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Diese Erfindung bezieht sich auf
die Verarbeitung von optischen Signalen unter Einschluss einer Entzerrung,
Impulsformung und Regeneration von optischen Signalen, und insbesondere,
jedoch nicht ausschließlich,
auf die Verarbeitung derartiger optischer Signale in einem Telekommunikationsnetz.
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Die Übertragung von optischen Signalen
in optischen Netzen mit Bitraten von mehr als 1 GHz, insbesondere über lange
Strecken, ist einer Anzahl von Quellen für eine Beeinträchtigung
des optischen Signals ausgesetzt. Die vorliegende Erfindung betrifft die
Korrektur derartiger Beeinträchtigungen,
wenn diese durch Anwenden einer Entzerrung zur Modifikation der
Amplitudenschwingungsform eines optischen Impulses bewirkt werden
kann, und außerdem auf
Verbesserungen der Modulation für
den Zweck der Regeneration.
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Es ist bekannt, eine Detektion der
Schwingungsform eines optischen Signals, wie z. B. eines pulsamplitudenmodulierten
optischen Signals, vorzusehen und nachfolgend eine Entzerrung auf
die resultierende elektrische Schwingungsform anzuwenden, um die
Effekte der Verzerrung zu beseitigen, indem beispielsweise die Symmetrie
wieder hergestellt wird. Eine derartige Entzerrung wird jedoch mit
zunehmenden Bitraten zunehmend schwieriger und hat den Nachteil,
dass Rauschen während
der Umwandlung auf das elektrische Signal hinzugefügt wird,
mit dem Ergebnis, dass der Entzerrungsprozess ein derartiges zusätzliches
Rauschen verstärken
kann. Es würde
daher wünschenswert
sein, wenn man in der Lage ist, eine Entzerrung im optischen Bereich durchzuführen. Es
ist jedoch schwierig, eine derartige Entzerrung mit Hilfe bekannter
Verfahren zu realisieren, wobei eine spezielle Schwierigkeit darin
besteht, dass bekannte Techniken auf der Anpassung der Betriebswellenlänge eines
optischen Filters an die Trägerfrequenz
des optischen Signals beruhen. Eine Schwankung der Wellenlänge des
optischen Signals erfordert eine Wellenlängen-Nachführung oder eine Wellenlängen-Einrastung zur Erzielung
einer Stabilität.
Ein Etalon kann beispielsweise dazu verwendet werden, ein schmalbandiges
optisches Filter in einem derartigen Prozess zu schaffen.
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Es ist weiterhin bekannt, ein Transversalfilter in
dem optischen Bereich vorzusehen, das eine Verzweigung, eine differenzielle
Verzögerung
und ein Rekombinationselement umfasst. Eine weitere Schwierigkeit
besteht darin, dass das optische Signal im Allgemeinen eine begrenzte
Linienbreite hat, die Mehrpfad-Interferenzeffekte hervorrufen kann,
die das optische Signal während
des Filterprozesses beeinträchtigen.
Es war bisher jedoch noch nicht möglich, Transversalfilter zu
schaffen, bei denen negative Wertigkeiten angewandt werden, das
heißt,
bei denen Komponenten des optischen Signals subtraktiv kombiniert
werden.
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Es ist aus der Veröffentlichung
von Idler et al (IEEE Photonics Technology Letters, Band 8, Nr.
9, September 1996 – „10 Gb/s
Wavelength Conversion with Integrated Multiquantum-Well-Based 3-Port Mach-Zehnder
Interferometer"),
eine Inversion eines einzelnen optischen Signals zusätzlich zur
Wellenlängenumwandlung
mit Hilfe eines Mach-Zehnder-Interferometers zu schaffen, bei dem
optische Halbleiter-Verstärker dazu
verwendet werden, einen Interferenz-Zustand zwischen optischen Komponenten
eines durch erste und zweite Arme des Interferometers übertragenen
Komponenten eines Eingangssignals einzustellen. Ein optisches Dauerschwingungssignal, das
sich in gleicher Weise durch die ersten und zweiten Arme ausbreitet,
wird neu kombiniert, um ein Ausgangssignal zu bilden, das entsprechend
dem Interferenz-Zustand moduliert ist, und ein impulsförmiges optisches
Signal wird in entgegengesetzter Richtung durch lediglich einen
der Arme hindurch zur Ausbreitung gebracht, um auf diese Weise die
Phase eines der Komponentensignale durch eine Kreuzphasenmodulation
aufgrund der nichtlinearen Charakteristik des optischen Halbleiter-Verstärkers dieses
Arms zu modulieren.
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Ein weiteres Beispiel des Standes
der Technik findet sich in der Veröffentlichung von T. Durhuus et
al (Optical Fiber Communication, Februar 1995 – „Monolithic Integrated Mach-Zehnder
Wavelength Converter")
oder in dem US-Patent 4997249.
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Gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden
Erfindung wird ein Verfahren zur Verarbeitung eines optischen Signals
geschaffen, das eine Intensität aufweist,
die sich zeitlich in der Amplitude ändert, und eine optische Signalschwingungsform
aufweist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
Bilden
einer Anzahl von optischen Anzapfungssignalen aus dem optischen
Signal derart, dass die Anzapfungssignale jeweilige Anzapfungssignal-Schwingungsformen
aufweisen, die die optische Signalschwingungsform darstellen, die
unterschiedlichen jeweiligen Verzögerungsperioden unterworfen
ist,
Eingabe der Anzapfungssignale als Steuersignale in eine
Modulationseinrichtung;
Eingabe eines optischen Eingangssignals
an die Modulationseinrichtung, um von dieser moduliert zu werden;
und
Steuern der Modulationseinrichtungen in Abhängigkeit von der Eingabe der
Anzapfungssignale derart, dass die Modulationseinrichtung eine Modulation des
Eingangssignals zur Schaffung eines optischen Ausgangssignals ergibt,
das eine Ausgangs-Schwingungsform aufweist, die in Abhängigkeit
von einer Kombination der Amplituden der Anzapfungssignal-Schwingungsformen
moduliert ist.
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Ein Vorteil eines derartigen Verfahrens
besteht darin, dass eine Amplitudenmodulation der Ausgangs-Schwingungsform
in einer Weise geschaffen wird, die gegenüber der Amplitude der optischen Signalschwingungsform
empfindlich und gegenüber der
Charakteristik des optischen Trägersignals
des optischen Signals unempfindlich ist.
