DE3702315C1

DE3702315C1 - Adaptive decision feedback equalisation of line signals in electrical communications

Info

Publication number: DE3702315C1
Application number: DE19873702315
Authority: DE
Inventors: Volker Dr-Ing Hespelt; Bernd Dipl-Math Friedrichs; Fritz Dipl-Ing Widmann
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1987-01-27
Filing date: 1987-01-27
Publication date: 1988-02-11

Abstract

Method and circuit arrangements for adaptive decision feedback equalisation of line signals in electrical communications </H0> In high-speed digital signal transmission, the incoming line signal presents post-oscillations due to shortcomings in the transmission path. These post-oscillations can be cancelled with an adaptive decision feedback equaliser. In order to achieve a high convergence speed, it is known for the adjustment step factor which is required for coefficient calculation to be designed as variable. If relatively long post-oscillations are intended to be completely cancelled with an echo canceller of this type comprising a single adaptive transverse filter, this filter must have an economically unviable number of elements. Furthermore, a large number of elements allows only a small adjustment step factor, which restricts the ability to achieve a high convergence speed. The object is to achieve a high convergence speed at low cost, even in the case of long post-oscillations. A second non-adaptive filter (RF) is connected downstream of the adaptive transverse filter (AF). Further features indicate, inter alia, how the variable adjustment step factor (v) can be obtained (Fig. 1). The invention is suitable for use in the transmission modules of the integrated services digital telecommunications network (ISDN). <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur adaptiven entscheidungsrückgekoppelten Entzerrung von Leitungssignalen in der elektrischen Nachrichtenübertragung gemäß den Oberbegriffen der Patentansprüche 1 und 2 bzw. 4 und 5.The invention relates to methods and circuit arrangements for adaptive decision feedback equalization of Line signals in electrical communications according to the preambles of claims 1 and 2 and 4 respectively and 5.

Solche Verfahren und Schaltungsanordnung sind aus den Fig. 2 und 3 sowie den zugehörigen Texten der europäischen Offenlegungsschrift 00 64 201 bekannt.Such methods and circuit arrangement are known from FIGS. 2 and 3 and the associated texts of European laid-open specification 00 64 201.

Bei der schnellen Digitalsignalübertragung weist das in einem Gerät ankommende Leitungssignal infolge Unvollkommenheiten des Übertragungsweges sogenannte Nachschwinger auf. Solche unerwünschten Nachschwinger können mit einem adaptiven entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer kompensiert werden. Die Adaption muß in einer vorgegebenen Zeit erreicht sein, d. h. es wird eine hohe Konvergenzgeschwindigkeit gefordert. Um eine hohe Konvergenzgeschwindigkeit zu erreichen, ist es aus der oben genannten Schrift bekannt, den zur Koeffizientenberechnung notwendigen Verstellschrittfaktor (dort "Schrittfaktor" genannt) veränderlich zu gestalten. Die dort beschriebene Schaltung zur Gewinnung dieses Verstellschrittfaktors ist jedoch recht aufwendig.With the fast digital signal transmission, this shows in one Device incoming line signal due to imperfections so-called post-oscillators on the transmission path. Such undesirable post-oscillation can be done with an adaptive decision feedback equalizers can be compensated. The adaptation must be achieved within a specified time be d. H. a high rate of convergence is required. In order to achieve a high rate of convergence, it is known from the above-mentioned document, the adjustment step factor necessary for coefficient calculation (called "step factor" there) changeable. The circuit described there for obtaining this Adjustment step factor is, however, quite complex.

Sollen mit einem solchen, ein einziges adaptives Transversalfilter enthaltenden Entzerrer verhältnismäßig lange Nachschwinger ganz kompensiert werden, so muß dieses Filter eine wirtschaftlich nicht mehr tragbare Anzahl von Gliedern aufweisen. Unter "Glieder" werden die Verzögerungselemente, die zugehörigen Multiplizierer und weitere zugehörige Baugruppen, z. B. die zur Koeffizientenberechnung, verstanden. Eine große Zahl von Gliedern läßt ferner nur einen kleinen Verstellschrittfaktor zu, was der Erzielung einer hohen Konvergenzgeschwindigkeit Grenzen setzt.With such a, a single adaptive transversal filter containing equalizer for a relatively long time Post-oscillator must be completely compensated for, so this filter an economically unsustainable number of links exhibit. The delay elements, the associated multipliers and other associated assemblies, e.g. B. understood the coefficient calculation. A large number of links also leaves only a small one Adjustment step factor to what is achieving a high The speed of convergence sets limits.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein wenig aufwendiges Verfahren bzw. eine wenig aufwendige Schaltungsanordnung der obigen Art anzugeben, wobei auch bei verhältnismäßig langen Nachschwingern eine hohe Konvergenzgeschwindigkeit erreicht wird.The invention is based, a little complex task Method or a less complex circuit arrangement of the above type to be given, even with relatively long reverberators a high rate of convergence is achieved.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale der Ansprüche 1 und 2 bzw. 4 und 5 gelöst. Die Unteransprüche geben vorteilhafte Weiterbildungn an.This task is characterized by the characteristics of Claims 1 and 2 or 4 and 5 solved. The subclaims indicate advantageous further training.

Die Erfindung wird anhand von in den Fig. 1 bis 9 dargestellten Ausführungsbeispielen beschrieben, wobei ihre Zuordnung zu den Ansprüchen und Figuren in der folgenden Tabelle angegeben ist.The invention is described with reference to exemplary embodiments shown in FIGS. 1 to 9, their assignment to the claims and figures being given in the following table.

Die Fig. 2, 7, 8 und 9 geben Einzelheiten wieder, die alle Ausführungsbeispiele betreffen. Die Fig. 1 und 4 geben die betreffenden Entzerrer selbst wieder, während ihre Funktionen anhand der Fig. 3 und 5 beschrieben werden. Figs. 2, 7, 8 and 9 provide details again relating to all embodiments. Figs. 1 and 4 enter the equalizer concerned itself again, while their functions are described in 3 and 5 with reference to FIGS..

Es wird zunächst das Ausführungsbeispiel 1 gemäß der Fig. 1 beschrieben. Es bedeuten:Embodiment 1 according to FIG. 1 is first described. It means:

Das Leitungssignal xl wird von einer fernen, nicht dargestellten Station gesendet und gelangt über einen ebenfalls nicht gezeichneten Übertragungsweg auf den Plus-Eingang des Subtrahierers Sb in dem hier gezeichneten Entzerrer. Infolge Unvollkommenheiten des Übertragungsweges weist das Leitungssignal xl sogenannte Nachschwinger auf.The line signal xl is sent from a remote station, not shown, and reaches the plus input of the subtractor Sb in the equalizer shown here via a transmission path, also not shown. As a result of imperfections in the transmission path, the line signal xl has so-called ringing signals.

Denkt man sich zunächst das zweite Filter RF weg sowie den Ausgang des letzten Multiplizierers M _n unmittelbar mit dem Summierer Su verbunden, so ergibt sich ein aus einem einzigen adaptiven Transversalfilter AF aufgebaute Entzerrer. Seine Funktion ist folgende: Dem Minus-Eingang des Subtrahierers Sb wird das Kompensationssignal xd zugeführt, durch das die Nachschwinger kompensiert werden. So entsteht am Ausgang des Subtrahierers Sb das entzerrte, d. h. von Nachschwingern weitgehend befreite Signal xk. Dieses wird dem Entscheider ES zugeführt, der an seinem Ausgang das Enscheiderausgangssignal xe liefert. Dieses gelangt in nicht dargestellter Weise in irgendwelche Signalempfänger zur weiteren Verarbeitung.If one first thinks the second filter RF away and connects the output of the last multiplier M _n directly to the summer Su , the result is an equalizer constructed from a single adaptive transversal filter AF . Its function is as follows: The compensation input xd is supplied to the minus input of the subtractor Sb , by means of which the ringing oscillators are compensated. Thus, the equalized signal xk , that is to say largely freed of post-oscillators, arises at the output of the subtractor Sb . This is fed to the decision maker ES , which delivers the decision output signal xe at its output. In a manner not shown, this reaches any signal receiver for further processing.

Das Entscheiderausgangsignal xe wird der aus den Verzögerungselementen V₁ bis V _n aufgebauten Verzögerungskette zugeführt, wobei alle Verzögerungselemente die gleiche Verzögerungszeit T aufweisen. So werden durch schrittweise Verzögerung die verzögerten Entscheiderausgangssignale x₁ bis x _n gewonnen. Diese werden in den Multiplizierern mit den zugehörigen Koeffizienten k₁ bis k _n multipliziert. Die so gebildeten Multiplizierer-Ausgangssignale y₁ bis y _n werden im Summierer Su zum Kompensationssignal xd summiert, welches dem Minus-Eingang des Subtrahierers Sb zugeführt wird. The decision output signal xe is fed to the delay chain constructed from the delay elements V ₁ to V _n , all delay elements having the same delay time T. So the delayed decision output signals x ₁ to x _{n are} obtained by gradual delay. These are multiplied in the multipliers by the associated coefficients k ₁ to k _n . The multiplier output signals y ₁ to y _n thus formed are summed in the summer Su to the compensation signal xd , which is fed to the minus input of the subtractor Sb .

