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QUERVERWEIS
AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
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Der
Gegenstand dieser Anmeldung steht im Zusammenhang mit dem Gegenstand
der US-Patentanmeldung Nr. 10/730,413, eingereicht am 8. Dezember
2003, welche in diese Anmeldung durch Bezugnahme inkorporiert ist.
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ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein optisches Kommunikationssystem
und insbesondere ein System für
die Abgabe von optischen duobinären
Signalen.
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BESCHREIBUNG
DES STANDES DER TECHNIK
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Die
duobinäre
Signalübertragung
wurde in den 60er Jahren des letzten Jahrhunderts eingeführt und
findet sich seitdem in zahlreichen Anmeldungen zu Kommunikationssystemen
wieder. Das Prinzip der duobinären
Signalübertragung
ist zum Beispiel in einem Artikel von A. Lender erklärt, der
in IEEE Transactions on Communications and Electronics, Vol. 82 (Mai
1963), S. 214 bis 218, erschien. Um es kurz zusammenzufassen, arbeitet
die duobinäre
Signalübertragung
mit drei Signalniveaus, zum Beispiel „+1", „0" und „–1". Ein Signal, das
einem dieser Niveaus entspricht (d.h. ein duobinäres Symbol) wird während jedes
Signalintervalls übertragen
(Zeitfenster). Ein duobinäres
Signal wird typischerweise aus einem entsprechenden binären Signal
unter Anwendung gewisser Übertragungsregeln
erzeugt. Obwohl beide Signale die gleiche Information beinhalten,
wird die Bandbreite des duobinären
Signals im Vergleich zu der des binären Signals mit einem Faktor
von 2 reduziert. Zusätzlich
ist das duobinäre
Signal so aufgebaut, dass es gewisse Daten mit Inter-Symbol-Korrelationen (ISC)
aufweist, welche verwendet werden können, um einen Algorithmus
für die
Fehlerkorrektur am Empfänger
zu implementieren.
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Bei
optischen Kommunikationssystemen wird eine duobinäre Kodierung
typischerweise unter Verwendung einer Phasenmodulation eines Trägers einer
optischen Strahlung, wie in der US-Patentschrift Nr. 5,867,534 offenbart,
implementiert. Insbesondere wird für das Bit „0" im Wesentlichen kein Licht übertragen.
Dennoch werden die Bits „+1" und „–1" so übertragen,
als hätte
das Licht elektrische +E- bzw. –E-Felder,
bei denen entgegengesetzte Polaritäten des elektrischen Feldes
einer relativen optischen Phasenbewegung von 180 Grad entsprechen. Während eine
optische Strahlung, die auf diese Weise moduliert wird, im Hinblick
auf das elektrische Feld ein Drei-Stufen-Signal ist, ist es im Hinblick
auf die optische Leistung ein Zwei-Stufen-Signal. Basierend auf dieser Eigenschaft
der duobinären
Signale ist ein „binärer" Empfänger so
eingerichtet, dass er als duobinärer
Empfänger
fungiert. Ein herkömmlicher
binärer
Empfänger
misst einfach nur die optische Leistung. Da sowohl die duobinäre Beschaffenheit „+1" als auch „–1" dem „eingeschalteten" Licht entspricht, kann
ein binärer
Empfänger
optische duobinäre
Eingangssignale in elektrische Ausgangssignale durch Messung der
optischen Leistung umwandeln. Es wäre jedoch wünschenswert, über einen
spezialisierten duobinären
Empfänger
zu verfügen,
der bei der Anwendung in einem Kommunikationssystem anstelle eines
gewöhnlichen
binären
Empfängers
die Leistung des Systems unter Anwendung der Vorzüge der optischen
duobinären
Kodierung verbessert.
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Die
Veröffentlichung
der US-Patentanmeldung Nr. 2003/01 70022 offenbart einen Datenempfänger, der
so konfiguriert ist, dass er ein empfangenes Signal zweimal innerhalb
eines Ein-Bit-Zeitintervalls abtastet. Der Empfänger wendet dann eine „OR"-Funktion auf die
gewonnenen Ergebnisse an, um einen Bitwert für eine Bitsequenz zu erzeugen, die
dem empfangenen Signal entspricht.
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KURZDARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
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Probleme
aufgrund des heutigen Standes der Technik gehen gemäß der Prinzipien
der vorliegenden Erfindung auf einen optischen Empfänger zurück, der
so eingerichtet ist, dass er auf ein optisches duobinäres Signal
ein Multi-Sampling-Verfahren anwendet, wobei dieses über eine Übertragungsverbindung
in einem optischen Kommunikationssystem empfangen wird. Die vorliegende
Erfindung ist gekennzeichnet durch die Offenbarung der Veröffentlichung
der US-Patentanmeldung Nr. 2003/0170022 in mindestens dem Punkt,
dass ein optischer Empfänger
der Erfindung so eingerichtet ist, dass er mindestens zwei verschiedene
Entscheidungsschwellenwerte anwendet, wenn er zwei oder mehrere
unterschiedliche Abtastsignale entsprechend dem gleichen Ein-Bit-Zeitintervall
verarbeitet.