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Wenn vorgesehen wird, dass ein oder
mehrere ausgewählte
Anzapfungssignale eine Wirkung auf die Modulationseinrichtung haben,
die entgegengesetzt zu der Wirkung der verbleibenden Anzapfungssignale
ist, kann der kumulative Effekt der Anzapfungssignale derart sein,
dass dies einen Effekt einschließt, der äquivalent zu der Subtraktion
eines Anzapfungssignals von einem anderen ist.
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Auf diese Weise werden Transversalfilter verschiedener
Formen erzielt, unter Einschluss derjenigen, die negative Wertigkeiten
erfordern, die von der vorstehend erwähnten Subtraktion abgeleitet sind.
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Die Modulationseinrichtung kann ein
Dauerschwingungs-Eingangssignal oder ein impulsförmiges Eingangssignal modulieren,
was zu einer Abtastung oder Regeneration des optischen Signals in Kombination
mit der Wirkung des Transversalfilters führt.
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Vorzugsweise ist die Modulationseinrichtung ein
Mach-Zehnder-Interferometer, das optische Halbleiter-Verstärker einschließt, wobei
die Modulation durch Festlegen eines Interferenz-Zustandes am Ausgang
des Interferometers und durch Festlegen des Interferenz-Zustandes
durch Ausbreiten jedes der Anzapfungssignale durch einen jeweiligen
einzelnen der optischen Halbleiter-Verstärker bewirkt wird, um den Interferenz-Zustand
durch Kreuzmodulation zu ändern.
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Jedes der Anzapfungssignale kann über einen
jeweiligen optischen Anzapfungs-Wellenleiter
erzeugt werden, der Einrichtungen zur Anwendung einer jeweiligen
Wertigkeit (das heißt
eines Multiplikationsfaktors) und einer jeweiligen Verzögerungsperiode
aufweist. Die Wertigkeiten und Verzögerungsperioden können durch
die Verwendung geeigneter Dämpfungsglieder
und Verzögerungseinrichtungen bereitgestellt
werden.
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Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung werden nunmehr lediglich in Form eines Beispiels und unter
Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 eine
schematische Darstellung eines optischen Transversalfilters mit
zwei Anzapfungen ist, von denen die zweite Anzapfung eine negative Wertigkeit
hat;
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2 eine
schematische Darstellung eines optischen Transversalfilters mit
zwei Anzapfungen ist, wobei jede der Anzapfungen eine positive Wertigkeit
hat;
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3 eine
schematische Darstellung eines optischen Transversalfilters mit
drei Anzapfungen ist, von denen die erste und dritte Anzapfung negative Wertigkeiten
haben;
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4 eine
schematische Darstellung eines Transversalfilters ist, das auf ein
Interferenzsignal in Kombination mit einer optischen Abtasteinrichtung wirkt,
die eine Subtraktion des gefilterten Interferenzsignals von einem
Daten übertragenden
optischen Signal bewirkt;
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5 eine
schematische Darstellung eines optischen Transversalfilters ist,
das äquivalent
zu der Anordnung nach 4 ist;
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6 eine
verallgemeinerte Darstellung eines Transversal-Entzerrers für entweder
den elektrischen oder den optischen Bereich ist, und
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7 eine
schematische Darstellung der Anzapfungssignalschwingungsformen bei
der Ausführungsform
nach 3 ist.
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6 zeigt
einen verallgemeinerten Transversal-Entzerrer, der im Übrigen als
ein Transversalfilter bekannt ist, und sowohl auf den elektrischen
als auch den optischen Bereich anwendbar ist. Ein Eingangssignal 1 wird
einer Anzahl von Verzögerungen ausgesetzt,
die durch Verzögerungseinheiten 2a , ... 2n–1 ,
bewirkt werden, und Abtastproben des Eingangssignal für jeden
Wert der Verzögerung
werden einer Multiplikation durch Wertigkeiten 3, 3a , ... 3n–1 unterworfen,
die positiv oder negativ sein können,
bevor die bewerteten Komponenten zur Bildung eines Ausganges 4 summiert
werden. In der einfachsten Form hat der Transversal-Entzerrer eine einzige
Verzögerung
und zwei Anzapfungen, und in seiner allgemeinen Form hat er n Anzapfungen
mit n – 1
Verzögerungseinheiten
und n Wertigkeiten. Transversal-Entzerrer können auf spezielle Anwendungen durch
Wahl der Verzögerungsperiode,
der Anzahl von Anzapfungen und der Werte der Wertigkeiten zugeschnitten
werden. Die Wertigkeiten können
voreingestellt sein, oder sie können
alternativ gesteuert werden, um einen adaptiven Entzerrer zu bilden.
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Ein optisches Transversalfilter gemäß der vorliegenden
Erfindung ist in 1 gezeigt,
wobei Komponenten über
Linien miteinander verbunden sind, die Wellenleiter darstellen.
Das Transversalfilter nach 1 umfasst
ein Mach-Zehnder-Interferometer 5 mit
ersten und zweiten Armen 6 und 7, die jeweilige
erste und zweite optische Halbleiter-Verstärker 8 und 9 umfassen
und sich zwischen einem optischen Wellenleiter-Teiler 10 und
einem Wellenleiter-Kombinierer 11 erstrecken.
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Ein optischer Generator 12 liefert
ein Eingangssignal, das über
den Wellenleiter-Teiler 10 zur Ausbreitung
gebracht wird, um die ersten und zweiten Arme 6, 7 zu
durchlaufen und an einem Ausgangs-Wellenleiter 13 mit einer
Amplitude erneut kombiniert zu werden, die entsprechend einem Interferenz-Zustand
bestimmt ist, der in dem Interferometer 5 ausgebildet wird,
wobei der maximale Ausgang für
eine konstruktive Interferenz und ein Ausgang von Null für eine destruktive
Interferenz erzielt wird. Das Interferometer 5 wirkt daher
als eine Modulationseinrichtung, die eine Modulation des Eingangssignals
in Abhängigkeit
von dem Interferenz-Zustand ergibt.