Das entzerrte Signal xk und das Entscheiderausgangssignal xe werden dem Plus- bzw. Minus-Eingang des Differenzgliedes DG zugeführt, welches daraus das Fehlersignal f gewinnt. Dieses wird dem Koeffizientenrechner KR zugeführt. Dieser besitmmt die Koeffizienten k₁ bis k _n so, daß in dem vom Transversalfilter auf Grund der Zahl seiner Glieder zu kompensierenden Teiles des Nachschwingers das Kompensationssignal xd möglichst gleich diesem Teil des Nachschwingers ist. Dann ist in erwünschter Weise das entzerrte Signal xk weitgehend von Nachschwingern befreit, und das Transversalfilter befindet sich im adaptierten Zustand.The equalized signal xk and the decision output signal xe are fed to the plus or minus input of the differential element DG , which derives the error signal f therefrom. This is fed to the coefficient calculator KR . This has the coefficients k ₁ to k _n such that in the part of the post-oscillator to be compensated by the transversal filter due to the number of its members, the compensation signal xd is as similar as possible to this part of the post-oscillator. Then, the equalized signal xk is largely freed of ringing, and the transversal filter is in the adapted state.

Dem Koeffizientenrechner KR wird außerdem der veränderliche Verstellschrittfaktor v zugeführt. Dieser wird wie folgt gewonnen:The variable adjustment step factor v is also fed to the coefficient calculator KR . This is obtained as follows:

Das Kompensationssignal xd und das Entscheiderfehlersignal f werden dem ersten bzw. dem zweiten Eingang des Multiplizierers MU zugeführt, in welchem daraus durch Multiplikation der Ausgangswert p gebildet wird. Aus diesem wird im Tiefpaß TP der Mittelwert m gewonnen, d. h., plötzliche Änderungen des Ausgangswertes p wirken sich auf den Mittelwert m nicht aus.The compensation signal xd and the decision-maker error signal f are fed to the first and the second input of the multiplier MU , in which the output value p is formed therefrom by multiplication. From this, the mean m is obtained in the low-pass filter TP , that is, sudden changes in the initial value p have no effect on the mean m .

Der Tiefpaßfilter TP ist, wie in der Fig. 2 dargestellt, als rekursives Filter mit den Multiplizierern M′ und M′′, dem Addierer A _T sowie dem Verzögerungselement V _T mit der Verzögerungszeit T ausgeführt. Diese Verzögerungszeit T ist gleich der Verzögerungszeit T der Verzögerungselemente V₁ bis V _n des Transversalfilters AF. Die Integrationskonstante ist mit b bezeichnet. The low-pass filter TP is, as shown in FIG. 2, designed as a recursive filter with the multipliers M ' and M'' , the adder A _T and the delay element V _T with the delay time T. This delay time T is equal to the delay time T of the delay elements V ₁ to V _{n of} the transversal filter AF . The integration constant is denoted by b .

Der Mittelwert m gelangt zur Baugruppe "Kennlinienerzeugung" KE. Sie bildet daraus den Verstellschrittfaktor v wie folgt:The mean value m arrives at the "characteristic curve generation" module KE . It forms the adjustment step factor v as follows:

v = c _B · | m | bei c _B · | m | ≧ v _min v = c _B · | m | at c _B · | m | ≧ v _min

bzw.respectively.

v = v _min bei c _B · | m | < v _min v = v _min at c _B · | m | < v _min

Durch die Betragsbildung des Mittelwertes m wird erreicht, daß der Verstellschrittfaktor v nie negativ wird, was eine rapide Divergenz des Entzerrers zur Folge hätte. Der Mindestverstellschrittfaktor v _min und der Bewertungsfaktor c _B sind fest vorgegebene Werte. Durch die Anhebung des Verstellschrittfaktors v auf den Mindestverstellschrittfaktor v _min wird erreicht, daß auch dann eine Adaption stattfindet, wenn alle Koeffizienten des Transversalfilters auf Null stehen und trotzdem ein Entscheiderfehlersignal vorliegt. Der Ausgang der Baugruppe "Kennlinienerzeugung" KE, welcher den Verstellschrittfaktor v abgibt, ist mit dem Koeffizientenrechner KR verbunden.The value of the mean m ensures that the adjustment step factor v never becomes negative, which would result in a rapid divergence of the equalizer. The minimum adjustment step factor v _min and the evaluation factor c _B are fixed values. By raising the adjustment step factor v to the minimum adjustment step factor v _min , it is achieved that an adaptation also takes place when all the coefficients of the transversal filter are at zero and a decision-maker error signal is nevertheless present. The output of the "characteristic curve generation" module KE , which outputs the adjustment step factor v , is connected to the coefficient calculator KR .

Die angestrebte hohe Konvergenzgeschwindigkeit wird dadurch erreicht, daß zunächst, also bei Beginn einer Signalübertragung und wenn der Entzerrer noch nicht adaptiert ist und deshalb ein großes Entscheiderfehlersignal auftritt, die Koeffizientenberechnung mit einem großen Verstellschrittfaktor und damit mit großen Interationsschritten geschieht. Bei zunehmender Adaption wird dann das Entscheiderfehlersignal und damit der Verstellschrittfaktor immer kleiner. Die Iterationsschritte werden dadurch kleiner, die Koeffizienten und damit das Kompensationssignal werden so auch in erwünschter Weise genauer berechnet. The desired high rate of convergence is thereby achieved that initially, ie at the beginning of a signal transmission and if the equalizer has not yet been adapted and therefore a large decision maker error signal occurs that Coefficient calculation with a large adjustment step factor and thus happens with great steps of interation. As the adaptation increases, the decision-maker error signal then becomes and therefore the adjustment step factor is getting smaller. This reduces the iteration steps, the coefficients and thus the compensation signal are also in desirably more accurately calculated.

Die höchstmögliche Konvergenzgeschwindigkeit erreicht man, wenn man den Mindestverstellschrittfaktor v _min, die Integrationskonstante b und den Bewertungsfaktor c _B so wählt, daß folgenden Bedingungen entsprochen wird:The highest possible convergence speed is achieved if the minimum adjustment step factor v _min , the integration constant b and the evaluation factor c _B are selected so that the following conditions are met:

b · c _B ≦ v _min b · c _B ≦ v _min

undand

Die Werte b, c _B und besonders von v _min sind dem jeweiligen Anwendungsfall abhängig. Bei v _min = 2^-19 als Beispiel ist die Kombination mit b = 2^-13 und c _B = 2^-12 besonders vorteilhaft. The values b, c _B and especially v _min depend on the respective application. With v _min = 2 ^-19 as an example, the combination with b = 2 ^-13 and c _B = 2 ^{-12 is} particularly advantageous.

Dem adaptiven Transversalfilter AF ist das zweite Filter RF nachgeschaltet. Es besteht aus dem Addierer Ad, dem Verzögerungselement V _R, dem Multiplizierer M _R und dem Speicher Sp und ist dem ersten Filter, also dem Transversalfilter AF, derart nachgeschaltet, daß sein Addierer Ad in die Verbindung vom Ausgang des letzten Multiplizierers M _n des Transversalfilters AF zum Summierer Su eingeschleift ist. Das rekursive Filter RF ist ein Filter ersten Grades, da es nur ein Verzögerungselement und einen Multiplizierer aufweist. Es wird nicht adaptiv betrieben, sondern sein Multiplizierer M _R wird mit einem im Speicher Sp gespeicherten festen Abklingfaktor c _k betrieben, welcher kleiner als eins ist. Es weist die ÜbertragungsfunktionThe second filter RF is connected downstream of the adaptive transversal filter AF . It consists of the adder Ad , the delay element V _R , the multiplier M _R and the memory Sp and is connected downstream of the first filter, that is to say the transversal filter AF , in such a way that its adder Ad is connected to the output of the last multiplier M _{n of} the transversal filter AF is looped into the totalizer Su . The recursive filter RF is a first degree filter, since it has only one delay element and one multiplier. It is not operated adaptively, but its multiplier M _R is operated with a fixed decay factor c _k stored in the memory Sp , which is less than one. It assigns the transfer function

auf. Sie ist die z-Transformierte der zeitdiskreten Impulsantwort dieses Filters.on. It is the z- transform of the discrete-time impulse response of this filter.

