenen.
Die neuen von PROG 4 errechneten Filterkoeffizienten ersetzen dann die alten im Hilfsspeicher AM des obengenannten DSP und PROG 1 beginnt wieder zwecks weiterer Überprüfung zu laufen.
Wenn die mit dem an der Vermittlungsanlage angeschalteten Teilnehmet errechneten neuen Koeffizienten den Anforderungen entsprechen, wird ein Flag gesetzt, um zu verhindern, daß PROG 1 eine weitere Überprüfung unter Verwendung der Netzwerknachbildung in der TC während einer nachfolgenden Wartungsprozedur ausführt und falsche Echowert weitergibt.

Claims

1. Echokompensator-System (DIH, AD2, TSA) für ein Nachrichtenübertragungssystem das einem einstellbaren Echokompensator (DIH, AD2) und Prozessormittel (TSA) enthält, wobei der Echokompensator zwischen dem Empfangszweig (RI,RO) und dem Sendezweig (TI, TO) einer Sende/Empfangs-Einrichtung (TSS, ASM) geschaltet ist und ein digitales Filter (DIH), das ein Nachbildungssignal eines Echosignals erzeugt, welches am Sendezweig durch ein auf dem Empfangszweig auftretendes Eingangssignal entsteht, und eine Subtraktionsschaltung (AD2) enthält, die das Nachbildungssignal vom Echosignal subtrahiert, wobei das Eingangssignal, das Echosignal und das Nachbildungssignal digitale Signalproben sind und das digitale Filter eine Anzahl von Multiplizierern (M1-M5), von denen jeder einen Koeffizienten (a∅ - a3, B) des digitalen Filters mit einem Faktor multipliziert, der eine Funktion des genannten Eingangssignales darstellt, und Addiermittel (A1) enthält, die die Ausgangssignale der Multiplizierer addieren und so Proben der Nachbildungssignale erzeugen, wobei die Prozessormittel so ausgebildet sind, daß sie an den Empfangszweig (RI) ein Eingangssignal (x(t)) abgeben und die Filterkoeffizienten festlegen durch Messung (PROG4) einer Anzahl von Proben (y[kT]) des auf dem Sendezweig (TO) empfangenen zurückkehrenden Echosignals (y(t)) wenn alle Filterkoeffizienten auf ∅ gesetzt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessormittel (TSA) weiters imstande sind, die Faktoren der Nachbildungssignalproben zu messen (PROG2) und zwar durch aufeinanderfolgendes Messen der Nachbildungssignalproben, die man an einem ersten, dem veränderbaren Echokompensator (DIH, AD2) relativ nahen Ort erhält, wenn das Echokompensatorsystem von den anderen Teilen des Nachrichtenübertragungssystem getrennt ist und wenn alle Filterkoeffizienten (a∅ - a3, B), mit Ausnahme jenes mit dem der Faktor multipliziert wird, auf Null gesetzt sind, daß die Prozessormittel imstande sind, die Anzahl von Proben (y[kT]) des Echosignals (y(t)) von einem zweiten, dem veränderbaren Echokompensator relativ fernen Ort zu messen (PROG4), daß diese Prozessormittel zur Korrelierung der Messungen (PROG2, PROG4), die bei den genannten ersten und zweiten Orten durchgeführt werden, weiters imstande sind, die Verzögerung zu messen (PROG3), der ein Signal bei der Übertragung zwischen dem ersten Ort und dem zweiten Ort ausgesetzt ist, und daß die Filterkoeffizienten als eine Funktion der beiden genannten Faktoren der Nachbildungssignalproben und der Anzahl von Echosignalproben ermittelt werden.

2. Echokompensatorsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Ort für eine Anzahl von Sende/Empfanseinrichtungen (TSM, ASM) gemeinsam vorgesehen ist.

3. Echokompensatorsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dieser zweite Ort mit den Sende/Empfangseinrichtungen (TSS, ASM) über Zeitmultiplex(TDM)-Übertragungswege verbunden ist.

4. Echokompensatorsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Ort der Standort der Sende/Empfangseinrichtung (TSS, ASM) ist.

5. Echokompensatorsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Echosignalproben (y[kT]) vor Ort am zweiten Standort (TSA) und daß die Nachbildungssignalproben in einem Labor, welches den ersten Standort bildet, gemessen werden.

6. Echokompensatorsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessormittel (TSA) imstande sind, eine Anzahl von Echosignalproben (y[kT]) zu messen (PROG4), die der Anzahl (5) der zu bestimmenden Filterkoeffizienten (a∅ - a3, B) entsprechen, und imstande sind, diese Filterkoeffizienten zu bestimmen, durch Lösung der gleichen Anzahl (5) von mathematischen Beziehungen, von denen jede aus einer Summe von der gleichen Anzahl (5) von produkten gebildet wird, wobei jedes dieser Produkte gleich ist der Multiplikation eines einzelnen Faktors der Nachbildungssignalprobe mit dem korrespondierenden Filterkoeffizienten (o∅-a3, B).

7. Echokompensatorsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal (x(t)) eine digitalisierte und getastete Version einer analogen Pulsfolge ist.

8. Verfahren zur Bestimmung der Koeffizienten (a∅-a3, B) eines digitalen Filters(DIH) eines einstellbaren Echokompensators (DIH, AD2) für ein Nachrichtenübertragungssystem, wobei der einstellgbare Echokompensator zwischen dem Empfangszweig (RI,RO) und dem Sendezweig (TI,TO) einer Sende/Empfangseinrichtung (TSS,ASM) geschaltet ist und ein Nachbildungssignal eines Echo- Signals erzeugt, welches am Sendezweig durch ein auf dem Empfangszweig auftretendes Eingangssignal entsteht, wobei das Eingangssignal, das Echosignal und das Nachbildungssignal digitale Signalproben sind und das Echosignal und Nachbildungssignal voneinander durch eine Subtraktionsschaltung (AD2) subtrahiert wird und das digitale Filter eine Anzahl von Multiplizierern (M1-M5), von denen jeder einen Koeffizienten (a∅-a3, B) des digitalen Filters mit einem Faktor multipliziert, der eine Funktion des genannten Eingangssignals darstellt, und Addiermittel enthält, die die Ausgangssignale der Multiplizierer addiert und so Proben der Nachbildungssignale erzeugt, und das Verfahren weiters einen Schritt enthält zur Abgabe eines Eingangssignals (x(t)) und zur Messung (PROG4) einer Anzahl von Proben (y[kT]) des auf dem Sendezweig (T0) empfangenen zurückkehrenden Echosignals (y(t)) wenn alle Filterkoeffizienten auf ∅ gesetzt sind, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren einen weiteren Schritt enthält zum Messen (PROG2) der Faktoren der Nachbildungssignalproben und zwar durch aufeinanderfolgendes Messen der Nachbildungssignalproben, die man an einem erstem, dem veränderbaren Echokompensator (DIH, AD2) relativ nahen Ort erhält, wenn das Echokompensatorsystem von den anderen Teilen des Nachrichtenübertragungssystems getrennt ist und wenn Filterkoeffizienten (a∅-a3, B), mit Ausnahme jenes, mit dem der Faktor multipliziert wird, auf Null gesetzt sind, daß während des genannten ersten Verfahrensschritts die Anzahl von Proben (y[kT]) des Echosignals (y(t)) von einem zweiten, dem veränderbaren Echokompensator relativ fernen Ort gemessen (PROG4) werden und daß diese Filterkoeffizienten als eine Funktion der beiden genannten Faktoren der Nachbildungsproben und der Anzahl von Echosignalproben ermittelt werden.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten (a∅-a3, B) durch Prozessormittel (TSA) eines Echokompensatorsystems (DIH, AD2, TSA) nach Anspruch 1 ermittelt werden.