DE10350595B4

DE10350595B4 - Vorrichtung zur Echokompensation

Info

Publication number: DE10350595B4
Application number: DE2003150595
Authority: DE
Inventors: Heinrich Dr. Schenk
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2003-10-30
Filing date: 2003-10-30
Publication date: 2006-06-01
Anticipated expiration: 2023-10-31
Also published as: DE10350595A1

Abstract

Vorrichtung zur Echokompensation eines Empfangssignals, mit einer Echokompensatoreinrichtung (10) zur Erzeugung eines Echokompensationssignals (y) aus einem Sendesignal (u), wobei das Echokompensationssignal (y) eine durch das Sendesignal (u) in dem Empfangssignal (y0) hervorgerufene Echokomponente nachbildet, und wobei die Echokompensatoreinrichtung (10) nichtlineare Echokompensatormittel umfasst, und
mit einer Korrektureinrichtung (11) zur Korrektur des Empfangssignals (y0) durch Kombination des Empfangssignals (y0) mit dem Echokompensationssignal (y), um ein korrigiertes Empfangssignal (i) mit einer reduzierten Echokomponente zu erhalten,
dadurch gekennzeichnet,
dass die nichtlinearen Echokompensatormittel eine Parallelschaltung aus mindestens zwei Serienschaltungen aus jeweils ersten linearen Filtermitteln (30, 40), einer Parallelschaltung aus mehreren nichtlinearen Funktionsmitteln (31, 41) zur Realisierung einer nichtlinearen Funktion und zweiten lineare Filtermitteln (34, 44) umfassen, wobei den zweiten linearen Filtermitteln (34, 44) jeder Serienschaltung jeweils ein Kombinationssignal aus Ausgangssignalen der nichtlinearen Funktionsmittel (31, 41) der jeweiligen Serienschaltung zugeführt ist,
dass Kombinationsmittel (16) zur Kombination der Ausgangssignale der Serienschaltungen vorgesehen sind,...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Echokompensation eines Empfangssignals, d.h. eine Vorrichtung zur Unterdrückung einer von einem Sendesignal einer Kommunikationseinrichtung hervorgerufenen Echokomponente in einem Empfangssignal derselben Kommunikationseinrichtung.
Um die zur Verfügung stehende Bandbreite eines Übertragungskanals bzw. einer Übertragungsleitung möglichst optimal zu nutzen, werden üblicherweise Signale in beide Richtungen der Übertragungsleitung gleichzeitig in der gleichen Frequenzlage übertragen. Dieses Verfahren wird daher Gleichlageverfahren genannt.

7 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild für ein Übertragungssystem mit einem derartigen Übertragungsverfahren, wobei davon ausgegangen wird, dass über eine Übertragungsleitung 4 von Kommunikationseinrichtungen an beiden Seiten der Übertragungsleitung Signale sowohl gesendet als auch empfangen werden, d.h. die in 7 dargestellten Kommunikationseinrichtungen umfassen jeweils einen Sender 1 und einen Empfänger 2. Die Übertragungsleitung 4 ist auf beiden Seiten durch eine so genannte Hybridschaltung 3 abgeschlossen, wobei die Hybridschaltung 3 üblicherweise einen Übertrager enthält, welcher die Sende- und Empfangssignale galvanisch von den Leitungssignalen trennt sowie eine analoge Echokompensationseinrichtung mit einer Leitungsnachbildung, mit der ein Teil des vom Sender 1 auf den Empfänger 2 übergekoppelten Signals unterdrückt wird, enthält. Diese von dem jeweiligen Sendesignal auf das jeweilige Empfangssignal übergekoppelte Signalkomponente wird als Echo bezeichnet.

Die Leitungsdämpfung der Übertragungsleitung 4 kann mehr als 40dB betragen, d.h. das von dem Sender 1 der Gegenseite aus gesendete Signal wird mit entsprechend geringer Amplitude den Empfänger 2 erreichen. Andererseits wird das vom eigenen Sender 1 auf den eigenen Empfänger 2 eingekoppelte Signal, d.h. das Echo, nur vergleichsweise wenig durch die analoge Kompensationseinrichtung unterdrückt, wobei diesbezüglich die Dämpfung bei etwa 15 dB liegen kann, so dass das am Empfänger 2 anliegende Echosignal um 25dB bis 30dB größer als das eigentliche Nutzsignal der Gegenseite sein kann. Um die Übertragungsqualität durch das Echosignal nicht zu beeinträchtigen, muss das Restecho im Empfänger 2 mit Hilfe eines digitalen Echokompensators nochmals um mindestens 60dB unterdrückt werden.

In 8 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild des grundsätzlichen Aufbaus einer herkömmlichen Vorrichtung zur digitalen Echokompensation dargestellt. Das zu sendende Datensignal, d.h. das Sendesignal u(k), wird einerseits nach einer geeigneten Filterung durch ein digitales Sendefilter 5 zur Spektralformung mit anschließender Digital/Analog-Wandlung durch einen Digital/Analog-Wandler 6 und Verstärkung durch einen Verstärker 7 der Hybridschaltung 3 zugeführt, um über die Zweidraht-Übertragungsleitung 4 an den gewünschten Empfänger übertragen zu werden. Andererseits wird das Sendesignal u(k) einem digitalen Echokompensator 10 zugeführt, welcher aus dem Sendesignal u(k) ein Korrektur- bzw. Echokompensationssignal y(k) berechnet, welches möglichst exakt mit dem empfangenen Echosignal, d.h. dem durch das Sendesignal u(k) in dem Empfangssignal y0(k) hervorgerufenen Echo, übereinstimmt. Dieses Echokompensationssignal y(k) wird von dem jeweiligen Empfangssignal y0(k), welches von der Hybridschaltung 3 einem Analog/Digital-Wandler 8 und einem nachgeschalteten Empfangsfilter 9 zugeführt wird und aus dem Nutzsignal vom anderen Ende der Übertragungsleitung 4, der Echokomponente und einer Rauschkomponente besteht, mit Hilfe eines Addierers 11 abgezogen, um ein korrigiertes Empfangssignal e(k) mit einer zumindest reduzierten oder vollständig eliminierten Echokomponente zu erhalten, wobei das korrigierte Empfangs signal e(k) hinsichtlich des darin enthaltenen Restechos auch als Restfehlersignal betrachtet werden kann.