Das Transversalfilter AF sowie das rekursive Filter RF sind als zeitdiskretes System aufgebaut. Die Multiplizierer M₁ bis M _n geben an ihren Ausgängen nur diskreten Zeitpunkten i · T Multiplizierer-Ausgangswerte ab, d. h., jedes der Multiplizierer-Ausgangssignale y₁ bis y besteht aus einer Folge von Multiplizierer-Ausgangswerten y₁_,i bis y _n,i. Auch der Addierer Ad des rekursiven Filters RF gibt nur zu diesen diskreten Zeitpunkten jeweils einen Ausgangswert ab. Dieser und die Multiplizierer-Ausgangswerte werden im Summierer Su zum Zeitpunkt i · T zu dem Kompensationswert xd _i summiert. Die Folge der Kompensationswerte xd _i stellt das Kompensationssignal xd dar. Wenn die Kompensationswerte xd _i zwischen den Zeitpunkten i ·T beibehalten werden, ergibt sich ein treppenförmiger Verlauf des Kompensationssignals xd. Somit erfährt auch ein Nachschwinger nur zu den diskreten Zeitpunkten i · T die gewünschte Kompensation. Lediglich zu diesen Zeitpunkten wertet der Entscheider ES das entzerrte Signal xk aus. Deshalb genügt es, nur zu den diskreten Zeitpunkten Gleichheit von Nachschwinger und Kompensationssignal xd anzustreben. Auch das Entscheiderausgangssignal xe besteht aus einer Folge von zu den diskreten Zeitpunkten i · T auftretenden Entscheiderausgangswerten.The transversal filter AF and the recursive filter RF are constructed as a discrete-time system. The multipliers M ₁ to M _n give at their outputs only discrete times i · T multiplier output values, that is, each of the multiplier output signals y ₁ to y consists of a sequence of multiplier output values y ₁ _{, i} to y _{n, i} . The adder Ad of the recursive filter RF also only outputs an output value at these discrete times. This and the multiplier output values are summed in the summer Su at the time i · T to the compensation value xd _i . The sequence of compensation values xd _i xd represents the compensation signal represents. When the compensation values xd _i are retained between the times i · T, there is a step-shaped course of the compensation signal xd. This means that even a post-oscillation only experiences the desired compensation at discrete times i · T. The decision maker ES evaluates the equalized signal xk only at these times. It is therefore sufficient to strive for equality of the post-oscillator and the compensation signal xd only at the discrete times. The decision-maker output signal xe also consists of a sequence of decision-maker output values occurring at the discrete times i · T.

Im Ausdruck i · T ist mit T die Periodendauer eines Taktes bezeichnet, mit dem das zeitdiskrete System betrieben wird. Diese Periodendauer ist gleich der Verzögerungszeit T der Verzögerungselemente V₁ bis V _n und V _R.In the expression i · T , T denotes the period of a cycle with which the time-discrete system is operated. This period is equal to the delay time T of the delay elements V ₁ to V _n and V _R.

Jeden Kompensationswert xd _i kann man sich als Summe eines Kompensationswertes erster Art xd _i′ und eines Kompensationswertes zweite Art xd _i′′ vorstellen. Derjenige der ersten Art ist der, der ohne das rekursive Filter, also bei unmittelbarer Verbindung des Ausgangs des letzten Multiplizierers M _n mit dem Summierer Su, erzeugt würde. Die Folge der Kompensationswerte erster Art wird als Kompensationssignal erster Art xd′ bezeichnet. Der Kompensationswert zweiter Art ist der, der nach Einfügen des rekursiven Filter RF zusätzlich auftritt. Die Folge der Kompensationswerte der zweiten Art wird als Kompensationssignal zweiter Art xd′′ bezeichnet. Each compensation value xd _i can be thought of as the sum of a compensation value of the first type xd _i 'and a compensation value of the second type xd _i ''. The first type is the one that would be generated without the recursive filter, that is, when the output of the last multiplier M _n is directly connected to the summer Su . The sequence of the compensation values of the first type is referred to as the compensation signal of the first type xd ' . The compensation value of the second type is that which additionally occurs after the recursive filter RF has been inserted. The sequence of the compensation values of the second type is referred to as the second type of compensation signal xd '' .

Ein einzelner, zu Zeitpunkt i · T auftretender Kompensationswert der ersten Art xd _i′ ist die Summe aller zum selben Zeitpunkt auftretenden Multiplizierer-Ausgangswerte y₁_,i bis y _n,i. Der zum selben Zeitpunkt auftretende Kompensationswert der zweiten Art wird mit xd _i′′ bezeichnet. Beide addiert ergeben den zu diesem Zeitpunkt auftretenden Kompensationswert xd _i.A single compensation value of the first type xd _i 'occurring at time i · T is the sum of all multiplier output values y ₁ _{, i} to y _{n, i} occurring at the same time. The compensation value of the second type occurring at the same time is designated xd _i ''. Both added together result in the compensation value xd _i occurring at this point in time.

Die Folge der Kompensationswerte der zweiten Art wird vom rekursiven Filter dadurch erzeugt, daß jeder der Ausgangswerte des rekursiven Filters nicht nur dem Summierer Su sondern auch dem Multiplizierer M _R zugeführt, dort mit dem Abklingfaktor c _k multipliziert, im Verzögerungselement V _R um eine Taktperiode T verzögert und dann dem Addierer Ad zugeführt wird. Dort wird der zu diesem Zeitpunkt am anderen Eingang anliegende Multiplizierer-Ausgangswert addiert, und so entsteht der nächste Ausgangswert des Addierers Ad, der dann wieder mit dem Abklingfaktor multipliziert und um eine Taktperiode verzögert wird usw.The sequence of the compensation values of the second type is generated by the recursive filter in that each of the output values of the recursive filter is supplied not only to the summer Su but also to the multiplier M _R , multiplied there by the decay factor c _k , in the delay element V _R by one clock period T. is delayed and then fed to the adder Ad . There, the multiplier output value present at the other input at that time is added, and so the next output value of the adder Ad is created , which is then multiplied again by the decay factor and delayed by a clock period, etc.

Da jeder Ausgangswert des Addierers Ad einen Summand aufweist, der als zu einem Kompensationswert der ersten Art beitragend definiert ist, nämlich der zum jeweiligen Zeitpunkt auftretende Multiplizierer-Ausgangswert, ist also ein einzelner, zum diskreten Zeitpunkt j · T auftretender Kompensationswert der zweiten Art xd _j′′ die Summe von einmal bzw. mehrmals um die Periodendauer T verzögerten und jedesmal mit dem festen Abklingfaktor c _k multiplizierten Multiplizierer-Ausgangswerten y _n,i, wobei gilt:Since each output value of the adder Ad has a summand which is defined as contributing to a compensation value of the first type, namely the multiplier output value occurring at the respective time, is therefore a single compensation value of the second type xd _j occurring at the discrete time j · T '' The sum of one or more times delayed by the period T and multiplied each time by the fixed decay factor c _k multiplier output values y _{n, i} , where:

xd _j′′ = y _{n,j -1} · c _k + y _{n,j -2} · c _k² + y _{n,j -3} · c _k³ -+ . . . xd _j ′ ′ = y _{n, j -1} · c _k + y _{n, j -2} · c _k ² + y _{n, j -3} · c _k ³ - +. . .

Hierbei sind y _{n,j -1}, y _{n,j -2}, y _{n,j -3} usw. die zu den diskreten Zeitpunkten (j -1) · T, (j -2) · T, (j -3) · T usw. auftretenden Multiplizierer-Ausgangswerte y _n,i des letzten Multiplizierers M _n.Here y _{n, j -1} , y _{n, j -2} , y _{n, j -3} etc. are those at the discrete times (j -1) · T , (j -2) · T , (j -3) · T etc. occurring multiplier output values y _{n, i of} the last multiplier M _n .

Weitere Einzelheiten werden anhand der Fig. 3 erläutert. In ihr sind auf der Abszisse die Zeit t und auf der Ordinate die normierten Amplituden der Kompensationswerte xd _i, des Leitungssignals xl sowie des entzerrten Signals xk aufgetragen, wobei auf der Abszisse diskrete Zeitpunkte i · T für i = ν -1 bis i = n +1 eingezeichnet wurden. Mit der durchgezogenen Kurve ist ein Ausschnitt aus dem Leitungssignal xl und mit der gestrichelten Kurve ein Ausschnitt aus dem entzerrten Signal xk dargestellt. Mit Balken sind Kompensationswerte xd _i für i = ν -1 bis i = ν +8 eingetragen.Further details are explained with reference to FIG. 3. The time t is plotted on the abscissa and the normalized amplitudes of the compensation values xd _i , the line signal xl and the equalized signal xk are plotted on the ordinate, discrete times i · T for i = ν -1 to i = n on the abscissa +1 were drawn. The solid curve shows a section from the line signal xl and the dashed curve shows a section of the equalized signal xk . Compensation values xd _i for i = ν -1 to i = ν +8 are entered with bars.

Diese Figur und der folgende Text gilt für den Sonderfall, daß in der fernen Station ein Dirac-Stoß gesendet wurde. In diesem Fall ist also das Leitungssignal xl die Impulsantwort des Übertragungsweges, und dessen Unvollkommenheiten zeigen sich dadurch, daß diese Impulsantwort unter anderem einen Nachschwinger aufweist. Von diesem Nachschwinger ist durch die mit xl bezeichneten Kurve ein Ausschnitt dargestellt, und die mit xk bezeichnete Kurve stellt einen Ausschnitt aus dem nach der Kompensation noch übrig bleibenden Restnachschwinger dar. Die Darstellung des Restnachschwingers als stetig verlaufende Kurve bedeutet nicht, daß ein Signal mit einem solchen Verlauf tatsächlich vorhanden sein muß. Es können statt dessen zu diskreten Zeitpunkten entsprechende Abtastwerte auftreten.This figure and the following text apply to the special case that a Dirac push was sent in the remote station. In this case, the line signal xl is the impulse response of the transmission path, and its imperfections are shown by the fact that this impulse response has, among other things, a ringing oscillator. A section of this post-oscillator is represented by the curve labeled xl , and the curve labeled xk represents a section of the residual post-oscillator remaining after the compensation. The representation of the residual post-oscillator as a continuous curve does not mean that a signal with a such a course must actually exist. Corresponding samples can occur instead at discrete times.