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Ein erster optischer Anzapfungs-Wellenleiter 14 ist
mit dem ersten Arm 6 gekoppelt, um ein erstes optisches
Anzapfungssignal zu injizieren, das entgegengesetzt zu dem Generator-Eingangssignal
in dem ersten Arm zur Ausbreitung gebracht wird. Eine Kreuzphasenmodulation,
die in dem ersten Halbleiter-Verstärker 8 bei Vorliegen
sowohl des ersten optischen Anzapfungssignals und des Eingangssignals des
Generators auftritt, führt
zu einer Änderung
des an dem Ausgangs-Wellenleiter beobachteten Interferenz-Zustandes
in einem Ausmaß,
das von der Amplitude des ersten optischen Anzapfungssignals abhängt, das über den
ersten Anzapfungs-Wellenleiter 14 injiziert
wird. In ähnlicher
Weise ist ein zweiter optischer Anzapfungs-Wellenleiter 15 mit
dem zweiten Arm 7 verbunden, um ein weiteres optisches
Anzapfungssignal einzukoppeln, das entgegengesetzt in dem zweiten
Arm zur Ausbreitung gebracht werden kann, wobei das zweite Anzapfungssignal
in ähnlicher
Weise einen bestimmenden Effekt auf den Interferenz-Zustand aufgrund
der Kreuzphasenmodulation in dem zweiten optischen Halbleiter-Verstärker 9 hat.
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Die ersten und zweiten optischen
Halbleiter-Verstärker 8 und 9 werden
derart vorgespannt, dass bei Fehlen der entgegengesetzt zur Ausbreitung
gebrachten optischen Anzapfungssignale die in dem Ausgangs-Wellenleiter 13 erneut
kombinierten Komponenten des Generator-Eingangssignals die gleiche
Amplitude und eine entgegengesetzte Phase aufweisen, so dass sich
ein Ausgangssignal von Null ergibt. Die Wirkung der Kreuzphasenmodulation
in dem ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 als Beispiel
besteht bei Vorliegen eines ersten optischen Anzapfungssignals über den
ersten Anzapfungs-Wellenleiter 14 in einer Änderung
der Phase der ersten Komponente des Generator-Eingangssignals, das
an dem Ausgangs-Wellenleiter 13 erneut kombiniert wird,
wodurch der Interferenz-Zustand derart geändert wird, dass eine konstruktive
Interferenz in einem Ausmaß auftritt,
dass entsprechend der Amplitude des optischen Signals bestimmt ist. Ein
entsprechender Effekt tritt in dem zweiten optischen Halbleiter-Verstärker 9 derart
auf, dass beispielsweise bei Zuführung
gleicher optischer Anzapfungssignale über die ersten und zweiten
Anzapfungs-Wellenleiter 14 und 15 die jeweiligen
Effekte auf den Interferenz-Zustand gleich und entgegengesetzt sind,
so dass ein Ausgang von Null mit destruktiver Interferenz aufrechterhalten
wird. Wenn jedoch der zweite Anzapfungs-Wellenleiter 15 ein
zweites Anzapfungssignal mit größerer Amplitude
als das erste Anzapfungssignal empfängt, so wird die Wirkung auf
den Interferenz-Zustand
entsprechend der Differenz der Amplituden zwischen den jeweiligen Anzapfungssignalen
bestimmt.
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In dem Transversalfilter nach 1 wird ein Daten übertragendes
optisches Signal 16 von einem Eingang 17 in gleicher
Weise in die ersten und zweiten Anzapfungs-Wellenleiter 14 und 15 eingekoppelt. Ein
Dämpfungsglied 18 ist
im Verlauf des ersten Anzapfungs-Wellenleiters 14 angeordnet,
und eine Verzögerungseinrichtung 19 ist
im Verlauf des zweiten Anzapfungs-Wellenleiters 15 angeordnet.
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Eine erste Komponente 20 des
optischen Signals wird daher gedämpft,
bevor sie als das erste Anzapfungssignal in den ersten optischen
Halbleiter-Verstärker 8 eingegeben
wird, und eine zweite Komponente 21 des optischen Signals
wird verzögert,
bevor sie als zweites Anzapfungssignal dem zweiten optischen Halbleiter-Verstärker 9 zugeführt wird.
In Analogie zu dem Transversalfilter nach 6 entspricht das optische Transversalfilter
nach 1 daher einem Transversalfilter
mit zwei Anzapfungen, bei dem die Verzögerungseinrichtung 19 der
Verzögerungseinheit 2a entspricht
und das Dämpfungsglied 18 der
Wertigkeits-Funktion 3 entspricht.
Weil der Interferenz-Zustand von der Differenz zwischen den ersten
und zweiten Anzapfungssignalen abhängt, und weil das erste Anzapfungssignal
gedämpft
wird, kann der Eingabe des zweiten Anzapfungssignals an den zweiten
optischen Verstärker 9 als
Zuordnung einer positiven Wertigkeit betrachtet werden, während die
Eingabe des ersten Anzapfungssignals an den ersten Verstärker als
Zuordnung einer negativen Wertigkeit betrachtet werden kann, weil
die Wirkung hiervon von der des zweiten Anzapfungssignals subtrahiert
wird.
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In dem Beispiel nach 1 ergibt das Dämpfungsglied 18 eine
Dämpfung
von 6 dB, und die Verzögerungseinrichtung 19 ergibt
eine Verzögerung von
einer Bitperiode. Dies hat die Wirkung der Regeneration des optischen
Signals 16 verzögert
um eine Bitperiode, wobei eine Anstiegsflanke jedes Impulses des
regenerierten optischen Signals in ihrer Größe durch die Wirkung der Subtraktion
des um 6 dB gedämpften
vorhergehenden Impulses verkleinert wird.
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Der Generator 12 nach 1 kann so angeordnet werden,
dass er das Generator-Eingangssignal 50 in
Form von Abtastimpulsen liefert, was es ermöglicht, dass der Interferometer-Ausgang 22 die Form
von abgetasteten Impulsen hat, die von einer gefilterten Version
des optischen Signals 16 abgetastet werden. Dies kann alternativ
so betrachtet werden, als ob ein Ausgangssignal gewonnen wird, das eine
Faltung des gefilterten optischen Signals und der Abtastimpulse
ist. Der Generator 12 kann alternativ eine Quelle für eine Dauerschwingungs-Strahlung sein,
wobei in diesem Fall das resultierende Ausgangssignal einer vollständigen Schwingungsform entspricht,
die die gefilterte Version des optischen Signals 16 darstellt.