Der digitale Echokompensator 10 umfasst ein nichtrekursives Filter, dessen Koeffizienten adaptiv abhängig von dem korrigierten bzw. echokompensierten Empfangssignal e(k) eingestellt werden. Die adaptiv eingestellten Koeffizienten dieses nichtrekursiven Filters stellen die Impulsantwort des digitalen Echokompensators 10 dar. Diese muss im Idealfall mit der Echoimpulsantwort übereinstimmen. Dies setzt jedoch voraus, dass die in dem Empfangssignal enthaltene Echokomponente nur lineare und keine nichtlinearen Verzerrungen aufweist. Treten jedoch zusätzlich nichtlineare Verzerrungen, beispielsweise im Sendeverstärker 7 oder in der Hybridschaltung 3 bzw. dem darin enthaltenen Übertrager, auf, lassen sich diese mit einem linearen Echokompensator mit nichtrekursivem Filter nicht kompensieren.

Grundsätzlich ist bekannt, dass Nichtlinearitäten mit Hilfe eines so genannten Voltera-Filters modelliert werden können. Hierbei kann allgemein das Ausgangssignal eines nichtlinearen Systems, im vorliegenden Fall das Echokompensationssignal y(k) eines nichtlinearen digitalen Echokompensators, abhängig vom Eingangssignal, d.h. im vorliegenden Fall dem jeweiligen Sendesignal der bidirektionalen Kommunikationseinrichtung (welche auch als Transceiver bezeichnet werden kann), wie folgt beschrieben werden

Dabei bezeichnet u(k) das zeitdiskrete digitale Sendesignal, welches dem nichtlinearen Echokompensator zugeführt wird, und y(k) das zeitdiskrete und digitale Echokompensationssignal des digitalen Echokompensators zu Abtastzeitpunkten k·T, wobei T das Abtastintervall und k den Abtastindex bezeichnet. Der erste Term der Gleichung (1) definiert einen Gleichanteil (Offset) und der zweite Term einen linearen Anteil des nichtlinearen digitalen Echokompensators. Die Werte h1(i) definieren dabei die Impulsantwort dieses linearen Anteils. Die weiteren Teile der Gleichung (1) beschreiben den nichtlinearen Anteil, wobei die Werte h2(i1, i2), h3(i1, i2, i3), ... als Voltera-Kerne bezeichnet werden.

Die Realisierung des digitalen nichtlinearen Echokompensators gemäß Gleichung (1) kann grundsätzlich mit Hilfe eines nichtlinearen digitalen Filters erfolgen, was jedoch mit einem hohen Realisierungsaufwand verbunden ist, da sich selbst bei sehr großer Beschränkung des Filtergedächtnisses digitale Filter mit einer sehr großen Koeffizientenanzahl ergeben.

Daher wurde in „Nonlinear Line Echo Cancellation Using a Simplified Second Order Voltera Filter", F. Küch and W. Kellermann, International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing (ICASSP 2002), Orlando, Florida, Mai 2002 ein vereinfachtes System zur nichtlinearen Echokompensation vorgeschlagen, welches sich durch eine Voltera-Reihe zweiter Ordnung gemäß folgender Gleichung beschreiben lässt:

Dieses nichtlineare System gemäß der Gleichung (2) lässt sich beispielsweise wie in 9 gezeigt realisieren. Der lineare Anteil von Gleichung (2) kann durch einen herkömmlichen linearen Echokompensator, beispielsweise in Form eines nicht rekursiven digitalen Filters 15, realisiert sein. Der nichtlineare Anteil von Gleichung (2) kann durch einen rein nichtli nearen Echokompensator realisiert sein, welcher sich aus einer Serien- oder Kettenschaltung eines ersten linearen Filters 12, einer Einrichtung 13 zur Realisierung einer nichtlinearen Funktion, beispielsweise einer Potenz zweiter Ordnung, und eines zweiten linearen Filters 14 zusammensetzt. Die Ausgangssignale des linearen Echokompensators und des nichtlinearen Echokompensators werden mit Hilfe eines Addierers 16 addiert, um das Echokompensationssignal y(k) zu erhalten. Obwohl dies in 9 nicht gezeigt ist, kann zusätzlich der Gleichanteil (Offset) der Gleichung (2) mit Hilfe eines Offsetkompensators kompensiert werden, dessen Ausgangssignal ebenfalls dem Addierer 16 zugeführt wird. In 9 bezeichnen h(i), h1(i) bzw. h2(i) die Impulsantworten der linearen digitalen Filter 15, 12 bzw. 14.

Obwohl sich somit mit Hilfe der in 9 gezeigten Vorrichtung sowohl lineare als auch nichtlineare Verzerrungen in der Echokomponente des jeweiligen Empfangssignals mit einem vertretbaren Realisierungsaufwand kompensieren lassen, besteht ein mit diesem Ansatz verbundenes Problem darin, dass dieser Ansatz auf Systeme beschränkt ist, welche sich durch eine Voltera-Reihe zweiter Ordnung beschreiben lassen, so dass die Einsetzbarkeit stark eingeschränkt ist.

Aus der US 2003/0063663 A1 ist eine Vorrichtung zur Echokompensation mit den Merkmalen des Oberbegriffs des unabhängigen Anspruchs 1 bekannt. Diese Echokompensationsvorrichtung weist einen Echokompensationspfad auf, welcher sich aus abwechselnd angeordneten linearen und nichtlinearen Stufen zusammensetzt, wobei in dieser Druckschrift auch angedeutet ist, dass komplexere Architekturen mit parallel geschalteten Stufen sowie Serienschaltungen möglich sind.