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Bei
einer Ausführungsform
besitzt der Empfänger
einen Umwandler, der ein optisches in ein elektrisches Signal umwandelt,
und der an einen Decoder gekoppelt ist, welcher so eingerichtet
ist, dass er ein elektrisches Signal, das durch den Umwandler erzeugt
wurde, um eine Bitsequenz gemäß des optischen
Signals zu erzeugen, verarbeitet. Um einen Bitwert zu erzeugen,
erhält
der Decoder zunächst zwei
oder mehr geschätzte
Bitwerte durch zwei- oder mehrmaliges Abtasten des elektrischen
Signals innerhalb eines entsprechenden Signalintervalls. Der Decoder
wendet dann eine logische Funktion auf die geschätzten Bitwerte an, welche den
entsprechenden Bitwert für
die Bitsequenz erzeugt. Die Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung erhöhen
auf vorteilhafte Weise die Leistung des gesamten antiparallelen
Systems (d.h. von der Quelle zum Ziel), zum Beispiel durch die Reduzierung
der Anzahl der Dekodierungsfehler, die aus der Zeitschwankung und/oder spontanen
Taktgeräuschen
im empfangenen optischen Signal resultieren.
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Gemäß einer
anderen Ausführungsform
ist die vorliegende Erfindung ein Verfahren der Signalverarbeitung,
welches umfasst: Umwandeln eines optischen Signals in ein elektrisches
Signal mit einer Amplitude, die der optischen Leistung des optischen Signals
entspricht; Abtasten des elektrischen Signals unter Anwendung von
zwei oder mehreren Abtastfenstern, um zwei oder mehr geschätzte Bitwerte
zu erzeugen; und Anwenden einer logischen Funktion auf die zwei
oder mehr geschätzten
Bitwerte, um eine Bitsequenz entsprechend dem optischen Signal zu erzeugen.
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Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
ist die vorliegende Erfindung ein optisches Kommunikationssystem,
das einen optischen Empfänger
umfasst, der über
eine Übertragungsverbindung
mit einem optischen Sender verbunden ist, wobei der optische Empfänger umfasst:
einen Signalumwandler, der so eingerichtet ist, dass er ein optisches
Signal in ein elektrisches Signal mit einer Amplitude umwandelt,
die der optischen Leistung des optischen Signals entspricht; und
einen Decoder, der an den Signalumwandler angeschlossen ist und
so eingerichtet ist, dass er: (i) das elektrische Signal unter Verwendung
von zwei oder mehr Abtastfenstern abtastet, um zwei oder mehr geschätzte Bitwerte
zu erzeugen; und (ii) Anwenden einer logischen Funktion auf die zwei
oder mehr geschätzten
Bitwerte, um eine Bitsequenz entsprechend dem optischen Signal zu
erzeugen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Andere
Aspekte, Merkmale und Vorzüge
der vorliegenden Erfindung werden umfassender deutlich durch die
folgende ausführliche
Beschreibung, die angehängten
Ansprüche
und die dazugehörigen Zeichnungen,
bei denen:
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1 ein
Blockdiagramm eines maßgeblichen
optischen Kommunikationssystems zeigt, das so eingerichtet ist,
dass es mit einer optischen duobinären Kodierung arbeitet;
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2 ein
Blockdiagramm eines maßgeblichen
Empfängers
zeigt, der im System von 1 verwendet werden kann;
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3A bis
B ein maßgebliches
Eye-Diagram eines (10 Gb/s) duobinären Signals zeigen bzw. die
entsprechende Funktion der Geräuschverteilung im
System von 1;
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4A bis
B die Fehlerreduzierung graphisch darstellen, die gemäß einer
Ausführungsform der
Erfindung erreicht wird, wenn eine Zeitschwankung oder Geräuschverzerrung
in dem Signal vorliegen, welches in 3A gezeigt
wird;
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5 ein
Blockdiagramm eines Empfängers zeigt,
der im System von 1 gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann;
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6 ein
Blockdiagram eines Empfängers zeigt,
der im System von 1 gemäß einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, und
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7 bis 8 die Merkmale der Leistung bei verschiedenen
Konfigurationen des Systems, das in 1 gezeigt
wird, graphisch miteinander vergleichen.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG
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Die
hier vorgenommene Bezugnahme auf „eine Ausführungsform" bedeutet, dass eine spezielle Funktion,
eine spezielle Struktur oder ein spezielles Merkmal, welche in Verbindung
mit der Ausführungsform
beschrieben werden, in mindestens eine Ausführungsform der Er findung mit
einbezogen werden können.