Das Ausgangssignal 22 weist in jedem Fall die Wellenlänge auf,
die von dem Generator bestimmt ist, so dass die vorstehend beschriebene Anordnung
auch als Wellenlängen-Wandler
wirken kann. Die Änderung
des Ausgangssignals 22 ist allgemein eine Kosinusfunktion
bezüglich
der Änderung
des optischen Signals 16, wobei dies eine von Natur aus
gegebene Eigenschaft der Interferometer-Anordnung ist, derart, dass
wenn ein lineares Ansprechverhalten erforderlich ist, der Amplitudenbereich
der Schwingungsform des optischen Signals 16 so eingestellt
werden sollte, dass er ausreichend klein ist, damit sich ein angenähert lineares
Ansprechverhalten ergibt.
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Eine (nicht gezeigte) automatische
Pegelregelung wird auf die optischen Signale angewandt, die als
Eingangssignale der vorstehenden und nachfolgend beschriebenen Vorrichtungen
zugeführt
werden.
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Die Verwendung des Generators 12 in
Verbindung mit einem Taktrückgewinnungssystem
zur Gewinnung eines Ausgangssignals in Form von abgetasteten Impulsen
ermöglicht
es der vorstehenden Anordnung, als Regenerator zur wirken.
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Das bei der Anordnung nach 1 verwendete grundlegende
Prinzip kann in einer Vielzahl von Arten an andere Fälle angepasst
werden, wobei ein weiteres Beispiel nunmehr unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wird, wobei
entsprechende Bezugsziffern soweit passend für entsprechende Elemente verwendet
werden.
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2 zeigt
ein optisches Transversalfilter mit zwei Anzapfungen, denen jeweils
eine positive Wertigkeit zugeordnet ist. In 2 empfängt ein Interferometer 5 optische
Abtastimpulse von einem optischen Generator 12, wobei diese
Impulse aufgeteilt werden, um sich durch die ersten und zweiten
Arme 6, 7 des Interferometers auszubreiten, und
sie werden an dem Wellenlängen-Kombinierer 11 kombiniert,
um abgetastete Impulse an einem Ausgang 22 zu liefern.
Die Amplitude der abgetasteten Impulse am Ausgang 22 wird
entsprechend eines Interferenz-Zustandes
in dem Interferometer 5 bestimmt, der in Abhängigkeit
von einer Kreuzmodulation geändert
wird, die in dem ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 auftritt.
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Ein optisches Signal 16 von
einem Eingang 17 von einem Telekommunikationsnetz wird
in einen ersten Anzapfungs-Wellenleiter 23, der ein Dämpfungsglied 24 einschließt, und
einen zweiten Anzapfungs-Wellenleiter 25 eingekoppelt,
der sowohl eine Verzögerungseinrichtung 26 als
auch ein Dämpfungsglied 27 einschließt. Der
erste Anzapfungs-Wellenleiter 23 ist mit dem ersten Arm 6 derart
verbunden, dass eine erste Komponente 20 des optischen Signals 16 ein
erstes Anzapfungssignal bildet, das in der gleichen Richtung in
dem ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 bezogen auf
die optischen Abtastimpulse zur Ausbreitung gebracht wird. Der zweite Anzapfungs-Wellenleiter 25 ist
mit dem ersten Arm 6 derart verbunden, dass eine zweite
Komponente 21 des optischen Signals 16 ein zweites
Anzapfungssignal bildet, das gegensinnig zu den Abtastimpulsen in dem
ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 zur Ausbreitung
gebracht wird. Weil die ersten und zweiten Komponenten 20 und 21 des
optischen Signals 16 in zueinander entgegengesetzten Richtungen
zur Ausbreitung gebracht werden, können sich diese Komponenten
nicht in kohärenter
Weise addieren. Es ist möglich,
dass in dem Ausmaß,
in dem die verzögerte
zweite Komponente 21 mit der ersten Komponente 21 korreliert
ist, eine Stehwelle in dem ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 erzeugt
wird, wobei in diesem Fall unerwünschte
Nebeneffekte durch die Hinzufügung
einer Polarisationsdreheinrichtung beseitigt werden können, die
beispielsweise in die Verzögerungseinrichtung 26 eingefügt werden
kann.
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Die durch die ersten und zweiten
Anzapfungssignale bewirkten Änderungen
des Interferenz-Zustandes sind additiv, so dass die Dämpfungsglieder 24 und 27 als Äquivalent
zu der Bestimmung positiver Wertigkeiten für erste und zweite Anzapfungen
des Transversalfilters entsprechend den Wertigkeiten 3 und 3a in 6 gesehen werden, während die
Verzögerungseinrichtung 26 der
Verzögerung 2a in 6 für ein Transversalfilter entspricht,
bei dem lediglich zwei Anzapfungen vorhanden sind.
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Ein derartiges Transversalfilter
mit zwei Anzapfungen mit positiven Wertigkeiten kann konfiguriert
werden, um ein Tiefpass-Kosinusfilter mit einer Bandbreite zu schaffen,
die durch die Verzögerung bestimmt
ist, die durch die Verzögerungseinrichtung 26 eingeführt wird.
Diese Verzögerung
ist allgemein kleiner als die Bitperiode des optischen Signals 16.
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Das Ausgangssignal 22 des
Interferometers 5 in 2 enthält Impulse
der ersten Komponente 20 des optischen Signals 16,
und falls dies erforderlich ist, können diese durch ein Wellenlängenmultiplex-Filter
entfernt werden, unter der Annahme, dass der Ausgang des optischen
Impulsgenerators 12 eine andere Wellenlänge als das optische Signal
hat.
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Der Generator 12 in 2 kann alternativ so angeordnet
werden, dass er einen Dauerschwingungs-Eingang liefert, der von
dem Interferometer 5 zu modulieren ist.
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Die in 2 gezeigte
Konfiguration kann beispielsweise dadurch abgeändert werden, dass zwei optische
Halbleiter-Verstärker
in Serie in dem ersten Arm angeordnet sind und dass die ersten und
zweiten Komponenten 20 und 21 getrennt in die
jeweiligen optischen Halbleiter-Verstärker eingespeist werden.