Die US 4,937,813 offenbart die Verwendung eines linearen Echokompensators kombiniert mit zwei nichtlinearen Echokompensatoren, wobei die Ausgangssignale der einzelnen Echokompensatoren von einem Addierer addiert werden, um das gewünschte Echokompensationssignal zu erhalten. Der erste nichtlineare Echokompensator erhält als Eingangssignal das Ausgangssignal des linearen Echokompensators, während der Eingang des zweiten nichtlinearen Echokompensators mit einem Ausgangsanschluss der Ausgangsstufe eines entsprechenden Senders verbunden ist. Als mögliche Realisierung eines nichtlinearen Echokompensators wird darüber hinaus in dieser Druckschrift vorgeschlagen, eine Vielzahl von Multiplizierern miteinander derart zu verschalten, dass hierdurch ein Echokompensationssignal erhalten wird, welches eine Polynomfunktion des jeweiligen Eingangssignals dieses Echokompensators ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Vorrichtung zur Echokompensation bereitzustellen, welche zur Kompensation von Echos geeignet ist, die nichtlineare Echoanteile enthalten, und welche sich mit einem geringen Realisierungsaufwand allgemein einsetzen lassen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Vorrichtung zur Echokompensation mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Echokompensation umfasst eine Echokompensatoreinrichtung zur Erzeugung eines Echokompensationssignals aus einem Sendesignal einer der jeweiligen Vorrichtung zugeordneten Kommunikationseinrichtung, wobei das Echokompensationssignal eine durch das Sendesignal in einem von derselben Kommunikationseinrichtung empfangenen Empfangssignal hervorgerufenen Echokomponente nachbildet, sowie eine Korrektureinrichtung zur Korrektur des Empfangssignals durch Kombination des Empfangssignals mit dem Echokompensationssignal, um ein korrigiertes Empfangssignal mit einer zumindest reduzierten Echokomponente zu erhalten. Dabei wird erfindungsgemäß davon ausgegangen, dass die Echokomponente einen nichtlinearen Anteil umfasst, so dass die Echokompensatorein richtung entsprechend nichtlineare Echokompensatormittel umfasst.

Erfindungsgemäß umfassen die nichtlinearen Echokompensatormittel eine Serienschaltung aus ersten linearen Filtermitteln, einer Parallelschaltung aus mehreren nichtlinearen Funktionsmitteln zur Realisierung jeweils einer nichtlinearen Funktion bzw. Funktionalität und zweiten linearen Filtermitteln, wobei ein Kombinationssignal aus Ausgangssignalen der einzelnen nichtlinearen Funktionsmittel den zweiten linearen Filtermitteln zugeführt ist, um aus dem Ausgangssignal der zweiten linearen Filtermittel das Echokompensationssignal zur Korrektur des echobehafteten Empfangssignals abzuleiten.

Bei dieser Ausgestaltung kann die Anzahl der insgesamt erforderlichen digitalen Filter deutlich reduziert werden.

Die Kombination der Ausgangssignale der einzelnen nichtlinearen Funktionsmittel, welche wiederum unterschiedliche Potenzen des ihnen zugeführten Ausgangssignals der ersten linearen Filtermittel realisieren können, kann insbesondere einer Addition der Ausgangssignale der einzelnen nichtlinearen Funktionsmittel entsprechen.

Vorzugsweise ist jedem Zweig der Parallelschaltung der nichtlinearen Funktionsmittel eine Gewichtungseinrichtung zur Gewichtung des jeweiligen Zweigs, insbesondere zur Gewichtung des jeweiligen Ausgangssignals der entsprechenden nichtlinearen Funktionsmittel, zugeordnet.

Die nichtlinearen Echokompensatormittel weisen erfindungsgemäß eine Parallelschaltung aus mehreren Serienschaltungen der zuvor beschriebenen Art, insbesondere aus zwei Serienschaltungen der zuvor beschriebenen Art, auf, wobei eine Serienschaltung eine Parallelschaltung von allen nichtlinearen Funktionsmitteln, welche eine gerade Potenz realisieren, umfasst, während eine andere Serienschaltung eine Parallel schaltung von allen nichtlinearen Funktionsmitteln aufweist, die eine ungerade Potenz realisieren, wobei diese Aufteilung der nichtlinearen Funktionsmittel nicht auf die Realisierung von Potenzen beschränkt ist, sondern allgemein kann die eine Serienschaltung alle nichtlinearen Funktionsmittel mit einem geraden Verlauf und die andere Serienschaltung alle nichtlinearen Funktionsmittel mit einem ungeraden Verlauf umfassen.

Die Echokompensatoreinrichtung kann Offsetkompensationsmittel zur Kompensation eines Gleichanteils im Echo sowie lineare Echokompensatormittel zur Kompensation linearer Echoanteile umfassen. Ebenso kann eine adaptive Steuerung bzw. Einstellung der nichtlinearen Echokompensatormittel sowie der linearen Echokompensatormittel und der Offsetkompensationsmittel abhängig von dem echokompensierten Empfangssignal gemäß entsprechender Einstellvorschriften vorgesehen sein.