Das Erscheinen des Ausdrucks „in
einer (1) Ausführungsform" an verschiedenen
Stellen in der Beschreibung meint nicht notwendigerweise die Bezugnahme
auf dieselbe Ausführungsform
oder auf separate oder alternative Ausführungsformen, welche andere
Ausführungsformen
dadurch ausschließen.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines maßgeblichen
optischen Kommunikationssystems 100, das so eingerichtet
ist, dass es mit einer optischen duobinären Kodierung arbeitet. Das
System 100 besitzt einen duobinären Sender 102, der
an einen Empfänger 108 über eine Übertragungsverbindung mit
einer optischen Faser 104 und einem oder mehreren optischen
Verstärkern 106 angeschlossen
ist. Der Sender 102 empfängt eine binäre Sequenz,
ak, und erzeugt ein entsprechendes optisches
duobinäres
Signal, A(t), welches am Empfänger 108 als
das Signal S(t) empfangen wird. Im Vergleich zum Signal A(t) weist
das Signal S(t) aufgrund der chromatischen Streuung (CD) und der
Streuung durch Polarisationsmoden (PMD) in der Faser 104 Verzerrungen
auf und/oder Geräuschverstärkungen
im Verstärker 106. Der
Empfänger 108 wandelt
das optische Signal S(t) in ein entsprechendes elektrisches Signal
um und verarbeitet dieses Signal, um eine binäre Sequenz a'k entsprechend
der Sequenz ak zu erzeugen.
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Beschreibungen
der duobinären
Sender, die als Sender 102 verwendet werden können, können zum
Beispiel in den folgenden Artikeln gefunden werden: (1) J. M. Gene
et al., IEEE Photonics Technology Letters, 2002, Vol. 14, S. 843;
(2) W. Kaiser et al., IEEE Photonics Technology Letters, 2001, Vol.
13, S. 884; (3) H. Kim und C.X. Yu, IEEE Photonics Technology Letters,
2002, Vol. 14, S. 1205; und (4) H. Bissessur, Electronics Letters,
2001, Vol. 37, S. 45.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm eines Empfängers 200, der
als Empfänger 108 im
System 100 verwendet werden kann. Der Empfänger 200 besitzt einen
opto-elektronischen Signalumwandler (O/E) (z.B. eine Photodiode) 206,
der ein optisches Signal S(t) in ein elektrisches Signal S'(t) umwandelt, und dessen
Amplitude proportional zu der optischen Leistung des Signals S(t)
ist. Ein Decoder 208 tastet das Signal S'(t) durch zum Beispiel
dessen Integrierung über
einen Teil jeder Bitlänge,
bezeichnet als „Abtastfenster", ab, und vergleicht
das Ergebnis der Integrierung mit einem Entscheidungsschwellenwert.
Basierend auf diesem Vergleich gibt der Decoder 208 entweder
eine digitale „1" oder eine digitale „0" für die Sequenz
a'k ab.
Die optimale Leistung des Decoders 208 ist dann erreicht,
wenn sowohl die Breite des Abtastfensters als auch der Entscheidungsschwellenwert
angemessen ausgewählt
sind, um die Anzahl der Dekodierungsfehler, die aufgrund der Anwesenheit
von Verzerrungen und Geräuschen
im Signal S'(t)
auftreten, minimiert werden.
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3A bis
B zeigen ein maßgebliches Eye-Diagram
eines (10 Gb/s)-Signals S(t) bzw. die entsprechende Funktion der
Geräuschverteilung
im System 100. In Bezug auf 3A zeigt
das Eye-Diagram verschiedene Wellenformen, die über ein Zeitintervall, das
Zwei-Bit-Phasen entspricht, im System 100 übertragen
werden. Zum Beispiel entspricht die Wellenform 302, die
einen relativ breiten Impuls aufweist, der sich um 100 ps bewegt,
einer binären "010"-Sequenz. Auf ähnliche
Weise entspricht die Wellenform 304 mit einer relativ engen
Kurve, die sich um etwa 100 ps bewegt, einer binären „101"-Sequenz. Der Fachmann weiß, dass
die anderen Wellenformen, die in 4A gezeigt
werden, den Sequenzen „111", „110", „100", „000", „001" und „011" entsprechen. In
Bezug auf 3B werden die gesamten Geräusche am „Markierungs-„niveau
(d.h. am Niveau, das der binären „1" entspricht) durch
das spontane Taktgeräusch
am optischen Verstärker
bestimmt, z.B. am Verstärker 106 (1).
Auf dem „Raum"-Niveau (d.h. dem Niveau,
das der binären „0" entspricht) werden
die gesamten Geräusche
durch eine Summe des thermischen und spontanen Taktgeräusches bestimmt.
In den Bereichen zwischen den Markierungs- und Raum-Niveaus existiert
jedoch normalerweise ein Bereich, in dem es relativ unwahrscheinlich
ist, dass entsprechend eines Minimums der Geräuschverteilungsfunktion, ein
Geräusch
auftritt.
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Wie
schon oben erwähnt,
muss man zur Konfigurierung des Decoders 208 eine Breite
des Abtastfensters und einen Entscheidungsschwellenwert auswählen. 3A bis
B veranschaulichen auf graphische Weise diese Auswahl, die in Übereinstimmung
mit einem Verarbeitungsverfahren entsprechend dem Stand der Technik
und entsprechend dem Verfahren, das in der oben genannten US-Patentanmeldung
Nr. 10/730,413 und einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung offenbart wird, getroffen wird. Insbesondere
entspricht das Abtastfenster C einer Konfiguration des Decoders 208 entsprechend dem
herkömmlichen
Stand der Technik, das Abtastfenster D einer Konfiguration, die
in der '413-Anmeldung
offenbart wird und die Abtastfenster M1 bis M2 entsprechen einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Bei
einer typischen Konfiguration entsprechend dem derzeitigen Stand
der Technik besitzt das Abtastfenster eine relativ große Breite,
z.B. größer als
30% der Bitlänge.