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Ein weiteres Transversalfilter wird
nunmehr unter Bezugnahme auf 3 unter
Verwendung entsprechender Bezugsziffern vorhergehender Figuren, soweit
passend, für
entsprechende Elemente beschrieben. In 3 ist ein Interferometer 5 in ähnlicher
Weise aufgebaut, um ein optisches Eingangssignal von einem Generator 12 zu
empfangen, das sowohl in den ersten als auch den zweiten Arm 6 und 7 eingespeist
und erneut kombiniert wird, um ein Ausgangssignal 22 zu
schaffen, das von einem Interferenz-Zustand in dem Interferometer
abhängt,
der entsprechend der Kreuzmodulation geändert wird, die in den ersten
und zweiten optischen Halbleiter-Verstärkern 8 und 9 auftritt.
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Ein optisches Signal 16 von
einem Eingang 17, der mit einem Netz verbunden ist, wird
in einen ersten Anzapfungs-Wellenleiter 23, der ein Dämpfungsglied 24 einschließt, in einen
zweiten Anzapfungs-Wellenleiter 25, der eine erste Verzögerungseinrichtung 19 einschließt, und
in einen dritten Anzapfungs-Wellenleiter 28 eingekoppelt,
der sowohl ein zweites Dämpfungsglied 29 als
auch eine zweite Verzögerungseinrichtung 30 einschließt. Die
zweite Verzögerungseinrichtung 30 ist
so ausgebildet, dass sie eine Verzögerung liefert, die gleich
dem Doppelten der Verzögerung
ist, die von der ersten Verzögerungseinrichtung 19 geliefert
wird.
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Der erste Anzapfungs-Wellenleiter 23 wird
in den ersten Arm 6 des Interferometers 5 derart
eingekoppelt, dass ein erstes Anzapfungssignal zusammen mit den
Abtastimpulsen durch den ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 zur
Ausbreitung gebracht wird. Der zweite Anzapfungs-Wellenleiter 25 wird
in den zweiten Arm 7 derart eingekoppelt, dass ein zweites
Anzapfungssignal gegenüber
den Abtastimpulsen in den zweiten optischen Halbleiter-Verstärker 9 entgegengesetzt
zur Ausbreitung gebracht wird. Der dritte Anzapfungs-Wellenleiter 28 wird
in den ersten Arm 6 derart eingekoppelt, dass ein drittes Anzapfungssignal
gegenüber
den Abtastimpulsen in dem ersten optischen Halbleiter-Verstärker 8 gegensinnig
zur Ausbreitung gebracht wird.
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Von den ersten, zweiten und dritten
Anzapfungssignalen, die sich über
die ersten, zweiten und dritten Anzapfungs-Wellenleiter 23, 25 bzw. 28 ausbreiten,
hat das zweite Anzapfungssignal die größte Amplitude, weil der zweite
Anzapfungs-Wellenleiter kein
Dämpfungsglied
einschließt,
so dass der zweite Anzapfungs-Wellenleiter
daher einer Anzapfung mit einer Einheits-Wertigkeit entspricht.
Weil sowohl das erste als auch das dritte Anzapfungssignal ebenfalls in
einem anderen Arm des Interferometers als dem Arm zur Ausbreitung
gebracht werden, in dem sich das zweite Anzapfungssignal ausbreitet,
haben sie eine entgegengesetzte Wirkung bezogen auf die Wirkung
des zweiten Anzapfungssignals auf den Interferenz-Zustand, und sie
sind daher äquivalent
dazu, dass sie negative Wertigkeiten haben. Die Werte der Dämpfung,
die von den ersten und dritten Dämpfungsgliedern 28 und 29 erzeugt
werden, sind so ausgewählt,
dass sie daher eine kleine negative Wertigkeit in jedem Fall liefern,
und in diesem Fall haben sie gleiche Wertigkeiten von 0,1.
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Die Anordnung nach 3 entspricht daher einem Transversalfilter
nach 6, bei dem drei
Anzapfungen, Verzögerungseinrichtungen 2a und 2b, die
den ersten und zweiten Verzögerungseinrichtungen 19 und 13 entsprechen,
und die Wertigkeiten 3 und 3b vorgesehen sind,
die den Dämpfungsgliedern 24 bzw. 29 entsprechen.
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Das von der Anordnung nach 3 gebildete Transversalfilter
hat spezielle Anwendung auf die optische Entzerrung der Effekte
einer Dispersion. Es ist bekannt, eine elektrische Entzerrung der
Effekte der Lichtleitfaser-Dispersion zu schaffen; siehe beispielsweise
Cartledge et al, Journal of Lightwave Technology, August 1992, Seiten
1105–1109.
Die Entzerrung in dem elektrischen Bereich kann jedoch die Rauschdichte
bei hohen Frequenzen vergrößern und
kann bei sehr hohen Bitraten schwierig durchzuführen sein. Es gibt Anwendungen,
beispielsweise innerhalb von optischen Regeneratoren, bei dem das Signal
vorzugsweise in dem optischen Bereich bleibt, so dass die bekannte
Verwendung der elektrischen Entzerrung nicht in zweckmäßiger Weise
angewandt werden kann. Weil die erforderliche Form des Transversalfilters
zur Verwendung in Regeneratoren die Verwendung von negativen Wertigkeiten
erfordert, waren optische Transversalfilter für diese Anwendung bisher nicht
verfügbar.
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Dispersionskompensations-Lichtleitfasern und
Dispersionskompensationsfilter sind bekannte Verfahren zur Milderung
der Gesamt-Lichtleitfaser-Dispersion in einer optischen Verbindungsstrecke,
wobei diese Filter Lichtleitfaser-Gitter-Filter und Etalone einschließen. Derartige
Elemente haben jedoch im Allgemeinen ein festes Ausmaß an Kompensation,
und die Bauteile müssen
so ausgewählt
werden, dass sie an die spezielle optische Verbindungsstrecke angepasst
sind. Wenn Etalone verwendet werden, werden sie allgemein aktiv
auf die spezielle Wellenlänge
der Datenübertragung
abgestimmt.