Die erfindungsgemäße Echokompensationsvorrichtung ist insbesondere digital ausgestaltet und eignet sich allgemein zum Einsatz in Kommunikationseinrichtungen beliebiger Art. Insbesondere eignet sich die vorliegende Erfindung jedoch zum Einsatz in xDSL-Transceivern, wobei die erfindungsgemäße Echokompensationsvorrichtung allgemein zur Kompensation von Echos geeignet ist, welche nichtlineare Echoanteile enthalten. Dies eröffnet die Möglichkeit, Nichtlinearitäten im Analogteil der entsprechenden Kommunikationseinrichtung, wie beispielsweise in Folge von billigeren Übertragern oder leistungsärmeren Leitungstreibern, im Digitalteil der jeweiligen Kommunikationseinrichtung zu kompensieren. Aufgrund der Tatsache, dass die vorliegende Erfindung zwar auf einer Modellierung der Nichtlinearitäten auf Basis von Voltera-Reihen bzw. Voltera-Filtern aufbaut, ohne auf ein derartiges Voltera-System zweiter Ordnung beschränkt zu sein, ist ein größtmöglicher Einsatzbereich der vorliegenden Erfindung gewährleistet, wobei sich die Erfindung darüber hinaus einfach digital realisieren lässt.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert.
1 zeigt ein Blockschaltbild einer beispielhaften digitalen Echokompensationsvorrichtung,
2 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren beispielhaften digitalen Echokompensationsvorrichtung,
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Echokompensationsvorrichtung,
4 zeigt eine Variante des in 3 dargestellten Ausführungsbeispiels,
5 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Generierung von Zwischensignalen, welche zur adaptiven Steuerung bzw. Einstellung von Filterkoeffizienten bei der in 2–5 dargestellten Echokompensationsvorrichtung eingesetzt werden können,
6 zeigt eine Schaltungsanordnung für ein in 2 dargestelltes digitales Filter zur Kompensation eines nichtlinearen Echoanteils in Kombination mit einer Schaltungsanordnung zur adaptiven Einstellung von Filterkoeffizienten dieses digitalen Filters,
7 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bidirektionalen Übertragungssystems mit Gleichlageverfahren, auf welches die vorliegende Erfindung anwendbar ist,
8 zeigt eine Kommunikationseinrichtung, beispielsweise zum Einsatz des in 7 dargestellten Übertragungssystems, mit Echokompensation, auf welche die vorliegende Erfindung anwendbar ist, und
9 zeigt einen vereinfachten nichtlinearen digitalen Echokompensator gemäß dem Stand der Technik, welcher sich durch eine Voltera-Reihe zweiter Ordnung beschreiben lässt.
In 1 ist eine Vorrichtung zur Echokompensation dargestellt, welche beispielsweise wie in 8 gezeigt in eine entsprechende Kommunikationseinrichtung, beispielsweise einem xDSL-Transceiverbaustein, integriert sein kann. Die Vorrichtung zur Echokompensation wird nachfolgend der Einfachheit halber als Echokompensator bezeichnet.
Dem Echokompensator 10 ist wie üblich das Sendesignal u(k) der jeweiligen Kommunikationseinrichtung zugeführt. Der Echokompensator 10 umfasst einen linearen Echokompensator 15 zur Kompensation von linearen Echoanteilen, wobei der lineare Echokompensator 15 beispielsweise als ein nichtrekursives digitales Filter mit der Impulsantwort h(i) realisiert sein kann.
Darüber hinaus umfasst der Echokompensator 10 einen nichtlinearen Echokompensator zur Kompensation von nichtlinearen Echoanteilen, wobei der nichtlineare Echokompensator gemäß dem dargestellten Ausführungsbeispiel mehrere parallel geschaltete Zweige 20 mit jeweils einer Serienschaltung aus einem ersten linearen Filter 21, einer konzentrierten und gedächtnislosen Nichtlinearität 22 und einem zweiten linearen Filter 23 umfasst. Die linearen Filter 21 und 23 können jeweils in Form eines digitalen nichtrekursiven Filters mit den Impulsantworten h1j(i) bzw. h2j(i) mit j = 1, 2...n realisiert sein, wobei n die Anzahl der parallelen Zweige 20 des nichtlinearen Echokompensators bezeichnet. Die konzentrierten Nichtlinearitäten 22 dienen jeweils zur Realisierung einer nichtlinearen Funktionalität und stellen bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel jeweils Potenzen des jeweiligen Ausgangssignals des vorgeschalteten ersten linearen Filters 21 dar, wobei in jedem Zweig 20 eine andere Potenz realisiert ist.
Die Ausgangssignale der einzelnen Zweige 20 des nichtlinearen Echokompensators werden mit dem Ausgangssignal des linearen Echokompensators über Addierer 16 addiert, um als Additionssignal das Echokompensationssignal y(k) zu erhalten, welches wie in 8 gezeigt von dem jeweils zugeführten Empfangssignal y0(k) subtrahiert wird, um das korrigierte Empfangssignal e(k) mit einer zumindest reduzierten oder vollständig kompensierten Echokomponente zu erhalten.
Bei dem in 1 dargestellten Beispiel umfasst der insbesondere vollständig digital ausgestaltete Echokompensator 10 zudem einen Offsetkomparator 17 zur Kompensation eines Gleichanteils oder Offsets in dem Echo. Das Ausgangssignal des Offsetkomparators 17 wird zu den Ausgangssignalen des linearen Echokompensators und des nichtlinearen Echokompensators hinzuaddiert, um das endgültige Echokompensationssignal y(k) zu erhalten. Der Offsetkomparator 17 kann entfallen, wenn das zu kompensierende Echo keinen Gleichanteil enthält, was beispielsweise dann der Fall sein kann, wenn im Empfangszweig ein Hochpassfilter enthalten ist.