Ferner wird eine so gute Kompensation des Nachschwingers vorausgesetzt, daß das Entscheiderausgangssignal xe nur zum Zeitpunkt i · T = 0 einen von Null verschiedenen Entscheiderausgangswert mit der Amplitude Eins aufweist. Furthermore, such good compensation of the post-oscillator is assumed that the decision-maker output signal xe only has a decision-maker output value with the amplitude one that is different from zero at the time i · T = 0.

Da dieser einzige Entscheiderausgangswert auch am Eingang des ersten Verzögerungselementes V₁ des Transversalfilters liegt und die Verzögerungszeit T dieses und der weiteren Verzögerungselemente gleich der Taktperiode T gewählt ist, ergibt es sich, daß die Zahl n gleich der Zahl ν ist. Daraus folgt, daß von den Kompensationswerten xd _i diejenigen mit i = 1 bis i = ν vom Transversalfilter AF erzeugt werden, wobei sie folgendermaßen den Multiplizierer-Ausgangssignalen entsprechen:Since this single decision output value is also at the input of the first delay element V ₁ of the transversal filter and the delay time T of this and the other delay elements is chosen equal to the clock period T , it follows that the number n is equal to the number ν . It follows that of the compensation values xd _i those with i = 1 to i = ν are generated by the transversal filter AF , and they correspond to the multiplier output signals as follows:

xd₁ = y _1,1, xd₂ = y _2,2 bis xd _ν = y _ν,ν xd ₁ = y _1.1 , xd ₂ = y _2.2 to xd _ν = y _{ν , ν}

Es handelt sich hier also um die Kompensationswerte der ersten Art xd _i′.The compensation values of the first type xd _i ′ are concerned here.

Der Kompensationswert xd _ν wird noch deshalb als vom Transversalfilter erzeugt angesehen, weil der zugehörige Multiplizierer-Ausgangswert y _ν,ν den Addierer Ad unverzögert passiert, d. h., der Kompensationswert xd _ν würde auch dann erzeugt, wenn das rekursive Filter nicht vorhanden und der Ausgang des letzten Multiplizierers M _n unmittelbar mit dem Summierer Su verbunden wäre.The compensation value xd _ν is still considered to be generated by the transversal filter because the associated multiplier output value y _{ν , ν} passes through the adder Ad without delay, i.e. the compensation value xd _ν would also be generated if the recursive filter was not present and the output of the last multiplier M _n would be connected directly to the summer Su .

Die Folge der Kompensationswerte xd _i mit i < ν, also die Kompensationswerte der zweiten Art xd _i′′ werden vom rekursiven Filter RF aus dem letzten Multiplizierer-Ausgangssignal y _n erzeugt, indem jeder Ausgangswert des Addierers im Multiplizierer M _R mit dem festen Abklingfaktor c _k multipliziert, im Verzögerungselement V _R um eine Taktperiode T verzögert und wieder dem Addierer zugeführt wird und so als neuer Ausgangswert des Addierers erscheint. Die so gewonnene Ausgangswerte gelangen zum Summierer Su und erscheinen als die Folge der Kompensationswerte der zweiten Art xd _i′′. Für diese Kompensationswerte gilt:The sequence of the compensation values xd _i with i < ν , i.e. the compensation values of the second type xd _i '' are generated by the recursive filter RF from the last multiplier output signal y _n by each output value of the adder in the multiplier M _R with the fixed decay factor c _k multiplied, delayed by a clock period T in the delay element V _R and fed back to the adder and thus appears as the new output value of the adder. The output values obtained in this way arrive at the summer Su and appear as the result of the compensation values of the second type xd _i ′ ′. The following applies to these compensation values:

xd _{i +1} = c _k · xd _i xd _{i +1} = c _k · _i xd

Nach dieser Beziehung wurden für die Fig. 3, von xd _ν = 0,1 ausgehend, die Kompensationswerte xd _{ν +1} bis xd _{ν +8} ermittelt, wobei der Abklingfaktor zwecks deutlicher Darstellung mit c _k = 0,6 übertragen klein gewählt wurde. In Wirklichkeit wählt man ihn aus dem Bereich zwischen 0,75 und 0,95.Based on this relationship, the compensation values xd _{ν +1} to xd _{ν +8 were} determined for FIG. 3, starting from xd _ν = 0.1, the decay factor being chosen to be small for the purpose of clear representation with c _k = 0.6. In reality, you choose it from the range between 0.75 and 0.95.

Der Zeitbereich, in dem die vom Tansversalfilter AF erzeugten Kompensationswerte xd _i, d. h., die Kompensationswerte der ersten Art xd _i′, auftreten, wird als Kompensationsfenster des Transversalfilters bezeichnet. Es erstreckt sich in diesem Fall von t = 1 · T bis t = n · T.The time range in which the compensation values xd _i generated by the transversal filter AF , ie the compensation values of the first type xd _i ′, occur is referred to as the compensation window of the transversal filter. In this case it extends from t = 1 · T to t = n · T.

Es wird ferner angenommen, daß sich das Transversalfilter im adaptierten Zustand befindet, d. h., innerhalb des Kompensationsfensters sind zu den jeweiligen diskreten Zeitpunkten i · T die Kompensationswerte xd _i gleich den jeweiligen Werten des Leitungssignals xl. Daraus folgt, daß innerhalb des Kompensationsfensters der Restnachschwinger gleich Null ist. Der Nachschwinger ist so lang, daß er vom Transversalfilter AF wegen der geringen Zahl seiner Glieder nicht ganz kompensiert werden kann. Das heißt, das Kompensationsfenster umfaßt nur einen Teil des Nachschwingers.It is also assumed that the transversal filter is in the adapted state, that is, within the compensation window, the compensation values xd _{i are} equal to the respective values of the line signal xl at the respective discrete times i · T. It follows that within the compensation window the residual post-oscillator is zero. The post-oscillator is so long that it cannot be completely compensated for by the AF transversal filter because of the small number of its elements. This means that the compensation window only includes part of the post-oscillation.

Außerhalb dieses Kompensationsfensters, also bei t ≧ (ν +1) · T wird der Nachschwinger von den Kompensationswerten der zweiten Art xd _i′′ kompensiert. Diese Kompensation ist nur ausnahmsweise vollständig, d. h., der Restnachschwinger nur ausnahmsweise gleich Null, nämlich wenn der Nachschwinger zufällig mit den Kompensationswerten der zweiten Art übereinstimmt. In der Regel wird sich also, wie in der Fig. 3 gestrichelt dargestellt, ein von Null abweichender Restnachschwinger ergeben. Nicht mehr dargestellt ist, daß im Bereich t < (ν +8) · T der Nachschwinger und die Kompensationswerte xd _i ( für i < ν +8) auf Null abklingen und daß dadurch auch der Restnachschwinger auf Null abklingt.Outside of this compensation window, i.e. at t ≧ ( ν +1) · T , the ringing is compensated by the compensation values of the second type xd _i ''. This compensation is only complete in exceptional cases, ie the residual post-oscillator is only exceptionally zero, namely if the post-oscillator coincides with the compensation values of the second type. As a rule, as shown in dashed lines in FIG. 3, a residual post-oscillation deviating from zero will result. It is no longer shown that in the range t <( ν +8) · T the post-oscillator and the compensation values xd _i (for i < ν +8) decay to zero and that the residual post-oscillator also decays to zero.

Da erfindungsgemäß bei einem das Kompensationsfenster überragenden Nachschwinger das Kompensationssignal der zweiten Art xd′′ aus dem letzten Multiplizierer-Ausgangssignal y _n des Transversalfilters AF gewonnen wird, tritt immer, wenn der Abklingfaktor innerhalb des oben angegebenen Bereiches liegt, ein nur langsamer und mäßiger, die Übertragungsgüte noch nicht beeinträchtigender Anstieg des Restnachschwingers auf. Trotzdem ist es vorteilhaft, einen "günstigen" Abklingfaktor zu wählen, d. h., einen solchen, bei dem der Restnachschwinger möglichst klein ist.Since, according to the invention, the compensation signal of the second type xd '' is obtained from the last multiplier output signal y _{n of} the transversal filter AF in a post-oscillator which projects beyond the compensation window, an always only slow and moderate one occurs when the decay factor lies within the range specified above Transmission quality not yet impairing increase in the residual post-oscillator. Nevertheless, it is advantageous to choose a "favorable" decay factor, ie one in which the residual post-oscillation is as small as possible.

Für die Ermittlung und Speicherung eines solchen günstigen Abklingfaktors c _k besteht eine der Möglichkeiten darin, aus Untersuchungen der in Frage kommenden Übertragungswege einen solchen zu bestimmen und diesen bei der Herstellung des Gerätes in dem Speicher Sp fest einzustellen. Die andere Möglichkeit besteht darin, den Speicher Sp einstellbar zu gestalten. So kann das Wartungpersonal bei der Inbetriebnahme oder auch später einen günstigen Abklingfaktor einstellen, indem es den Abklingfaktor so lange z. B. in Stufen verändert, bis sich im Augendiagramm eine möglichst große Öffnung oder an einem Bitfehlermeßgerät eine möglichst kleine Bitfehlerzahl ergibt. For the determination and storage of such a favorable decay factor c _k , one of the possibilities is to determine one from examinations of the transmission paths in question and to set this permanently in the memory Sp during manufacture of the device. The other possibility is to make the memory Sp adjustable. Thus, the maintenance personnel can set a favorable decay factor during commissioning or later by setting the decay factor for as long as. B. changed in steps until the eye diagram shows the largest possible opening or the smallest possible bit error number on a bit error measuring device.