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Es ist aus dem US-Patent 5 473 457
bekannt, ein Verfahren zur Kompensation der Polarisationsmoden-Dispersion
durch Anwenden einer festen Kompensation vorzusehen. In der Praxis ändert sich jedoch
das Ausmaß der
Polarisationsmoden-Dispersion,
die auf einer optischen Verbindungsstrecke vorliegt, in weitem Umfang
mit einer Maxwell'schen
Verteilung, und kann daher nicht in befriedigender Weise durch ein
Verfahren mit einer festen Kompensation kompensiert werden. Die
vorliegende Erfindung ergibt eine Möglichkeit zur Milderung der
Wirkungen einer derartigen Dispersion durch Anwenden einer Entzerrung
auf die Schwingungsform des optischen Signals. Dies unterscheidet
sich von der Verwendung eines Kompensationsverfahrens zur Umkehrung
des grundlegenden optischen Effektes.
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Wie dies vorstehend unter Bezugnahme
auf 3 beschrieben wurde,
dienen die kleinen negativen Wertigkeiten der ersten und dritten
Anzapfungen zur Subtraktion sowohl der voreilenden als auch nacheilenden
Endteile einer Schwingungsform, die dem Datenimpuls entspricht.
Es ist auf diese Weise möglich,
die Vergrößerungen
der Amplituden der nacheilenden Endteile zu mildern oder aufzuheben, die
durch die Dispersion hervorgerufen werden. Die Werte der Verzögerungen
werden in vorteilhafter Weise so ausgewählt, dass sie Vielfache der
Bitperiode sind, um direkt die Zwischenzeichen-Störung zu entzerren.
Bei dem vorliegenden Beispiel ergeben die ersten und zweiten Verzögerungseinrichtungen 19 und 30 Verzögerungen
von einer bzw. zwei Bitperioden. Die am Ausgang 22 als
Antwort auf einen einzelnen Impuls des optischen Signals auftretende Ausgangs-Schwingungsform
entspricht im Fall eines Dauerschwingungseinganges von dem Generator 12 dem
Ergebnis der Verwendung des Impulses unter Verzögerung um eine Bitperiode,
der Subtraktion von einem Zehntel der optischen Signalschwingungsform,
um den voreilenden Endteil des verzögerten Impulses zu verringern,
und einer Subtraktion von einem Zehntel des um zwei Bitperioden
verzögerten optischen
Signals zur Verringerung des nacheilenden Endteils des verzögerten Impulses.
Die Wirkungen der Dispersion auf die Form des Impulses können daher
durch Beschneiden der Impulsenden gemildert werden.
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Der vorstehende Subtraktionsprozess
ist schematisch in 7 gezeigt,
in der die Schwingungsform A das dispergierte optische Signal darstellt.
Die Schwingungsformen B und C stellen die ersten und zweiten Anzapfungs-Schwingungsformen dar,
und die Schwingungsform D stellt die Ausgangs-Schwingungsform dar.
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Es wird gemäß der vorliegenden Erfindung
in Betracht gezogen, dass weitere Anzapfungen hinzugefügt werden,
entsprechend der schematischen Darstellung nach 6, um kompliziertere Transversalfilter
zu erzielen, die verschiedene Kombinationen von Wertigkeiten einschließen, die
in der erforderlichen Weise positiv oder negativ sein können.
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Die von den vorstehenden Dämpfungsgliedern
erzeugte Dämpfung,
beispielsweise der Dämpfungsglieder 24 und 29 in 3, kann aktiv gesteuert werden,
um einen adaptiven Entzerrer zu schaffen. Ein Rückführungssignal zur Steuerung
der Wertigkeiten des Transversalfilters kann von Parametern abgeleitet
werden, die die Qualität
des optischen Signals darstellen und von Augen-Messdaten oder durch
irgendeine andere Form eines geeigneten Detektors abgeleitet werden.
Dies hat besondere Vorteile bei der Entzerrung der Effekte der Polarisationsmoden-Dispersion, weil
hier die erforderliche Entzerrung sich graduell mit der Zeit ändert.
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Die Anordnung nach 3 kann in ähnlicher Weise zur Schaffung
einer Entzerrung zur Milderung der Wirkungen einer Eigenphasen-Modulation
verwendet werden. Die Verwendung von kleinen negativen Wertigkeiten
für die
ersten und dritten Anzapfungen dient zur Subtraktion eines Teils
der voreilenden und nacheilenden Enden einer Datenbit-Schwingungsform,
bei der eine Aufspreizung als Ergebnis der Effekte einer Eigenphasen-Modulation
aufgetreten ist. Die Verzögerungsperioden
sind vorteilhafter Weise Bruchteile der Bitperiode, so dass das
Zeitsteuerfenster innerhalb des Augendiagramms des resultierenden
optischen Signals geöffnet
wird. In ähnlicher
Weise kann das für
diesen Zweck verwendete Transversalfilter erweitert werden, um eine
größere Anzahl
von Anzapfungen einzuschließen.
In vorteilhafter Weise können
die Anzapfungs-Wertigkeiten und Verzögerungen durch eine Rückführungssteuerung
von einer Messung des resultierenden optischen Signals optimiert
werden, beispielsweise durch die Verwendung von Parametern, die
die Qualität
des optischen Signals darstellen und von Augen-Messdaten abgeleitet
sind.
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Die optischen Anzapfungs-Schwingungsformen
können
alternativ mit Hilfe von optischen Logikeinrichtungen verarbeitet
werden, die Ausgänge
aufweisen, die auf einen von zwei möglichen Zuständen gesetzt
sind (binäre
1 und 0). Dies hat den Vorteil der Verringerung des Rauschens und
der Vermeidung von akkumulierten Rauscheffekten in dem Kombinationsprozess.
In 3 können beispielsweise
die Elemente 24 und 29 zusätzlich optische Signalspeichereinrichtungen
auf der Grundlage weiterer Mach-Zehnder-Interferometer einschließen. Optische
Signalspeichereinrichtungen auf der Grundlage von Mach-Zehnder-Interferometern
sind in der anhängigen
US-Patentanmeldung vom 5. Juni 1997 mit dem Titel „Optical
detection and Logic Devices with Latching Function" beschrieben, deren
Inhalt durch diese Bezugnahme hier mit aufgenommen wird. Derartige
Bauteile umfassen Interferometer, bei denen ein Teil des Interferometer-Ausganges
in einen der Arme des Interferometers zurückgespeist wird, um den Interferenz-Zustand
auf einen von zwei möglichen
Zuständen
anzusteuern, der danach gespeichert oder verriegelt bleibt, bis
er auf den anderen Zustand zurückgesetzt
wird.