In 2 ist ein weiterer Echokompensator dargestellt.
Auch gemäß 2 umfasst der Echokompensator 10 analog zu 1 einen linearen Echokompensator 15 sowie einen Offsetkompensator 17, deren Ausgangssignale über Addierer 16 zum Echokompensationssignal y(k) beitragen.
Wie aus 2 ersichtlich ist, umfasst der nichtlineare Abschnitt des Echokompensators 10 jedoch im Gegensatz zu 1 lediglich ein erstes lineares Filter 30 mit der Impulsantwort h1(i) und ein zweites lineares Filter 34 mit der Impulsantwort h2(i), wobei zwischen den beiden linearen Filtern mehrere konzentrierte Nichtlinearitäten 31 in Parallelschaltung angeordnet sind, deren Ausgangssignale jeweils über Gewichtungseinrichtungen 32 mit Gewichtungsfaktoren c₂...c_n gewichtet werden. Die Ausgangssignale der einzelnen Zweige dieser Pa rallelschaltung werden über einen Addierer 33 aufsummiert und schließlich dem zweiten linearen Filter 34 als Eingangssignal zugeführt. Wie bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel stellen auch gemäß 2 die einzelnen Nichtlinearitäten 31 jeweils unterschiedliche Potenzen dar, wobei gemäß 2 allen Nichtlinearitäten 31 als Eingangssignal das Ausgangssignal des ersten linearen Filters 30 zugeführt ist.
Während für die Anordnung von 1 insgesamt 2n einzelne digitale Filter zur Realisierung des nichtlinearen Echokompensators erforderlich sind, werden gemäß 2 lediglich zwei einzelne digitale Filter für den nichtlinearen Echokompensator benötigt, so dass sich das in 2 dargestellte Ausführungsbeispiel mit einem geringeren Aufwand realisieren lässt.
Bei dem in 3 dargestellten erfindungsgemäßen Echokompensator, welcher im Wesentlichen auf dem in 2 dargestellten Echokompensator aufbaut, ist der nichtlineare Abschnitt des digitalen Echokompensators 10 in zwei Zweige aufgeteilt, wobei jeder dieser Zweige in Übereinstimmung mit 2 aus einer Serienschaltung eines ersten linearen Filters 30 bzw. 40, einer Parallelschaltung mehrerer gedächtnisloser Nichtlinearitäten 31 bzw. 41 und eines zweiten linearen Filters 34 bzw. 44 besteht. Gemäß 3 sind im ersten Zweig alle Nichtlinearitäten 31 mit einem geraden Exponenten zusammengefasst, während im zweiten Zweig alle Nichtlinearitäten mit einem ungeraden Exponenten zusammengefasst sind, wobei wiederum ähnlich zu 2 jede Nichtlinearität 31 bzw. 41 eine Potenz des ihr jeweils zugeführten Ausgangssignals des vorgeschalteten ersten linearen Filters 30 bzw. 40 darstellt. Die statischen Nichtlinearitäten 31 im ersten Zweig werden daher durch eine gerade Funktion beschrieben, während die statischen Nichtlinearitäten 41 im zweiten Zweig durch eine ungerade Funktion beschrieben werden. Jeder Nichtlinearität 31 bzw. 41 ist wiederum eine Gewichtungseinrichtung 32 bzw. 42 zur Gewichtung des Ausgangssignals der jeweiligen Nichtlinea rität 31 bzw. 41 mit Gewichtungsfaktoren zugeordnet, wobei die Ausgangssignale der einzelnen Gewichtungseinrichtungen 32 bzw. 42 mit Hilfe eines Addierers 33 bzw. 43 aufsummiert werden, um das Eingangssignal für das jeweilige zweite lineare Filter 34 bzw. 44 zu erhalten.
Die Ausgangssignale der beiden Zweige des nichtlinearen Abschnitts des Echokompensators 10 werden mit Hilfe von Addierern 16 mit dem Ausgangssignal des linearen Echokompensators 15 sowie dem Ausgangssignal des Offsetkompensators 17 addiert, um das Echokompensationssignal y(k) zu erhalten.
In 4 ist eine Variante des in 3 dargestellten Echokompensators dargestellt, wobei ähnlich zu der in 3 dargestellten Variante der nichtlineare Abschnitt des Echokompensators 10 wiederum in zwei Zweige unterteilt ist, welche analog zu 3 aufgebaut sind. Im ersten Zweig des nichtlinearen Abschnitts des digitalen Echokompensators 10 sind wiederum Nichtlinearitäten 31 zusammengefasst, welche eine gerade Funktion besitzen, wobei dies gemäß 4 durch die Verwendung von Nichtlinearitäten mit unterschiedlichen Potenzen in Kombination mit einer Betragsbildungsfunktion erzielt wird. Im zweiten Zweig des nichtlinearen Abschnitts des digitalen Echokompensators 10 sind wiederum Nichtlinearitäten 41 mit einer ungeraden Funktion zusammengefasst, wobei dies gemäß 4 dadurch erzielt wird, dass die Nichtlinearitäten 41 unterschiedliche Potenzen in Kombination mit einer Betragsbildungsfunktion sowie einer Vorzeichenfunktion darstellen. Die grundsätzliche Funktionsweise von 4 entspricht der Funktionsweise von 3, so dass an dieser Stelle nicht näher darauf eingegangen werden muss.
Wie bereits anhand von 8 erläutert worden ist, werden im Betrieb die Koeffizienten des Echokompensators 10 adaptiv in Abhängigkeit von dem echokompensierten Empfangssignal e(k) eingestellt. Da der erfindungsgemäße Echokompensator 10 nicht nur einen linearen Abschnitt, sondern auch einen nichtlinea ren Abschnitt aufweist, ist es erforderlich, alle Filterkoeffizienten sowie die Gewichtungsfaktoren der verschiedenen Nichtlinearitäten adaptiv einzustellen, wobei dies insbeson dere deshalb erforderlich ist, da sowohl die linearen als auch die nichtlinearen Verzerrungen der Echoimpulsantwort zunächst nicht bekannt sind.