Soll das Kompensationssignal der zweiten Art xd′′ genauer an die Nachschwinger angepaßt werden, die sich bei unterschiedlichen Übertragungswegen ergeben, ist ein Verfahren bzw. eine Anordnung nach den Patentansprüchen 2 bzw. 5 günstiger. Das entsprechende Ausführungsbeispiel 2 wird anhand der Fig. 4 und 5 beschrieben, indem im Folgenden lediglich auf die Unterschiede gegenüber dem Ausführungsbeispiel 1 hingewiesen wird.If the compensation signal of the second type xd '' is to be more precisely adapted to the post-oscillators which result from different transmission paths, a method or an arrangement according to patent claims 2 and 5 is cheaper. The corresponding exemplary embodiment 2 is described with reference to FIGS. 4 and 5, in which only the differences from the exemplary embodiment 1 are referred to below.

Statt des Speichers für den Abklingfaktor ist ein Abklingfaktorrechner AR vorgesehen, welcher mit den beiden letzten Koeffizienten k _{n -1} und k _n des Transversalfilters AF beaufschlagt wird. Daraus errechnet er den variablen Abklingfaktor c _v nach der Beziehung:Instead of the memory for the decay factor, a decay factor computer AR is provided, to which the two last coefficients k _{n -1} and k _{n of} the transversal filter AF are applied. From this, he calculates the variable decay factor c _v according to the relationship:

Diese Beziehung gilt unter der im allgemeinen zutreffenden Voraussetzung, daß das letzte Verzögerungselement V _n des Transversalfilters AF und das Verzögerungselement V _R des rekursiven Filters RF′ gleiche Verzögerungszeiten aufweisen. Mit dem so gewonnenen Abklingfaktor C _v wird der Multiplizierer M _R betrieben. Die Übertragungsfunktion lautet dann sinngemäß:This relationship applies under the generally applicable assumption that the last delay element V _{n of} the transversal filter AF and the delay element V _{R of} the recursive filter RF 'have the same delay times. The multiplier M _{R is} operated with the decay factor C _v obtained in this way. The transfer function then reads accordingly:

Da sich die Koeffizienten k _{n -1} ändern können, kann sich auch der Abklingfaktor ändern. Deshalb muß bei der Angabe der Gesetzmäßigkeit, mit der ein bestimmter Kompensationswert der zweiten Art xd _j′′ gebildet wird, unterschieden werden, ob der jeweilige Multiplizierer-Ausgangswert des Addierers Ad zunächst mit dem Abklingfaktor multipliziert und dann verzögert wird, oder ob die Reihenfolge umgekehrt ist. Im ersten Fall, also bei einer Schaltungsanordnung nach der Fig. 4 gilt:Since the coefficients k _{n -1 can} change, the decay factor can also change. Therefore, when specifying the regularity with which a specific compensation value of the second type xd _j '' is formed, a distinction must be made as to whether the respective multiplier output value of the adder Ad is first multiplied by the decay factor and then delayed, or whether the sequence is reversed is. In the first case, that is to say with a circuit arrangement according to FIG. 4, the following applies:

xd _j′′ = y _{n,j -1} · c _{v,j -1} + y _{n,j -2} · c _{v,j -1} · c _{v,j -2} + y _{n,j -3} · c _{v,j -1} · c _{v,j -2} · c _{v,j -3}+ . . . xd _j ′ ′ = y _{n, j -1} · c _{v, j -1} + y _{n, j -2} · c _{v, j -1} · c _{v, j -2} + y _{n, j -3} · c _{v, j -1} · c _{v, j -2} · c _{v, j -3} +. . .

Im zweiten Fall, also wenn dem Addierer Ad das Verzögerungselement V _R und diesem der Multiplizierer M _R nachgeschaltet ist, gilt:In the second case, that is, when the adder Ad is followed by the delay element V _R and this is followed by the multiplier M _R :

xd _j′′ = y _{n,j -1} · c _v,j + y _{n,j -2} · c _v,j · c _{v,j -1} + y _{n,j- -3} · c _v,j · c _{v,j -1} · c _{v,j -2} + . . . xd _j ′ ′ = y _{n, j -1} · c _{v, j} + y _{n, j -2} · c _{v, j} · c _{v, j -1} + y _{n, j - -3} · c _{v, j} · c _{v, j -1} · c _{v, j -2} +. . .

Hierbei bedeuten y _{n,j -1} usw. wieder wie im Ausführungsbeispiel 1 die Multiplizierer-Ausgangswerte.Here, y _{n, j -1} , etc. again mean the multiplier output values as in exemplary embodiment 1.

Mit c _v,j, c _{v,j -1}, c _{v,j -2}; c _{v,j -3} usw. sind die zu den diskreten Zeitpunkten j · T, (j -1) · T, (j -2) · T, (j -3) · T usw. auftretenden Abklingfaktoren bezeichnet.With c _{v, j} , c _{v, j -1} , c _{v, j -2} ; c _{v, j -3} etc. are the decay factors occurring at the discrete times j · T , (j -1) · T , (j -2) · T , (j -3) · T etc.

Die Wirkung der vorstehenden Maßnahmen wird anhand der Fig. 5 erläutert. Sie stimmt mit der Fig. 3 in folgenden Einzelheiten überein:The effect of the above measures is explained with reference to FIG. 5. It agrees with FIG. 3 in the following details:

a) in the amplitudes of the two compensation values xd ν -1 and xd ν .
The following applies: xd ν -1 = 0.125 and xd ν = 0.1.
b) in the curve of the line signal xl .

Die Kompensationswerte xd _{ν -1} und xd _ν haben bei einem Dirac-Stoß als Sendesignal die gleichen Werte wie die Koeffizienten k _{n -1} bzw. k _n. Somit kann anhand der Kompensationswerte xd _{ν -1} und xd _ν gezeigt werden, daß in diesem Beispiel der Abklingfaktorrechner AR einen Abklingfaktor c _v von 0,8 errechnet. Aus diesem Abklingfaktor und dem Kompensationswert xd _ν geben sich, wie im Ausführungsbeispiel 1 beschrieben, die Kompensationswerte der zweiten Art.The compensation values xd _{ν -1} and xd _ν have the same values for a Dirac shock as the transmission signal as the coefficients k _{n -1} and k _n . It can thus be shown on the basis of the compensation values xd _{ν -1} and xd _ν that in this example the decay factor calculator AR calculates a decay factor c _v of 0.8. This decay factor and the compensation value xd _ν , as described in exemplary embodiment 1, give the compensation values of the second type.

Durch die erfindungsgemäße Errechnung des Abklingfaktors ergibt sich gegenüber dem Ausführungsbeispiel 1 eine bessere Übereinstimmung der Kompensationswerte der zweiten Art mit dem tasächlichen Verlauf der Nachschwinger, und damit ergeben sich kleinere Restnachschwinger.Calculated by the decay factor according to the invention compared to embodiment 1 a better one Agreement of the compensation values of the second type with the actual course of the post-oscillator, and thus result smaller residual resonators.

Anhand der Fig. 6 wird ein Ausführungsbeispiel des Abklingfaktorrechners AR gemäß dem Patentanspruch 6 beschrieben. Er weist zwei Eingänge E 1 und E 2 auf, über welche die Koeffizienten k _{n -1} bzw. k _n einem ersten bzw. einem zweiten Mittelwertbildner MW 1 bzw. MW 2 zugeführt werden, die daraus die Mittelwerte _{n -1} bzw. _n bilden. Diese Mittelwerte werden einem ersten Eingang eines Multiplizierers MU′ bzw. dem Plus-Eingang eines Differenzgliedes DG′ zugeführt. Der Ausgang des Multiplizierers MU′ ist mit dem Minus-Eingang des Differenzgliedes DG′ verbunden. Dessen Ausgang ist mit einem ersten Eingang eines Vergleichers VG verbunden. Einem zweiten Eingang dieses Vergleichers VG wird ein Schwellwert Sch zugeführt. Der Ausgang des Vergeichers ist mit einem ersten Eingang einer UND-Schaltung 1 verbunden. An deren zweiten Eingang liegt ein Takt CL. Der Ausgang dieser UND-Schaltung 1 ist mit dem Steuereingang eines Abklingfaktorspeichers AFS verbunden. In ihm sind in einem zyklischen Speicher unterschiedliche Abklingfaktoren aus dem in Frage kommenden Wertebereich gespeichert. Hier sind es die Werte 0,75; 0,8; 0,85; 0,9; 0,95. Je nach Stellung des zyklischen Speichers erscheint einer dieser Abklingfaktoren c _v am Ausgang des Abklingfaktorspeichers AFS und damit auch am zweiten Eingang des Multiplizierers MU′. Über den Ausgang A des Abklingfaktorrechners AR gelangt dieser Abklingfaktor c _v auch, wie in der Fig. 4 dargestellt ist, an den Eingang des Multiplizierers M _R.Based onFig. 6 is an embodiment of the Decay factor calculatorAR described according to claim 6. He has two entrancesE 1 andE 2nd on which the Coefficientsk _{n -1} respectively.k _n a first or a second AveragerMW 1 respectively.MW 2nd are fed from it Averages _{n -1} respectively. _n form. These averages will be a first input of a multiplierMU ′ or the Plus input of a differential elementDG ′ fed. The exit of the multiplierMU ′ is with the minus input of the Differential elementDG ′ connected. Its exit is with a first input of a comparatorVG connected. A second Receipt of this comparatorVG becomes a thresholdSch fed. The output of the comparator is with a first Input of an AND circuit1 connected. On the second Entrance is one barCL. The output of this AND circuit 1 is with the control input of a decay factor memoryAFS connected. In it there are different cyclical memories Decay factors from the range of values in question saved. Here the values are 0.75; 0.8; 0.85; 0.9; 0.95. Depending on the position of the cyclical memory one of these decay factors appearsc _v at the exit of the Decay factor memoryAFS and therefore also at the second entrance of the multiplierMU ′. About the exitA the decay factor calculator AR reaches this decay factorc _v also, as in theFig. 4 is shown at the input of the multiplier M _R.