Eine Erwägung
der Wahl eines relativ hohen Wertes der Breite beruht darauf, dass eine
längere
Integrierungszeit typischerweise die Durchschnittsberechnung des
Geräusches
bereitstellt, welche Fehler, die aufgrund der Dekodierung auftreten,
reduzieren kann. Im Allgemeinen geht man davon aus, dass die Einstellung
auf ein relativ enges Abtastfenster den Nutzen der Durchschnittsberechnung
des Geräusches
senkt und der Leistung des Empfängers 200 schadet.
Die Verwendung eines relativ breiten Abtastfensters erhöht jedoch
bei Signalen, die Signalstreuungen unterliegen, die Dekodierungsfehler,
z.B. aufgrund einer falschen Interpretation der Nullen in den binären "101"-Fragmenten. Aus ähnlichen Gründen können analoge Dekodierungsfehler
durch Signale hervorgerufen werden, die keinen Steurungen unterliegen,
indem man relativ große
Arbeitszykluswerte verwendet, z.B. größer als 1 (siehe 3A).
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Um
noch einmal auf die 3A Bezug zu nehmen, besitzt
die Wellenform 304 eine relativ enge Kurve zwischen zwei
relativ breiten Impulsen. Wenn das Abtastfenster C verwendet wird,
weist das Ergebnis der Integrierung entsprechend der Wellenform 304 eine
relativ große
Mitwirkung des Teils der Wellenform auf, das der Rückflanke
des vorangehenden optischen "1" entspricht, sowie
auch des Teils der Wellenform, das der Vorderflanke der nächsten optischen „1" entspricht. Dies
erhöht
die Wahrscheinlichkeit von Dekodierungsfehlern, da selbst bei der Abwesenheit
von Geräuschen
die Diskrepanz zwischen dem Entscheidungsschwellenwert und dem Ergebnis
der Integrierung der Wellenform 304 relativ klein ist.
Die Mitwirkung des Geräusches
kann dann sehr schnell dazu führen,
dass das Ergebnis der Integrierung den Entscheidungsschwellenwert überschreitet,
wodurch ein Dekodierungsfehler für
die Wellenform 304 erzeugt wird. Eine Erhöhung des Entscheidungsschwellenwertes
für das
Abtastfenster C verkleinert jedoch die Diskrepanz zwischen dem Entscheidungsschwellenwert
und dem Ergebnis der geräuschfreien
Integrierung der Wellenform 302. Die Mitwirkung des spontanen
Taktgeräusches
des Signals (3B) führt dann dazu, dass das Ergebnis der
Integrierung den Entscheidungsschwellenwert unterschreitet, wodurch
ein Dekodierungsfehler für die
Wellenform 302 entsteht. Demzufolge bleiben Versuche, besagte
Fehler mit Hilfe einer simplen Anpassung des Entscheidungsschwellenwertes
für das Abtastfenster
C zu reduzieren, weitgehend unwirksam.
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Wie
in der '413-Anmeldung
dargelegt, und im Gegensatz zu den allgemeinen Erwartungen, kann die
Anzahl der Dekodierungsfehler im Decoder 208 für die duobinären Signale
durch das Reduzieren der Breite des Abtastfensters und die richtige
Ausrichtung des besagten Abtastfensters im Hinblick auf die Wellenformen
des Signals gesenkt werden. Wenn zum Beispiel das Abtastfenster
D für die
Wellenform 304 (3A) verwendet
wird, wird der Beitrag zum Ergebnis der Integrierung des Teils der
Wellenform, das der Rückflanke
der vorhergehenden „1" entspricht und des
Teils der Wellenform, das der Vorderflanke der nächsten optischen „1" entspricht, im Vergleich
zu der Konfiguration, bei der das Abtastfenster C verwendet wird,
signifikant gesenkt. Dies mindert die Wahrscheinlichkeit des Auftretens
von Dekodierungsfehlern, da die Diskrepanz zwischen dem Entscheidungsschwellenwert
und dem Ergebnis der Integrierung der geräuschfreien Wellenform 304 nun relativ
groß sein
kann. In der Folge wird es für
den Geräuschbeitrag
schwieriger, das Ergebnis der Integrierung dazu zu veranlassen,
den Entscheidungsschwellenwert zu überschreiten, was wiederum
die Anzahl der Dekodierungsfehler mindert. Zusätzlich wird der Entscheidungsschwellenwert
selbst nun so ausgewählt,
dass er dem Bereich mit dem „geringen Rauschen" entspricht, ohne
dass von den Vorder-/Rückflanken
der angrenzenden optischen „Einsen" ein relativ großer Nachteil
ausgeht. Als ein Ergebnis wird der Gesamtbeitrag des Geräusches zum Ergebnis
der Integrierung reduziert. Ferner noch bleibt die Diskrepanz zwischen
dem Entscheidungsschwellenwert und dem Ergebnis der geräuschfreien Integrierung
der Wellenform 302 relativ groß. Aus diesem Grunde wird es
für den
Beitrag des spontanen Taktgeräusches
des Signals (3B) schwieriger, das besagte
Ergebnis der Integrierung dahin zu bringen, den Entscheidungsschwellenwert
zu unterschreiten, was ferner die Anzahl der Dekodierungsfehler
reduziert.