Wie bei der adaptiven Einstellung des linearen Abschnitts werden zur adaptiven Einstellung des nichtlinearen Abschnitts die Filterkoeffizienten und Gewichtungsfaktoren iterativ derart eingestellt, dass der quadratische Fehler, d.h. das im echokompensierten Empfangssignal e(k) enthaltene Restecho, minimal wird. Den Fehler erhält man, wenn das Ausgangssignal y(k) des Echokompensators 10 wie in 8 gezeigt von dem empfangenen Echosignal y0(k) subtrahiert wird: e(k) = y0(k) – y(k) (3)
Um den quadratischen Fehler zu minimieren, müssen sämtliche Parameter in Richtung des entsprechenden negativen Gradienten verändert werden. Hierzu kann die Ableitung des quadratischen Fehlers nach sämtlichen Einstellparametern gebildet werden. Bezeichnet man einen beliebigen Parameter des Echokompensators mit p_i, so erhält man:
Die Einstellvorschrift für die iterative Einstellung des Parameters p_i des Echokompensators 10 lautet somit:
Mit dem einstellbaren Parameter μ kann dabei die Einstellgeschwindigkeit und die Genauigkeit der Einstellung beeinflusst werden. Aus Stabilitätsgründen sollte dieser Parameter einen gewissen Schwellenwert nicht überschreiten.
Die durch Gleichung (5) angegebene Einstellvorschrift gilt für alle Parameter des digitalen Echokompensators 10, d.h. für die Koeffizienten des linearen Echokompensators, für die Koeffizienten des Offsetkompensators und für die Filterkoeffizienten des nichtlinearen Echokompensators sowie die Gewichtungskoeffizienten der gedächtnislosen Nichtlinearitäten des nichtlinearen Echokompensators. Nachfolgend sollen nun die genauen Einstellvorschriften für die einzelnen Teilsysteme des digitalen Echokompensators 10 angegeben werden, wobei davon ausgegangen wird, dass nichtrekursive digitale Filter (FIR-Filter) sowohl für den linearen als auch für den nichtlinearen Teil des digitalen Echokompensators 10 eingesetzt werden.
Das Echokompensationssignal y(k) setzt sich additiv aus dem linearen Anteil y1(k), dem Offsetanteil offset(k) und dem nichtlinearen Anteil y2(k) zusammen (vgl. 2). Die gemäß der Einstellvorschrift von Gleichung (5) erforderlichen partiellen Ableitungen des Fehlers nach den Parametern kann daher für jedes Teilsystem getrennt durchgeführt werden. Es ergeben sich somit die folgenden Beziehungen für die einzelnen Teilsysteme des digitalen Echokompensators 10:
offset(k + 1) = offset(k) + μ·e(k) (7)
Die Gleichung (6) beschreibt die Einstellvorschrift für den linearen Echokompensator, d.h. den linearen Anteil des Echokompensators 10, die Gleichung (7) beschreibt die Einstellvorschrift für den Offsetkompensator, und die Gleichung (8) beschreibt die Einstellvorschrift für den nichtlinearen Anteil des digitalen Echokompensators.
Bei Realisierung des linearen Echokompensators 15 als nichtrekursives digitales Filter kann das Ausgangssignal des linearen Echokompensators 15 wie folgt beschrieben werden:
Dabei stellen die Werte h_i mit i = 0...N die Impulsantwortwerte und somit die einzustellenden Filterkoeffizienten des digitalen Filters dar. Für diese Koeffizienten erhält man die folgende Einstellungsvorschrift: hi(k + 1) = hi(k) + μ·e(k)·u(k – i) (10)
Zur Herleitung der Einstellvorschrift des nichtlinearen Anteils des digitalen Echokompensators 10 können für das in 2 dargestellte Ausführungsbeispiel die Ausgangssignale der einzelnen Nichtlinearitäten 31 vor ihrer Gewichtung durch die Gewichtungseinrichtungen 32 mit v_j(k) mit j = 2...n bezeichnet werden. Wird darüber hinaus das Ausgangssignal des ersten linearen Filters 30 mit v(k) und das Ausgangssignal des Ad dierers 33, welches zugleich das Eingangssignal des zweiten linearen Filters 34 ist, mit w(k) bezeichnet (vgl. 2), so gelten folgende Zusammenhänge:
Für die Filterkoeffizienten des zweiten linearen Filters 34 kann analog zu dem linearen Echokompensator 15 die folgende Einstellvorschrift erhalten werden: h2i(k + 1) = h2i(k) + μ·e(k)·w(k – i) (15)
Damit eine eindeutige Lösung des Gesamtsystems gefunden werden kann, muss ein Koeffizient immer fest vorgegeben werden. Es wird daher nachfolgend der erste Koeffizient h2₀ mit einem festen Wert h20 initialisiert und nachfolgend nicht mehr verändert: h20 = h20 (16)
Zur Herleitung der restlichen Parameter des nichtlinearen Echokompensators können vereinfachend zur Berechnung der partiellen Ableitung nach den Parametern des nichtlinearen Echokompensators die variablen Koeffizienten des zweiten linearen Filters 34 vernachlässigt werden, so dass man erhält: y2(k) ≈ w(k)·h20 (17)
Daraus ergibt sich:
Der konstante Wert h20 kann in die Stellgröße mit einbezogen werden, womit sich die Einstellvorschrift für die Gewichtungsfaktoren der statischen Nichtlinearitäten 31 von 2 ergibt: cj(k + 1) = cj(k) + μ·e(k)·vj(k) oder cj(k + 1) = cj(k) + μ·e(k)·v(k)j j = 2, 3, ..., n (19)
Für das erste lineare digitale Filter 30 des nichtlinearen Echokompensators erhält man analog zu den bisherigen Beziehungen die Einstellvorschrift:
Wird ein Hilfssignal x(k) wie folgt definiert:
so kann die Einstellvorschrift für das zweite lineare digitale Filter 34 kompakt wie folgt beschrieben werden: h1i(k + 1) = h1i(k) + μ·e(k)·x(k)·u(k – i) (22)