Im Multiplizierer MU′ wird der Mittelwert _{n -1} mit dem jeweiligen Abklingfaktor c _v multipliziert. Im Differenzglied DG′ wird aus dem so gewonnenen Produkt und dem Mittelwert _n eine Differenz df gewonnen, welche im Vergleicher VG mit dem Schwellwert Sch verglichen wird. Ist die Differenz df kleiner als der Schwellwert Sch, nimmt der Ausgang des Vergleichers VG den Wert logisch "0" an, und es gelangen keine Taktimpulse des Taktes CL über die UND-Schaltung 1 zum Steuereingang des Abklingfaktorspeichers AFS. Der zyklische Speicher behält seine Stellung bei.In the multiplierMU ′ becomes the mean _{n -1} with the respective Decay factorc _v multiplied. In the differential element DG ′ is the product obtained and the mean _n a differencedf won which in the comparatorVG with the ThresholdSch is compared. Is the differencedf smaller than the thresholdSch, takes the output of the comparator VG the value logically "0" and none arrive Clock pulses of the clockCL via the AND circuit1 to the Control input of the decay factor memoryAFS. The cyclical Speicher maintains its position.

Ist jedoch die Differenz df größer als der Schwellwert Sch, so nimmt der Ausgang des Vergleichers VG den Wert logisch "1" an, die UND-Schaltung 1 schaltet den Takt CL zum Steuereingang des Abklingfaktorspeichers AFS durch. Mit jedem Taktimpuls wird der zyklische Speicher um eine Stellung weitergeschaltet, und es erscheint so der nächste gespeicherte Abklingfaktor am Ausgang des Abklingfaktorspeichers AFS. Dieses Weiterschalten geschieht so lange, bis die Differenz df kleiner als der Schwellwert Sch ist und die UND-Schaltung 1 den Takt CL sperrt. Der zuletzt erschienene Abklingfaktor erscheint dann dauernd.However, if the difference df is greater than the threshold value Sch , the output of the comparator VG assumes the value logic "1", the AND circuit 1 switches the clock CL through to the control input of the decay factor memory AFS . With each clock pulse, the cyclic memory is advanced by one position, and the next stored decay factor appears at the output of the decay factor memory AFS . This switching continues until the difference df is less than the threshold value Sch and the AND circuit 1 blocks the clock CL . The last appearing decay factor then appears continuously.

Durch den Adaptionsvorgang des adaptiven Transversalfilters schwanken im adaptierten Zustand die Koeffizienten k _{n -1} und k _n um ihre Mittelwerte. Durch die Mittelwertbildner MW 1 und MW 2 werden diese Schwankungen unterdrückt und beeinflussen somit den Abklingfaktor nicht. Due to the adaptation process of the adaptive transversal filter, the coefficients k _{n -1} and k _n fluctuate around their mean values in the adapted state. These fluctuations are suppressed by the mean value formers MW 1 and MW 2 and therefore do not influence the decay factor.

Ein weiterer Vorteil dieses Abklingfaktorrechners ist, daß eine gemäß Anspruch 2 bzw. 5 zur Ermittlung des Abklingfaktors erforderliche und nur mit großem Aufwand ausführbare Division vermieden wird.Another advantage of this decay factor calculator is that one according to claim 2 or 5 for determining the decay factor required and can only be carried out with great effort Division is avoided.

Bei der Anwendung des erfindungsgemäßen Entzerrers wählt man die Zahl der Glieder des adaptiven Transversalfilters so groß, daß nach dem Ende seines Kompensationsfensters die Amplitude des Nachschwingers absinkt, so wie es in den Fig. 3 und 5 dargestellt ist. Das heißt, der letzte Koeffizient k _n ist kleiner als der vorletzte Koeffizient k _{n -1}; die Division gemäß Anspruch 2 bzw. 5 führt zu einem Abklingfaktor, welcher kleiner als 1 ist, und das Kompensationssignal xd′′ der zweiten Art klingt in erwünschter Weise asymptotisch auf Null ab. Wenn aber wider Erwarten und vielleicht nur kurzzeitig der letzte Koeffizient größer als der vorletzte ist, und die Division einen "Abklingfaktor" größer als eins ergäbe, so gewährleistet die Ausführung des Abklingfaktorrechners gemäß dem Patentanspruch 6 auch in diesem Fall das erwünschte Abklingen der Kompensationswerte der zweiten Art auf Null, weil im Abklingfaktorspeicher AFS nur Abklingfaktoren gespeichert sind, die kleiner als eins sind, und deshalb nur solche zum Multiplizierer M _R gelangen können.When using the equalizer according to the invention, the number of elements of the adaptive transversal filter is chosen so large that after the end of its compensation window the amplitude of the post-oscillation decreases, as shown in FIGS. 3 and 5. This means that the last coefficient k _n is smaller than the penultimate coefficient k _{n -1} ; the division according to claim 2 or 5 leads to a decay factor which is less than 1, and the compensation signal xd '' of the second type decays asymptotically to zero in the desired manner. However, if, contrary to expectations and perhaps only for a short time, the last coefficient is greater than the penultimate one and the division gives a "decay factor" greater than one, then the execution of the decay factor calculator according to claim 6 also ensures the desired decay of the compensation values of the second in this case Type to zero, because the decay factor memory AFS only stores decay factors that are smaller than one, and therefore only those can reach the multiplier M _R.

Anhand der Fig. 7 wird eine mögliche Weiterbildung beschrieben, die alle zuvor beschriebene Ausführungsbeispiele betrifft. Dem ersten Eingang des Multiplizierers MU ist ein erster Vorzeichendetektor Vz 1 vorgeschaltet und dem Ausgang des Differenzgliedes DG ist ein zweiter Vorzeichendetektor Vz 2 nachgeschaltet. Dadurch werden dem Multiplizierer MU nur Faktoren mit den Werten +1 oder -1 zugeführt. So kann der Ausgangswert p auch nur den Wert +1 oder -1 annehmen. Im Tiefpaß TP wird aus den vielen statistisch verteilten Werten von +1 bzw. -1 ein Mittelwert m gebildet. Dieser kann kontinuierlich jeden Wert zwischen +1 und -1 annehmen. Durch diese Weiterbildung wird erreicht, daß in den den Vorzeichendektoren nachgeschalteten Multiplizierern nur Multiplikationen mit +1 und -1 ausgeführt werden müssen und deshalb diese Multiplizierer entsprechend einfach ausgeführt werden können.A possible further development is described with reference to FIG. 7, which relates to all the exemplary embodiments described above. A first sign detector Vz 1 is connected upstream of the first input of multiplier MU and a second sign detector Vz 2 is connected downstream of the output of differential element DG . As a result, only factors with the values +1 or -1 are fed to the multiplier MU . So the initial value p can only assume the value +1 or -1. In the low-pass filter TP , an average m is formed from the many statistically distributed values of +1 or -1. This can take any value between +1 and -1 continuously. This further development ensures that only multiplications with +1 and -1 have to be carried out in the multipliers downstream of the sign detectors and that these multipliers can therefore be carried out in a correspondingly simple manner.