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Wie
im weiteren Verlauf dargelegt werden wird, kann die Anzahl der Dekodierungsfehler
im Decoder 208 ferner noch weiter reduziert werden durch die
Verwendung von zwei relativ engen Abtastfenstern und der Anwendung
einer angemessenen logischen Funktion auf die geschätzten Bitwerte,
die diesem Abtastfenster entsprechen. Zum Beispiel erhält man bei
der Verwendung von zwei Abtastfenstern M1 und M2 (3A)
zwei Ergebnisse der Integrierung. Durch die richtige Auswahl der
Breiten der Abtastfenster M1 und M2 und ihrer Platzierung in der
Nähe des
Abtastfensters D werden die meisten der oben beschriebenen Vorzüge der Abtastung
entsprechend dem Abtastfenster D für jedes Abtastfenster beibehalten.
Eine zusätzliche
Verbesserung wird dann durch die weitere Verarbeitung der Ergebnisse
der Integrierung, die durch die Abtastfenster M1 bis M2 erhalten
werden, erreicht. Insbesondere noch wird jedes Ergebnis der Integrierung
zunächst
mit einem entsprechenden Entscheidungsschwellenwert verglichen,
um einen geschätzten
Bitwert zu erzeugen. Der geschätzte
Bitwert ist eine binäre "1", wenn das Ergebnis der Integrierung
größer oder
gleich dem Entscheidungsschwellenwert ist, und eine binäre „0", wenn das Ergebnis
der Integrierung kleiner als der Entscheidungsschwellenwert ist.
Danach wird eine logische „AND"-Funktion auf die geschätzten Bitwerte
angewendet, um den schließlichen
Bitwert zu erzeugen, der vom Decoder ausgegeben wird.
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Die
Wahl der logischen Funktion, die entsprechend der Abtastfenster
M1 und M2 auf die geschätzten
Bitwerte angewendet wird, wird vornehmlich durch den Typus des fehlerverursachenden
Hindernisses des optischen Signals bestimmt. Zum Beispiel, und wie
schon oben angemerkt, gehen beim Eye-Diagram von 3A die
meisten Dekodierungsfehler auf falsche binäre "Einsen" zurück,
die wiederum auf die Wellenform 304 zurückzuführen sind. In dieser Situation
ist die "AND"-Funktion die richtige Funktionswahl,
da sie eine "0" zurückgibt,
sobald mindestens einer der geschätzten Bitwerte gleich „0" ist. In einer anderen
Situation, z.B. wenn die meisten Dekodierungsfehler mit falschen
binären „Nullen", die auf die Wellenform 302 zurückgehen,
im Zusammenhang stehen, würde
die „OR"-Funktion die richtige Wahl
einer Funktion sein. Der Fachmann weiß, dass je nach Art des Hindernisses
und/oder der Art der Wellenform, auch andere logische Funktionen
oder eine andere Anzahl (z.B. drei oder mehrere) Abtastfenster in ähnlicher
Weise verwendet werden können.
Zum Beispiel kann die vorliegende Erfindung mit drei Abtastfenstern
eingesetzt werden, wobei (i) eine "OR"-Funktion auf die
geschätzten
Bitwerte angewendet wird, die zwei dieser Abtastfenster entsprechen
und (ii) eine "AND„-Funktion
auf den geschätzten
Bitwert angewendet wird, der dem dritten Abtastfenster entspricht
und bei dem der Wert durch die „OR"-Funktion zurückgegeben wird, um den schließlichen
Bitwert zur Ausgabe vom Decoder zu erzeugen.
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4A bis
B veranschaulichen mittels einer Graphik die Fehlerreduzierung,
die mittels einer möglichen
Konfiguration des Decoders 208 unter Anwendung der Abtastfenster
M1 und M2 im Hinblick auf eine Konfiguration, die das Abtastfenster
D verwendet, erreicht werden kann. Insbesondere veranschaulichen 4A und 4B die
Fehlerreduzierung in Anwesenheit einer Zeitschwankung bzw. bei Geräuschverzerrungen.