In 5 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Signale w(k) und x(k) dargestellt, mit welcher in vorteilhafter Weise die Signale für die Nichtlinearitäten 31 sowie das Hilfssignal x(k) zur adaptiven Einstellung der Filterkoeffizienten des ersten linearen Filters 30 erzeugt werden können. Die Schaltungsanordnung umfasst im Wesentlichen digitale Multiplizierer 50 in Kombination mit den Gewichtungseinrichtungen 32 und dem Addierer 33 zur Erzeugung des Signals w(k) sowie weitere Gewichtungseinrichtungen 51 und einen Addierer 52 zur Erzeugung des Hilfssignals x(k).
6 zeigt eine Schaltungsanordnung des ersten linearen digitalen Filters 30 des nichtlinearen Echokompensators von 2 in Kombination mit einer Schaltungsanordnung zur ite rativen Einstellung des i-ten Filterkoeffizienten. Das digitale Filter setzt sich im Wesentlichen aus Verzögerungsgliedern 54 mit einer Verzögerungszeit T, welche der Abtastperiode entspricht, digitalen Multiplizierern 53 und einem Addierer 55 zusammen, um das Signal v(k) zu erzeugen. Die Schaltungsanordnung zur iterativen Einstellung des i-ten Koeffizienten des digitalen linearen Filters 30 umfasst in Übereinstimmung mit Gleichung (22) einen digitalen Multiplizierer 56 mit einem nachgeschalteten Addierer 57 und einem weiteren Verzögerungsglied 58. Der Vollständigkeit halber sei darauf hingewiesen, dass N die Gesamtzahl der Filterkoeffizienten bezeichnet.
Nachfolgend sollen die Einstellvorschriften für den in 1 dargestellten Echokompensator betrachtet werden. Für die Parametereinstellung des linearen Echokompensators 15 sowie für die Einstellung des Offsetkompensators 17 ergeben sich gegenüber dem in 2 dargestellten Echokompensator keine Änderungen. Für die Einstellvorschriften der digitalen Filter des nichtlinearen Echokompensators können die Beziehungen für den in 2 dargestellten Echokompensator sinngemäß übernommen werden. Für die Koeffizienten des zweiten linearen Filters 23 im j-ten Zweig (hier j = 1, 2, ...n) erhält man somit: h2ji(k + 1) = h2ji(k) + μ·e(k)·wj(k – i) (23)
Hierbei bezeichnet wj(k) das Eingangssignal des zweiten linearen Filters 23 im j-ten Zweig 20. Der erste Koeffizient h2j₀ wird auch hier fest vorgegeben und nicht verändert. Für die Einstellvorschrift der Koeffizienten des ersten linearen Filters 21 des j-ten Zweiges 20 erhält man: h1ji(k + 1) = h1ji(k) + μ·e(k)·xj(k)·u(k – 1) mit xj(k) = j·vj(k)j–1 (24)
Die Filtereinstellung für das in 3 dargestellte Ausführungsbeispiel erfolgt in gleicher Weise wie für den in 2 dargestellten Echokompensator.
Für die in 4 dargestellte Variante sind hingegen wegen der geänderten Nichtlinearitäten 31 bzw. 41 einige Modifikationen durchzuführen, wobei sich jedoch für die Filterkoeffizienten der beiden zweiten linearen Filter 34 und 44 keine Veränderungen ergeben. Die Einstellvorschriften dieser beiden linearen Filter 34 und 44 lauten wie folgt: h21i(k + 1) = h21i(k) + μ·e(k)·w1(k – i) h22i(k + 1) = h22i(k) + μ·e(k)·w2(k – i) (25)
Für die Einstellung der Gewichtungsfaktoren der statischen Nichtlinearitäten 32 des ersten Zweigs erhält man mit j = 2, 3...n: c1,j(k + 1) = c1,j(k) + μ·e(k)·|v1(k)|j (26)
Für die statischen Nichtlinearitäten 41 des zweiten Zweigs ergibt sich: c2,j(k + 1) = c2,j(k) + μ·e(k)·|v2(k)|j·sgn(v2(k)) (27)
Die Einstellvorschrift der Filterkoeffizienten für das erste lineare Filter 30 im ersten Zweig lautet:
Für die Filterkoeffizienten des ersten linearen Filters 40 im zweiten Zweig erhält man die Einstellvorschrift
Wie bei der iterativen Einstellung der Koeffizienten eines linearen Echokompensators sind auch bei der Einstellung der Koeffizienten des nichtlinearen Echokompensators im Hinblick auf einen möglichst geringen Realisierungsaufwand einige Vereinfachungen möglich. Bei linearen Echokompensatoren ist bekannt, dass für die Einstellung der Filterkoeffizienten anstatt des Fehlers auch dessen Vorzeichen und anstatt der Zustandsgröße u(k – i) ebenfalls dessen Vorzeichen herangezogen werden kann. Somit können für die Einstellung der Filterkoeffizienten des linearen Echokompensators 15 die folgenden Varianten verwendet werden: hi(k + 1) = hi(k) + μ·e(k)·sgn(u(k – i)) hi(k + 1) = hi(k) + μ·sgn(e(k))·u(k – i) hi(k + 1) = hi(k) + μ·sgn(e(k))·sgn(u(k – i)) (30)
Die Stellgröße μ muss je nach Variante angepasst werden. Es ist hier sinnvoll, die Stellgröße abhängig vom Zustand des Einstellvorgangs zu steuern, d.h. zu Beginn des Einstellvorgangs sollte eine große Stellgröße und am Ende des Einstellvorgangs eine möglichst kleine Stellgröße gewählt werden.
Auch für den nichtlinearen Echokompensator sind verschiedene Varianten durch Ersetzen der einzelnen Werte durch deren Vorzeichen möglich. Diesbezüglich kann auf die obigen Erläuterungen zu dem linearen Echokompensator verwiesen werden, so dass eine detaillierte Auflistung der verschiedenen Varianten nicht notwendig ist.
Eine iterative Einstellung der Filterkoeffizienten ist auch möglich, wenn das Fehlersignal aus Verarbeitungsgründen nur verzögert zur Verfügung steht. In diesem Fall ist in der Einstellvorschrift des Parameters zum Zeitpunkt k + 1 die Verzögerungszeit zu berücksichtigen. Beträgt z.B. die Verzögerungszeit λ Taktintervalle, dann ändert sich die Einstellvorschrift für die Filterkoeffizienten des linearen Echokompensators 15 wie folgt: hi(k + 1) = hi(k) + μ·e(k – λ)·u(k - λ - i) (31)
Eine entsprechende Modifikation kann auch bei der Einstellvorschrift für den nichtlinearen Echokompensator vorgenommen werden.