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Die Anordnung nach 1 kann bei der Kompensation der Kreuzphasenmodulation
verwendet werden, die in einem System zur Verarbeitung optischer
Signale auftritt. Die Kreuzphasenmodulation weist typischerweise
eine lineare Hochpass-Charakteristik mit einem Pol bei ungefähr 30 GHz
für Daten
mit einer Bitrate von 10 Gbits/sec auf.
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Die Kompensation dieses Effektes
kann dadurch ausgeführt
werden, dass von dem optischen Signal eine in geeigneter Weise gefilterte
Version des Signals subtrahiert wird, von dem die unerwünschte Modulation
ausging, wobei dieses Signal nachfolgend als das störende Signal
bezeichnet wird. In manchen Fällen
kann es möglich
sein, eine derartige Kompensation in dem elektrischen Bereich durchzuführen, doch
ist es bekannt, dass Fälle
entstehen können,
in denen eine derartige elektrische Kompensation nicht möglich ist.
Wenn beispielsweise das störende
Signal in dem elektrischen Bereich elektrisch auf die gleiche Leiterplatte
gekoppelt wird, wie sie zur Verarbeitung des Datensignals in einem Übertragungsprodukt
verwendet wird, entstehen Schwierigkeiten bei hohen Bitraten bei
der Verhinderung eines unerwünschten
elektrischen Übersprechens.
In vielen Fällen
kann das elektrische Signal nur in Ausrüstungen vorhanden sein, die
in einer Entfernung von der Leiterplatte angeordnet sind, auf der
die Kompensation durchgeführt
werden soll, so dass eine elektrische Kompensation unmöglich gemacht wird.
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Das nachfolgend beschriebene Beispiel nimmt
an, dass das störende
Signal in Form eines optischen Signals zur Verfügung steht. Wie dies in 4 gezeigt ist, wird das
störende
Signal 31 als Eingangssignal von einer Quelle 32 an
ein Transversalfilter 33 mit zwei Anzapfungen geliefert,
die durch erste und zweite Anzapfungs-Wellenleiter 14 bzw. 15 gebildet
sind, die als Eingänge
an die ersten und zweiten Arme 6 und 7 des Interferometers 5 verwendet
werden. Die Wirkungen der ersten und zweiten Anzapfungssignale,
die durch die ersten und zweiten Komponenten des störenden Signals 31 in
den ersten bzw. zweiten optischen Halbleiter-Verstärkern 8 bzw. 9 gebildet
werden, haben entgegengesetzte Wirkungen auf den in dem Interferometer 5 eingestellten
Interferenz-Zustand. Der zweite Anzapfungs-Wellenleiter 15 schließt eine
Verzögerungseinrichtung 19 ein.
Diese Anordnung definiert daher das Transversalfilter 33 derart,
dass es zwei Anzapfungen hat, wobei erste Anzapfung eine Einheits-Wertigkeit
hat und die zweite Anzapfung eine negative Einheits-Wertigkeit hat.
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Das resultierende gefilterte Signal 34,
das durch Eingabe eines Dauerschwingungssignals an das Interferometer 5 von
dem Generator 12 gewonnen wird, wird an ein weiteres Interferometer 35 mit ähnlicher
Konfiguration wie das erste Interferometer 5 weitergegeben,
wobei das gefilterte Signal 34 in einer Weise als Eingangssignal
zugeführt
wird, die eine Subtraktion des gefilterten Signals von dem Daten übertragenden
optischen Signal 16 bewirkt. Das weitere Interferometer 35 umfasst
eine Mach-Zehnder-Konfiguration, die aus ersten und zweiten Armen 36 bzw. 37 besteht,
die erste und zweite optische Halbleiter-Verstärker 38 und 39 einschließen. Ein
mit einem Netz verbundener Eingang 17 liefert das Daten übertragende
optische Signal 16, das in den ersten Arm 36 eingekoppelt
wird, so dass es in dem ersten optischen Halbleiter-Verstärker 38 gegenüber den
Abtastpulsen 40 in entgegengesetzter Richtung zur Ausbreitung
gebracht wird, die als Eingang den ersten und zweiten Armen von
einem optischen Impulsgenerator 41 zugeführt werden.
Ein Ausgang 22 des weiteren Interferometers 35 besteht
aus abgetasteten Impulsen, die entsprechend dem Daten übertragenden
optischen Signal 16 moduliert sind, wodurch eine regenerierte
Version des optischen Signals gebildet wird.
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Das gefilterte Signal 34 wird
dem zweiten Arm 37 zugeführt, um in entgegengesetzter
Richtung gegenüber
den Abtastimpulsen 40 in dem zweiten optischen Halbleiter-Verstärker 39 zur
Ausbreitung gebracht zu werden, wodurch der Interferenz-Zustand
des Interferometers 35 derart geändert wird, dass der Wirkung
des optischen Signals entgegengewirkt wird, das heißt, dass
das gefilterte störende Signal 34 von
dem optischen Signal subtrahiert wird, wie es in den abgetasteten
Ausgangsimpulsen abgetastet wird.
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Eine Kompensation der Kreuzphasenmodulation,
die aus dem störenden
Signal herrührt,
kann damit bewirkt werden.
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Die Anordnung nach 4 kann alternativ mit einer äquivalenten
Wirkung unter Verwendung der in 5 gezeigten
Anordnung konfiguriert werden.
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In dem vorstehenden Beispiel wurde
aus Gründen
der Einfachheit lediglich ein Störsignal-Kanal
dargestellt. In der Praxis können
mehrere Störkanäle verzögert, gedämpft, kombiniert
und in die Vorrichtung an der Quelle 32 für das störende Signal 31 eingespeist
werden. Das Datensignal 16 und die störenden Signale 31 werden
relativ zueinander verzögert,
um teilweise den Verzögerungen
aufgrund der chromatischen Dispersion entgegenzuwirken. Die durch
die störenden
Signale 31 gebildeten Anzapfungssignale werden relativ
zueinander und zu den Daten gedämpft,
um den Pegel der Kompensation einzustellen. Die differenzielle Verzögerung und
differenzielle Dämpfung
bestimmt die Hochpassfilterwirkung der Modulation durch das Interferometer.
Diese Parameter können
adaptiv durch einen Rückführungs-Steuermechanismus
optimiert werden, der beispielsweise Parameter verwendet, die von
Augen-Messdaten an dem resultierenden optischen Signal abgeleitet
werden.