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4A zeigt
drei Wellenformen 404a bis c, wobei jede von ihnen der
Wellenform 304 aus 3A ähnelt. Die
Wellenform 404b befindet sich praktisch in der Mitte des
Zeitfensters, das dem "Null"-Bit entspricht und
entspricht im Wesentlichen keiner Zeitschwankung. Im Gegensatz dazu
sind die Wellenformen 404a und 404c im Hinblick
auf die Wellenform 404b durch negative bzw. positive Zeitschwankungen
verschoben. Die Pfeile in 4A weisen
auf die entsprechenden Positionen der Abtastfenster D und M1 bis
M2 hin (siehe auch 3A). Zum Zweck der Veranschaulichung
wird vorausgesetzt, dass es einen gemeinsamen Entscheidungsschwellenwert
für alle
drei Abtastfenster gibt, welcher durch die horizontal gestrichelte
Linie angezeigt wird. Um ein Ergebnis der Integrierung entsprechend
einem einzelnen Abtastfenster mit dem Entscheidungsschwellenwert
graphisch zu vergleichen, kann man den Pfeil einfach auf eine Wellenform
projizieren und die Position des Querungspunktes der Projektion im
Hinblick auf die gestrichtelte Linie der Entscheidungsschwelle aufzeichnen.
Zum Beispiel übersteigt das
Ergebnis der Integrierung den Entscheidungsschwellenwert, wenn der
Querungspunkt über
der gestrichelten Linie liegt. Auf ähnliche Weise ist das Ergebnis
der Integrierung kleiner als der Entscheidungsschwellenwert, wenn
der Querungspunkt unter der gestrichelten Linie liegt.
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Wie
aus 4A zu ersehen ist, erzeugen alle drei Abtastfenster
bei der Abwesenheit der Schwankung (Wellenform 404b) Ergebnisse
der Integrierung, die unter dem Entscheidungsschwellenwert liegen.
Dies ergibt ein korrektes Ergebnis der Dekodierung, d.h. eine binäre „0" am Ausgabeanschluss des
Decoders für
beide Decoder-Konfigurationen. Bei der Anwesenheit einer Schwankung
jedoch erzeugt die Konfiguration entsprechend dem Abtastfenster
D einen Dekodierungsfehler, wohingegen die Konfiguration entsprechend
der Abtastfenster M1 und M2 in der Lage ist, das Signal korrekt
zu entschlüsseln.
Insbesondere produziert das Abtastfenster D bei sowohl negativen
als auch positiven Schwankungen (Wellenformen 404a bzw. 404c)
ein Ergebnis der Integrierung, das über dem Entscheidungsschwellenwert
liegt, welches eine fehlerhafte "1" am Ausgabeanschluss
des Decoders erzeugt. Dieser Fehler wird mit Hilfe der Konfiguration
entsprechend den Abtastfenstern M1 und M2 wie folgt vermieden. Bei
der Wellenform 404a liegt das Ergebnis der Integrierung
für das
Abtastfenster M1 unter dem Entscheidungsschwellenwert, während das
Ergebnis der Integrierung für
das Abtastfenster M2 über diesem
Wert liegt. In der Folge werden geschätzte Bitwerte von „0" bzw. „1" für die Abtastfenster
M1 und M2 erzeugt. Die Anwendung der „AND"-Funktion
auf diese geschätzten
Bitwerte sendet eine binäre „0" zurück, welche
ein korrektes Dekodierungsergebnis darstellt. Analog dazu liegt
für die
Wellenform 404c das Ergebnis der Integrierung für das Abtastfenster M2
unter dem Entscheidungsschwellenwert, wohingegen das Ergebnis für das Abtastfenster
M1 über diesem
Wert liegt. In der Folge werden die geschätzten Bitwerte „1" und „0" für die Abtastfenster
M1 bzw. M2 erzeugt. Die Anwendung der "AND"-Funktion
auf diese geschätzten
Bitwerte erzeugt dann wieder ein korrektes Dekodierungsergebnis.
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4B ähnelt 4A und
zeigt zwei Wellenformen 404d bis e, wobei jede von ihnen
der Wellenform 304 aus 3A ähnelt. Die
Wellenform 404d ist im Wesentlichen unverzerrt, während die
Wellenform 404d aufgrund der Anwesenheit des spontanen Taktgeräusches des
Signals für
die maßgebliche
optische „1" verzerrt ist. Ähnlich zur
Dekodierung von Wellenform 404b ergibt die Dekodierung
von Wellenform 404d ein korrektes Resultat, d.h. eine binäre „0" für beide
Konfigurationen des Decoders. Die Konfiguration entsprechend des
Abtastfensters D für
die Wellenform 404e erzeugt jedoch einen Dekodierungsfehler,
wohingegen die Konfiguration entsprechend der Abtastfenster M1 und
M2 diesen Fehler umgehen. Spezifischer noch erzeugt das Abtastfenster
D ein Integrierungsergebnis für
die Wellenform 404e, welches über dem Entscheidungsschwellenwert
liegt, und welches eine fehlerhafte „1" am Ausgabeanschluss des Decoders ergibt.
Dennoch liegen die Integrierungsergebnisse für die Abtastfenster M1 und
M2 oberhalb bzw. unterhalb des Entscheidungsschwellenwertes. In
der Folge werden die geschätzten
Bitwerte „1" und „0" erzeugt. Die Anwendung
der „AND"-Funktion ergibt
dann eine binäre „0", welche ein korrektes
Dekodierungsergebnis darstellt.