Anhand der Fig. 8 wird eine Ausführungsform des Koeffizientenrechners KR erläutert. Sie besteht aus den Multiplizierern P _a und F₁ bis F _n. Jedem der Multiplizierer F₁ bis F _n ist ein Akkumulator nachgeschaltet. Jeder Akkumulator besteht aus einem der Laufzeitglieder L₁ bis L _n und aus einem der Addierer A₁ bis A _n. Der Multiplizierer P _a bildet aus dem Verstellschrittfaktor v und dem Entscheiderfehlersignal f ein Zwischenprodukt z. Mit diesem werden in den Multiplizierern F₁ bis F _n die verzögerten Entscheiderfehlersignale x₁ bis x _n multipliziert. An den Ausgängen der Akkumulatoren werden die Koeffizienten k₁ bis k _n abgegeben. Bei den Bezugszeichen AF, y₁ bis y _n, M₁ bis M _n, x₁ bis x _n sowie V₁ bis V _n handelt es sich um die gleichbezeichneten Baugruppen und Signale aus den Fig. 1 bzw. 4.An embodiment of the coefficient calculator KR is explained with reference to FIG. 8. It consists of the multipliers P _a and F ₁ to F _n . Each of the multipliers F ₁ to F _n is followed by an accumulator. Each accumulator consists of one of the delay elements L ₁ to L _n and one of the adders A ₁ to A _n . The multiplier P _a forms an intermediate product z from the adjustment step factor v and the decision error signal f . With this, the delayed decision error signals x ₁ to x _{n are} multiplied in the multipliers F ₁ to F _n . The coefficients k ₁ to k _{n are} output at the outputs of the accumulators. The reference symbols AF, y 1 to y _n , M 1 to M _n , x 1 to x _n and V 1 to V _n are the same-named modules and signals from FIGS. 1 and 4.

Anhand der Fig. 9 wird eine andere Ausführungsform des Koeffizientenrechners erläutert. Sie unterscheidet sich von der zuvor beschriebenen dadurch, daß das Entscheiderfehlersignal f den Multiplizierern F₁ bis F _n unmittelbar zugeführt werden. Diesen Multiplizierern sind die Multiplizierer P₁ bis P _n nachgeschaltet, denen der Verstellschrittfaktor v zugeführt wird.Another embodiment of the coefficient calculator is explained with reference to FIG. 9. It differs from the one described above in that the decision error signal f is fed directly to the multipliers F ₁ to F _n . These multipliers are followed by the multipliers P ₁ to P _n , to which the adjustment step factor v is supplied.

Die Erfindung eignet sich gut zum Einsatz in den teilnehmerseitigen und vermittlungsseitigen Übertragungsbaugruppen des zukünftigen sogennanten dienstintegrierenden, digitalen Fernmeldenetzes, bekannt auch unter der Abkürzung "ISDN". In diesem neuen Netz sollen die vom herkömmlichen Fernsprechnetz vorhandenen Teilnehmerkabel verwendet werden, um das Auslegen neuer Kabel zu vermeiden. Die so gewonnenen Übertragungswege weisen jedoch verhältnismäßig lange Nachschwinger auf. Durch Anwendung dieser Erfindung gelingt eine befriedigende Entzerrung mit wirtschaftlichem Aufwand, so daß diese Übertragungswege für die im neuen Netz vorgesehene Digitalsignalübertragung mit hoher Bitrate brauchbar werden.The invention is well suited for use on the subscriber side and exchange-side transmission modules of the future so-called integrated service digital Telecommunications network, also known by the abbreviation "ISDN". In this new network is said to be that of the conventional telephone network existing subscriber cables can be used to Avoid laying out new cables. The transmission paths obtained in this way however have relatively long post-oscillators on. A satisfactory result is achieved by applying this invention Equalization with economic effort, so that these transmission paths for the digital signal transmission provided in the new network become usable with high bit rate.

In diesem Netz muß ein Basisanschluß innerhalb einer vorgeschriebenen Zeit aktiviert werden. Die Erfindung ermöglicht die dazu notwendige hohe Konvergenzgeschwindigkeit durch einen möglichen großen Verstellschrittfaktor. Da dem ersten adaptiv betriebenen Filter ein zweites, nicht adaptiv betriebenes Filter nachgeschaltet ist, braucht das erste Filter nicht so viele Glieder aufzuweisen wie notwendig wären, um mit diesem Filter alleine einen Nachschwinger in seiner ganzen Länge zu kompensieren. Das erste Filter kann also mit einer verhältnismäßig geringen Anzahl von Gliedern ausgeführt werden. Je geringer die Zahl der Glieder eines adaptiven Transversalfilters gewählt wird, um so größer kann der Verstellschrittfaktor gewählt werden, ohne daß Instabilitäten befürchtet werden müssen. So kann zu Beginn der Adaption zur Erzielung einer hohen Konvergenzgeschwindigkeit mit einem großen Verstellschrittfaktor gearbeitet werden. Bei zunehmender Adaption wird dann selbsttätig mit einem kleinen Verstellschrittfaktor gearbeitet, um die andererseits auch geforderte hohe Genauigkeit der Adaption zu erreichen.In this network, a basic connection must be within a prescribed Time can be activated. The invention enables the high speed of convergence necessary for this possible large adjustment step factor. Since the first adaptively operated filter a second, not adaptively operated Filter is connected, the first filter needs not have as many links as would be necessary to use this filter to create a ringing oscillator in its to compensate for the entire length. The first filter can also be used a relatively small number of links executed will. The lower the number of limbs of an adaptive Transversal filter is selected, the larger the Adjustment step factor can be selected without instabilities must be feared. So at the beginning of the adaptation to Achieve a high rate of convergence with one large adjustment step factor can be worked. With increasing Adaption then becomes automatic with a small one Adjustment step factor worked on the other hand, the required to achieve high accuracy of adaptation.

Claims

1. Method for adaptive decision feedback equalization of line signals (xl) in electrical communication with the following features:

a) An equalized signal (xk) is obtained by subtracting from the line signal (xl) :
- a1) a compensation signal of the first kind (xd ′) ,
- a2) a compensation signal of the second kind (xd '') .
b) from the equalized signal (xk) is obtained by a decision discriminator output signal (xe).
c) A decision-maker error signal (f) is obtained from the equalized signal (xk) and the decision-maker output signal ( xe) by forming the difference.
d) From the decision output signal (xe) delayed decision output signals (x ₁... x _n ) are obtained by stepwise delay.
e) From the delayed decision output signal (x ₁... x _n ) multiplier output signals (y ₁... y _n ) are obtained by multiplication with the associated coefficients (k ₁... k _n ).
f) The multiplier output signals (y ₁... y _n ) form the compensation signal of the first type (xd ') .
g) The coefficients (k ₁... k _n ) are obtained from the decision-maker error signal (f) and an adjustment step factor (v) in such a way that the decision-maker error signal (f) becomes minimal.
h) The compensation signal of the second type (xd ′ ′) is obtained as follows:
- h1) The last multiplier output signal (y _n ) is represented by a sequence of multiplier output values (y _{n, i} ).
- h2) These multiplier output values (y _{n, i} ) occur at discrete times (i · T) .
- h3) A sequence of compensation values of the second type (xd _i ′ ′) is obtained from the sequence of these multiplication output values (y _{n, i} ), a specific compensation value of the second type xd _j ′ ′ occurring at the discrete point in time j · T is formed as follows: xd _j ′ ′ = y _{n, j -1} · c _k + y _{n, j -2} · c _k ² + y _{n, j -3} · c _k ³ - +. . Here, mean: y _{n, j -1} , y _{n, j -2} , y _{n, j -3} etc. of the multiplier output values (y _{n, i} ) those at the discrete times (j -1) T , (j -2) · T , (j -3) · T etc. occur. c _k : a fixed decay factor that is chosen to be less than one.
- h4) The sequence of the compensation values of the second type (xd _i ′ ′) represents the compensation signal of the second type (xd ′ ′) .
i) The adjustment step factor (v) is obtained as follows:
- i1) The compensation signal of the first type (xd ') and the compensation signal of the second type (xd'') are summed to form a compensation signal (xd) .
- i2) An output value (p) is formed from the compensation signal ( xd) and the decision-maker error signal ( f) by multiplication.
- i3) An average value (m) is formed from the initial value (p) .
- i4) The adjustment step factor (v) is obtained from the mean (m) as follows: v = c _B · | m | at c _B · | m | ≧ v _min or v = v _min at c _B · | m | < v _min Here v _{min is} a fixed minimum adjustment step factor and c _{B is} a fixed evaluation factor.
The generic term is formed by the features a, a1, b to g, h1 and h2, the characterizing part forming the other features.

2. Method for adaptive decision feedback equalization of line signals (xl) in electrical communication with the following features:

a) An equalized signal (xk) is obtained by subtracting from the line signal (xl) :
- a1) a compensation signal of the first kind (xd ′) ,
- a2) a compensation signal of the second kind (xd '') .
b) from the equalized signal (xk) is obtained by a decision discriminator output signal (xe).
c) A decision-maker error signal (f) is obtained from the equalized signal (xk) and the decision-maker output signal ( xe) by forming the difference.
d) From the decision output signal (xe) delayed decision output signals (x ₁... x _n ) are obtained by stepwise delay.
e) From the delayed decision output signal (x ₁... x _n ) multiplier output signals (y ₁... y _n ) are obtained by multiplication with the associated coefficients (k ₁... k _n ).
f) The multiplier output signals (y ₁... y _n ) form the compensation signal of the first type (xd ') .
g) The coefficients (k ₁... k _n ) are obtained from the decision-maker error signal (f) and an adjustment step factor (v) in such a way that the decision-maker error signal (f) becomes minimal.
h) The compensation signal of the second type (xd ′ ′) is obtained as follows:
- h1) The last multiplier output signal (y _n ) is represented by a sequence of multiplier output values (y _{n, i} ).
- h2) These multiplier output values (y _{n, i} ) occur at discrete times (i · T) .
- h3) A sequence of compensation values of the second type (xd _i ′ ′) is obtained from the sequence of these multiplier output values (y _{n, i} ), with a specific compensation value of the second type (xd _j ′ ′) according to one of the two following relationships is formed: xd _j ′ ′ = y _{n, j -1} · c _{v, j -1} + y _{n, j -2} · c _{c, j -1} · c _{v, j -2 + + y _{n, j -3} · C _{v, j -1} · c _{v, j -2} · c _{v, j -3} +. . . xd _j ′ ′ = y _{n, j -1} · c _{v, j} + y _{n, j -2} · c _{v, j} · c _{v, j -1 +. . . + y _{n, j -3} · c _{v, j} · c _{v, j -1} · c _{v, j -2} +. . . Here: y _{n, j -1} ; y _{n, j -2} ; y _{n, j -3} , etc. of the multiplier output values (y _{n, i} ) those occurring at the discrete times (j -3) · T , etc. c _vj ; c _{v, j -1} ; c _{v, j -2} ; c _{v, j -3} etc. the decay factors at the discrete times j · T , (j -1) · T , (j -2) · T (j -3) · T etc. h4) The variable decay factor c _v becomes won according to the following relationship:}} _{_{K _n is the last and with k _{n -. 1} of the last but one coefficient bezeichnet.h5) The sequence of the compensation values of the second type (xd _i) represents the compensation signal of the second type (xd _i) is i) The Verstellschrittfaktor (v) is as follows obtained: i1) The compensation signal of the first type (xd ′) and the compensation signal of the second type (xd ′ ′) are summed to form a compensation signal (xd). i2) The compensation signal (xd) and the decision-maker error signal (f) are converted into an output value by multiplication (p) formed. i3) A mean value (m) is formed from the initial value (p). i4) The adjustment step factor (v) is obtained from the mean value (m ) as follows: v = c _B · | m | at c _B · | m | ≧ v _min or v = v _min at c _B · | m | < v _min Here v _{min is} a fixed minimum adjustment step factor and c _{B is} a fixed evaluation factor. The generic term is formed by the characteristics a, a1, b to g, h1 and h2, the other characteristics form the characteristic part. 3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that in the method steps according to the features g) and i2) of the decision error signal (f) and the compensation signal (xd) only the signs are evaluated. 4. Circuit arrangement for adaptive decision feedback equalization of line signals (xl) in electrical communication with the following features: a) A first filter (AF) designed as a transversal filter with adaptive coefficient calculation is provided with the following structure: a1) It has a delay chain made up of several delay elements ( V ₁... V _n ) to a2) A multiplier (M ₁... M _n ) is connected to each tap and to the output of the last delay element (V _n ) of the delay chain. A3) Each multiplier (M ₁. ... M _n ) is connected to a coefficient calculator (KR) . A4) The output of each multiplier (M ₁ ... M _n ) is connected to an input of a summer ( Su) . B) The first filter (AF) a time filter (RF) downstream. b1) The second filter (RF) is designed as a recursive filter. b2) The second filter (RF) has the transfer function}} _{_{auf.b3) The second filter (RF) is connected downstream of the first filter in such a way that in the connection between the last multiplier (M _n ) of the first filter (AF) and the summer (Su) the adder ( Ad) of the second filter ( RF) is inserted. B4) The decay factor (c _k ) has a fixed value less than one. C) The output of the totalizer (Su) is connected to the input of a decision maker (ES) . D) Between the output of the totalizer ( Su ) and the input of the decision maker (ES) , a subtractor (Sb) is inserted, the plus input of which is the input for the line signal (xl) , and the minus input of which is connected to the output of the summer (Su) . E) The input of the decision-maker (ES) is connected to the plus input of a differential element (DG) . F) The output of the decision-maker (ES) is connected to the minus input of a differential element (DG) and the input of the first delay element (V ₁) connected.g) The output of the differential element (DG) is connected to the coefficient calculator (KR) connected. h) A circuit for obtaining an adjustment step factor is provided. i) The circuit for obtaining an adjustment step factor is designed as follows: i1) The output of the summer (Su) is connected to the first input of a multiplier (MU) . i2) The output of the Difference element (DG) is connected to the second input of the multiplier (MU) .i3) The output of the multiplier (MU) is connected to the input of a low pass (TP) . I4) The output of the low pass (TP) is connected to the input of a "Characteristic curve generation" module (KE) connected. I5) The "Characteristic curve generation" module (KE) is designed in such a way that it derives from the mean value present at its input, obtained in the low-pass filter (TP) from the output value (p) of the multiplier (MU) (m) forms an adjustment step factor (v) emitted from its output as follows: i5a) The amount is formed from the mean (m) . i5b) The amount is multiplied by a predetermined fixed evaluation factor (c _B ) ziert.i5c) The adjustment step factor (v) does not fall below a predetermined fixed minimum adjustment step factor (v _min ). i6) The output of the "characteristic curve generation" module (KE) is identical to the output for the adjustment step factor of the circuit for obtaining the adjustment step factor. k) The output for the adjustment step factor is connected to the coefficient calculator (KR) . The generic term is formed by the features a, a1 to a4, c, e to h and k. The remaining features form the characteristic part. 5. Circuit arrangement for adaptive decision feedback equalization of line signals (xl) in electrical communication with the following features: a) A first filter (AF) designed as a transversal filter with adaptive coefficient calculation is provided with the following structure: a1) It has a delay chain made up of several Delay elements (V ₁... V _n ) to a2) A multiplier (M ₁... M _n ) is connected to each tap and to the output of the last delay element (V _n ) of the delay chain. A3) Each multiplier (M ₁ ... M _n ) is connected to a coefficient calculator (KR) a4) The output of each multiplier (M ₁ ... M _n ) is connected to an input of a summer ( Su) . B) The first filter (AF ) is followed by a second filter (RF ′) . b1) The second filter (RF ′) is designed as a recursive filter. b2) The second filter (RF ′) has the transfer function}} _{_{on. b3) The second filter (RF ') is connected downstream of the first filter in such a way that in the connection between the last multiplier (M _n ) of the first filter (AF) and the summer (Su) the adder ( Ad) of the second filter (RF ') Is inserted. B4) A decay factor calculator (AR) is provided, which is acted upon by the last two coefficients (k _{n -1} , k _n ) of the first filter and from this calculates the decay factor (c _v ) of the second filter, whereby the relationship}} _{_{applies. c) The output of the adder (Su) is connected to the input of a decision maker (ES) . d) Between the output of the adder ( Su ) and the input of the advisor (ES) a subtractor (Sb) is inserted, its plus -Input is the input for the line signal (xl) , and its minus input is connected to the output of the summer (Su) . E) The input of the decision maker (ES) is connected to the plus input of a differential element (DG) . f) The output of the decision maker (ES) is connected to the minus input of a differential element (DG) and the input of the first delay element (V ₁). g) The output of the differential element (DG) is connected to the coefficient calculator (KR) . h) A circuit for obtaining an adjustment step factor is provided. i) The circuit for obtaining an adjustment step factor is designed as follows: i1) The output of the summer ( see below) ) is connected to the first input of a multiplier (MU) .i2) The output of the differential element (DG) is connected to the second input of the multiplier (MU) .i3) The output of the multiplier (MU) is connected to the input of a low pass ( TP) connected. I4) The output of the low-pass filter (TP) is connected to the input of a "characteristic curve generation" module (KE) . I5) The "characteristic curve generation" module (KE) is designed so that it consists of the in the low-pass filter (TP) from the output value (p) of the multiplier (MU) the mean value (m) forms an adjustment step factor (v) given by its output as follows: i5a) The amount is given from the mean value (m) ilden.i5b) The amount is multiplied by a predetermined fixed evaluation factor (c _B ). i5c) The adjustment step factor (v) does not fall below a predetermined fixed minimum adjustment step factor (v _min ). i6) The output of the "characteristic curve generation" module (KE) is identical to the output for the adjustment step factor of the circuit for obtaining the adjustment step factor.k) The output for the adjustment step factor is connected to the coefficient calculator (KR) . The generic term is formed by the features a, a1 to a4, c, e to h and k. The remaining features form the characteristic part. 6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that in the decay factor computer (AR) the penultimate and last coefficient (k _{n -1} and k _n ) are fed to a first or second averager (MW 1 and MW 2 ), the outputs of which have an input of a Multiplier (MU ') or connected to the plus input of a differential element ( DG') , that the output of the multiplier (MU ') is connected to the negative input of the differential element (DG') , that its output is connected to a first Input of a comparator (VG) is connected, that its second input is supplied with a threshold value (Sch) and its output is connected to a first input of an AND circuit ( 1 ), that its second input is supplied with a clock (CL) and its Output is connected to a control input of a decay factor memory (AFS) that its output is connected to the second input of the multiplier (MU ') and to the multiplier of the recursive filter (M _R , Fig. 4) that de r comparator (VG) outputs a logical "yes" signal at its output if the difference (df) at the output of the differential element ( DG ′) is greater than the threshold value (Sch) that different decay factors are stored in the decay factor memory (AFS) that these decay factors appear one after the other at the output of the decay factor memory (AFS) , as long as the clock (CL) is present at the control input, that the last decay factor appears continuously, as long as the clock (CL) is blocked by the AND circuit ( 1 ) , and that the stored decay factors are less than one ( Fig. 6).}}