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Das vorstehende Kompensationsverfahren kann
weiterhin bei der Subtraktion eines linearen Übersprechens verwendet werden,
beispielsweise von einer nicht perfekten Wellenlängen-Demultiplex-Filterung,
wobei in diesem Fall keine Modulationsfilterung erforderlich ist.
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Das Transversalfilter nach 2 kann mit einer Verzögerungseinrichtung 26 verwendet
werden, die so ausgebildet ist, dass sie eine einer Bitperiode entsprechende
Verzögerung
ergibt, so dass das Transversalfilter eine Logikfunktion ergibt,
bei der der durch das optische Signal in einem vorgegebenen Impuls
dargestellte Wert adaptiv mit dem Wert kombiniert wird, der durch
den vorhergehenden Impuls dargestellt ist. Eine derartige Logikfunktion
hat Anwendungen bei der Regeneration von optischen Signalen, bei
denen eine duobinäre
Codierung verwendet wird, wobei die Logikfunktion zur Bildung eines Teilantwort-Filters
in dem optischen Bereich verwendet wird. Eine duo-binäre Übertragung
in den optischen Bereich wird in Form einer duo-binären Phasencodierung
in Betracht gezogen, bei der aufeinanderfolgende Impulse die gleiche
Amplitude, jedoch eine abwechselnde Phase haben.
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Eine derartige Phasenumkehr kann
unter Verwendung eines Mach-Zehnder-Interferometers der in 1 gezeigten Art erzielt werden, wobei
jedoch das Datensignal 16 so als Eingangssignal zugeführt wird,
dass es lediglich in dem ersten Arm 8 gegensinnig zur Ausbreitung
gebracht wird, wobei der erste optische Halbleiter-Verstärker in
dem ersten Arm so vorgespannt ist, dass eine Phasenverschiebung
von Null für
50% der Eingangsleistung, +π-Phasenverschiebung
für 100%
Eingangsleistung und -π-Phasenverschiebung
für eine
Eingangsleistung von Null ergibt. Der Ausgang kann daher so ausgebildet
werden, dass er Impulse mit abwechselnder Phase liefert.
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Das Transversalfilter nach 2 kann zur Schaffung einer
Logikfunktion verwendet werden, die äquivalent zu dem eines Teilantwort-Filters
ist, wie es in der üblichen
duo-binären
Codierung verwendet wird. Eine derartige Anordnung kann so konfiguriert werden,
dass sie den Eingangsdatenstrom liefert, der erforderlich ist, um
Ausgangsimpulse mit abwechselnder Phase zu liefern, wie dies weiter
oben beschrieben wurde, wodurch die Ausführung von Logikfunktionen in
den optischen Bereich ermöglicht
wird, die üblicherweise
in dem elektrischen Bereich ausgeführt werden.
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Eine digitale Kompensationscodierung,
die erforderlich ist, um den logischen Effekt des Teilantwort-Filters
umzukehren, kann in ähnlicher
Weise in dem optischen Bereich bewirkt werden, wodurch sich eine
Funktion ergibt, die äquivalent
zu der in dem elektrischen Bereich ausgeführten Vorcodierungsphase ist.
Eine derartige digitale Kompensationscodierung kann unter Verwendung
von Logikfunktionen bewirkt werden, die von Interferometern mit ähnlicher Konstruktion
bereitgestellt werden, die so angeordnet sind, dass sie Interferenz-Zustände haben,
die logische Zustände
darstellende Ausgänge
bestimmen, und denen, sofern passend, Rückführungssignale zugeführt werden,
um eine Verriegelung oder Speicherung des Interferenz-Zustandes
auszuführen.
In vorteilhafter Weise wird die digitale Kompensationscodierung
in den elektrischen Sender vor der Multiplexierung von Daten mit
hohen Bitraten durchgeführt. Diese
digitale Kompensationscodierung ist vorzugsweise programmierbar,
so dass die digitale Kompensationscodierung eine Kompensation für die gewünschte Anzahl
von optischen Regeneratoren ausführt.
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Für
eine duo-binäre
Teilantwort-Filterung besteht die digitale Kompensationscodierung
in einer Unterteilung des binären
Bitstroms durch das Polynom 1 + x, Modulo 2. (x ist eine Einzelbit-Verzögerung in
dieser Nomenklatur aus dem Gebiet der Schieberegister-Folgenkonstruktion).
Wenn n verkettete duo-binäre
Filter eine Kompensation erfordern, so wird das Polynom zu (1 +
x)". Die Anwendung
von Modulo 2 auf die Koeffizienten des Ergebnisses hiervon, die
Binom-Verteilung, macht die geradzahligen Koeffizienten zu Null
und macht die ungeradzahligen Koeffizienten zu Eins. Beispielsweise
ist (1 + x)2 gleich 1 + x2,
weil der Koeffizient für
x von 2 geradzahlig ist.
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Die hier beschriebene serielle Schieberegister-Codieroperation
wird in vorteilhafter Weise auf eine parallele Matrixoperation umgewandelt,
um digitale Elemente mit niedrigerer Geschwindigkeit zu verwenden.
Diese Umwandlung ist ein übliches „Buchhaltungs"-Verfahren.
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Die duo-binäre Schaltung kann als ein Decoder,
als ein Ausgangstreiber oder als eine optische Verstärkungsstufe
verwendet werden.
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Die Funktion eines Analog-Teilantwort-Repeaters
kann mit elektrischen Schaltungen oder mit optoelektronischen Schaltungen
realisiert werden.
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Beispielsweise bildet die Verkettung
eines elektrischen Empfängers,
eines elektrischen Verstärkers
und eines elektrisch angesteuerten Mach-Zehnder-Interferometers, das als ein Modulator
verwendet wird, einen gut bekannten optoelektronischen Repeater.
Das Signal bleibt analog, weil hier keine Taktrückgewinnung oder Zeitnachsteuerung
erfolgt.
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Die Einfügung des Teilantwort-Filters
in den elektrischen Verstärker
eines derartigen Repeaters und die Anordnung des Mach-Zehnder-Interferometers
derart, dass es über
2 π hinweg
angesteuert wird, wandelt diesen Repeater in einen Teilantwort-Repeater
um. Die digitale Kompensation kann dann über eine Entfernung in der
vorstehend beschriebenen Weise für
eine Serie derartiger Repeater ausgeführt werden.