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5 zeigt
ein Blockdiagramm eines Empfängers 500,
der als Empfänger 108 im
System 100 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Ähnlich wie
der Empfänger 200 aus 2 ist
der Empfänger 500 so eingerichtet,
dass er ein optisches duobinäres
Signal S(t) empfängt
und dieses umwandelt in eine entsprechende binäre Sequenz a'k.
Der Empfänger 500 implementiert
jedoch ein Verarbeitungsverfahren entsprechend des Dual-Sampling
gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung.
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Der
Empfänger 500 besitzt
einen O/E-Signalumwandler 506, der dem Umwandler 206 des
Empfängers 200 ähnlich ist.
Das Ergebnis des O/E-Signalumwandlers 506 wird optional
gefiltert/verstärkt
mit einem Filter/Verstärker 520 und
wird einer logischen Entscheidungsschaltung 508 zugeführt. Um
für die logische
Entscheidungsschaltung 508 einen geeigneten Zeitbezug anzuwenden,
verfügt
der Empfänger 500 über eine
Taktrückgewinnungsschaltung 502 und
einen Takt-Multiplizierer 504. Der Schaltkreis 502 verarbeitet
das Signal S'(t),
um ein erstes Taktsignal zu erzeugen, das mit dem Signal S'(t) synchronisiert
ist. Der Takt-Multiplizierer 504 vervielfacht dann die
Frequenz des ersten Taktsignals und erzeugt ein zweites Taktsignal,
das der logischen Entscheidungsschaltung 508 zugeführt wird.
Bei einer maßgeblichen
Implementierung des Empfängers 500 weist
das zweite Taktsignal einen Frequenzwert auf, der viermal so hoch
ist wie der Frequenzwert des ersten Taktsignals.
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Die
logische Entscheidungsschaltung 508 arbeitet mit Taktimpulsen
des zweiten Taktsignals, um das empfangene Signal abzutasten. Insbesondere
erzeugt die logische Entscheidungsschaltung 508 für jeden
Taktimpuls ein Abtastsignal (Integrierungsergebnis), vergleicht
dieses mit einem Entscheidungsschwellenwert und gibt einen binären Wert aus,
der dem Vergleichsergebnis entspricht. Die Abtastfenster der logischen
Entscheidungs schaltung 508 sind hinsichtlich des Signals
so ausgerichtet, dass bei jedem Signalintervall zwei Abtastfenster
den Abtastfenstern M1 und M2, die in 3A gezeigt werden,
entsprechen. Als ein Ergebnis weist der Bitstrom am Ausgabeanschluss
der logischen Entscheidungsschaltung 508 Bits auf, die
geschätzte
Bitwerte entsprechend den Abtastfenstern M1 bis M2 umfassen und
die oben im Zusammenhang mit den 3 und 4 beschrieben wurden. Diese Bits überschneiden
sich jedoch mit den anderen Bits, die nicht mit den Abtastfenstern
M1 bis M2 im Zusammenhang stehen.
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Um
die Bits, die die geschätzten
Bitwerte umfassen, vom Rest des Ergebnisses des Bitstroms der logischen
Entscheidungsschaltung 508 zu trennen, verfügt der Empfänger 500 über einen
Demultiplexer 510, der mehrere Ausgabeanschlüsse entsprechend
der Anzahl der Abtastsignale umfasst, die durch die logische Entscheidungsschaltung 508 pro Signalintervall
aufgenommen werden. Aus diesem Grunde empfängt jeder Ausgabeanschluss
des Demultiplexers 510 ein Bit aus dem Bitstrom während jedes
Signalintervalls, wobei zwei separate Ausgabeanschlüsse des
Demultiplexers 510 die Bits, welche die geschätzten Bitwerte
für die
Abtastfenster M1 bis M2 umfassen, empfangen. Bei einer Ausführungsform
sind diese zwei einzelnen Ausgabeanschlüsse an das „AND"-Gate 512 gekoppelt,
wohingegen die verbleibenden Ausgabeanschlüsse nicht verwendet werden.
Das Gate 512 ist so eingerichtet, dass es eine „AND-Funktion
auf die geschätzten
Bitwerte anwendet und die Sequenz a'k erzeugt, wie
oben im Zusammenhang mit 3 beschrieben.
Hierbei ist zu beachten, dass ein geeignetes Element zur Zeitverzögerung, Δt, zwischen
dem Gate 512 und dem Demultiplexer 510 entsprechend
dem Abtastfenster M1 (siehe auch 3A) eingefügt ist,
um die relative Zeitverzögerung
zwischen den Abtastfenstern M1 und M2 zu kompensieren.
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6 zeigt
ein Blockdiagramm eines Empfängers 600, der
als der Empfänger 108 im
System 100 gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Ähnlich wie
der Empfänger 500 aus 5 implementiert
der Empfänger 600 ein
Verfahren mit zweifacher Abtastung und ist so eingerichtet, dass
er ein optisches duobinäres
Signal S(t) in eine entsprechende binäre Sequenz a'k umwandelt.