Claims

Vorrichtung zur Echokompensation eines Empfangssignals, mit einer Echokompensatoreinrichtung (10) zur Erzeugung eines Echokompensationssignals (y) aus einem Sendesignal (u), wobei das Echokompensationssignal (y) eine durch das Sendesignal (u) in dem Empfangssignal (y0) hervorgerufene Echokomponente nachbildet, und wobei die Echokompensatoreinrichtung (10) nichtlineare Echokompensatormittel umfasst, und mit einer Korrektureinrichtung (11) zur Korrektur des Empfangssignals (y0) durch Kombination des Empfangssignals (y0) mit dem Echokompensationssignal (y), um ein korrigiertes Empfangssignal (i) mit einer reduzierten Echokomponente zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass die nichtlinearen Echokompensatormittel eine Parallelschaltung aus mindestens zwei Serienschaltungen aus jeweils ersten linearen Filtermitteln (30, 40), einer Parallelschaltung aus mehreren nichtlinearen Funktionsmitteln (31, 41) zur Realisierung einer nichtlinearen Funktion und zweiten lineare Filtermitteln (34, 44) umfassen, wobei den zweiten linearen Filtermitteln (34, 44) jeder Serienschaltung jeweils ein Kombinationssignal aus Ausgangssignalen der nichtlinearen Funktionsmittel (31, 41) der jeweiligen Serienschaltung zugeführt ist, dass Kombinationsmittel (16) zur Kombination der Ausgangssignale der Serienschaltungen vorgesehen sind, um das Echokompensationssignal (y) zu erhalten, und dass in einer der Serienschaltungen die nichtlinearen Funktionsmittel (31) mit einem geraden Funktionsverlauf und in einer anderen der Serienschaltungen die nichtlinearen Funktionsmittel (41) mit einem ungeraden Funktionsverlauf zusammengefasst sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Sendesignal (u) den ersten linearen Filtermitteln (30) der nichtlinearen Echokompensatormittel als Eingangssignal zugeführt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokompensatoreinrichtung Offsetkompensationsmittel (17) zur Kompensation eines Gleichanteils der Echokomponente umfassen, wobei Kombinationsmittel (16) zur Kombination eines Ausgangssignals der Offsetkombinationsmittel (17) mit dem Ausgangssignal der zweiten linearen Filtermittel (34, 44) der nichtlinearen Echokompensatormittel vorgesehen sind, um das Echokompensationssignal (y) zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokompensatoreinrichtung (10) derart ausgestaltet ist, dass sie die Offsetkompensationsmittel (17) in Abhängigkeit von dem korrigierten Empfangssignal e adaptiv gemäß folgender Gleichung einstellt: offset(k + 1) = offset(k) + μ·e(k),wobei offset das Ausgangssignal der Offsetkompensationsmittel (17), e das korrigierte Empfangssignal, μ einen einstellbaren Parameter und k einen Abtastindex bezeichnet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–4, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokompensatoreinrichtung (10) lineare Echokompensatormittel (15) zur Kompensation eines linearen Anteils der Echokomponente umfasst, wobei den linearen Echokompensatormitteln (15) das Sendesignal (u) zugeführt ist, und wobei Kombinationsmittel (16) zur Kombination eines Ausgangssignals der linearen Echokompensatormittel (15) mit dem Ausgangssignal der nichtlinearen Echokompensatormittel vorgesehen sind, um das Echokompensationssignal (y) zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die linearen Echokompensatormittel (15) lineare Filtermittel umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokompensatoreinrichtung (10) derart ausgestaltet ist, dass sei die linearen Echokompensatormittel (15) adaptiv in Abhängigkeit von dem korrigierten Empfangssignal gemäß folgender Gleichung einstellt: hi(k + 1) = hi(k) + μ·e(k)·u(k – i),wobei h_i einen i-ten Filterkoeffizienten der linearen Filtermittel, μ einen einstellbaren Parameter, e das korrigierte Empfangssignal, u das Sendesignal und k einen Abtastindex bezeichnet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–7, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Zweig der Parallelschaltung der nichtlinearen Funktionsmittel (31, 41) eine Gewichtungseinrichtung (32, 42) zur Gewichtung des jeweiligen Zweiges aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokompensatoreinrichtung (10) derart ausgestaltet ist, dass sie Gewichtungsfaktoren der einzelnen Gewichtungseinrichtungen (32, 42) adaptiv in Abhängigkeit von dem korrigierten Empfangssignal gemäß folgender Gleichung einstellt: cj(k + 1) = cj(k) + μ·e(k)·vj(k),wobei c_j den Gewichtungsfaktor des j-ten Zweigs, μ einen einstellbaren Parameter, e das korrigierte Empfangssignal, v_j das Ausgangssignal der nichtlinearen Funktionsmittel (31, 41) des j-ten Zweigs und k einen Abtastindex bezeichnet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–9, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokompensatoreinrichtung (10) derart ausgestaltet ist, dass sie die ersten linearen Filtermittel (30, 40) und die zweiten linearen Filtermittel (34, 44) jeder Serienschaltung adaptiv in Abhängigkeit von dem korrigierten Empfangssignal e gemäß folgenden Gleichungen einstellt:
wobei h1_i einen i-ten Filterkoeffizienten der ersten linearen Filtermittel (30, 40), μ einen einstellbaren Parameter, e das korrigierte Empfangssignal, v ein Ausgangssignal der ersten linearen Filtermittel (30, 40) und u das Sendesignal bezeichnet, und wobei h2_i einen i-ten Filterkoeffizienten der zweiten linearen Filtermittel (34, 44) und w das Kombinationssignal der nichtlinearen Funktionsmittel (31, 32), welches den zweiten linearen Filtermitteln (34, 44) als Eingangssignal zugeführt ist, bezeichnet.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–10, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung digital ausgestaltet ist.