Anstelle jedoch des Verfahrens der Abtastung in fortlaufenden Reihen,
die der Empfänger 500 durchführt, implementiert
der Empfänger 600 ein
Verfahren der parallelen Abtastung.
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Der
Empfänger 600 besitzt
einen O/E-Signalumwandler 606 und eine Taktrückgewinnungsschaltung 602,
die dem O/E-Signalumwandler 506 bzw. der
Taktrückgewinnungsschaltung 502 des
Empfängers 500 ähneln. Das
Ergebnis des O/E-Signalumwandlers 606 wird optional mit
Filtern/Verstärkern 620a bis
b gefiltert/verstärkt
und auf die logischen Entscheidungsschaltungen 608a bis
b angewendet, wobei jede von ihnen der logischen Entscheidungsschaltung 508 des
Empfängers 500 ähnelt. Dennoch und
im Gegensatz zur logischen Entscheidungsschaltung 508 arbeiten
die logischen Entscheidungsschaltungen 608a bis b direkt
an der Taktfrequenz, die durch die Taktrückgewinnungsschaltung 602 ohne
eine Multiplikation der Frequenz erzeugt wird. Jede logische Entscheidungsschaltung 608 erzeugt ein
Abtastsignal (Ergebnis der Integrierung) unter Verwendung eines
relativ kleinen Abtastfensters, vergleicht die Probe mit einem entsprechenden
Entscheidungsschwellenwert und gibt den binären Wert entsprechend dem Vergleichsergebnis
aus. Man beachte, dass die logischen Entscheidungsschaltungen 608a bis
b denselben Entscheidungsschwellenwert aufweisen können oder
auch nicht.
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Ein
erstes Element zur Zeitverzögerung, Δt, wird zwischen
der Taktrückgewinnungsschaltung 602 und
der logischen Entscheidungsschaltung 608a eingefügt, wohingegen
zwischen der Taktrückgewinnungsschaltung 602 und der
logischen Entscheidungsschaltung 608b ein solches zeitverzögerndes Element
nicht vorhanden ist. Dies hat die Funktion, eine gewünschte Zeitverzögerung zwischen
den Abtastfenstern der logischen Entscheidungsschaltungen 608a und 608b einzufügen. Diese
Abtastfenster werden dann hinsichtlich des Signals so ausgerichtet,
dass sie den Abtastfenstern M1 und M2, die in 3A gezeigt
werden, entsprechen. In der Folge gibt der Bitstrom an den Ausgabeanschlüssen der
logischen Entscheidungsschaltungen 608a bis b geschätzte Bitwerte
aus, die den Abtastfenstern M2 bzw. M1 entsprechen. Die Ausgabeanschlüsse der logischen
Entscheidungsschaltungen 608a und 608b sind verbunden
mit einem „AND"-Gate 612,
das so eingerichtet ist, dass es eine „AND"-Funktion auf die geschätzten Bitwerte
anwendet und die Sequenz a'k, wie oben beschrieben, erzeugt. Man beachte,
dass ein zweites zeitverzögerndes
Element, Δt,
zwischen dem Gate 612 und dem Ausgabeanschluss der logischen
Entscheidungsschaltung 608b eingefügt ist, um die Zeitverzögerung,
die durch das erste Element der Zeitverzögerung hervorgerufen wird,
zu kompensieren.
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7 bis 8 vergleichen auf graphische Weise die
Merkmale der Leistung der drei verschiedenen Konfigurationen des
Systems 100. Insbesondere zeigt 7 die Streuungstoleranz
an einer Bitfehlerrate (BER) von 10–3,
und 8A bis B zeigen die Abhängigkeit der Bitfehlerrate
von der Leistung des Signals S(t). Bei allen Konfigurationen ist
der Sender 102 ein Sender, der auf einem Mach-Zehnder-Interferometer
basiert, der bei einer Bitrate von 10 Gb/s tätig ist. Bei der Konfiguratin
I ist der Empfänger 108 der
Empfänger 600 (6).
Bei den Konfigurationen II und III ist der Empfänger 108 der Empfänger 200 (2),
der ein Abtastfenster aufweist, das dem Abtastfenster D bzw. C entspricht,
welche in 3A gezeigt werden.
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Um
auf 7 Bezug zu nehmen, weist der Unterschied zwischen
verschiedenen Kurven bei einzelnen Streuungs werten auf einen relativen
Zuwachs des optischen Signal-Rauschabstandes (OSNR) zwischen den
verschiedenen Konfigurationen des Empfängers 108 im System 100 hin.
Wie aus 7 ersichtlich wird, stellt die
Konfiguration I eine Leistung des OSNR von etwa 2 bis 4 dB bezüglich der
Konfiguration III für
chromatische Streuungswerte innerhalb der Bandbreite von 0 bis etwa
4000 ps/nm bereit. Ähnlich
dazu stellt die Konfiguration I eine Leistung des OSNR von etwa
1 bis 3 dB bezüglich
der Konfiguration II für
die chromatischen Streuungswerte innerhalb einer Bandbreite von
0 bis etwa 3000 ps/nm bereit.
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Die
Daten, die in den 8A bis B gezeigt werden, wurden
erhoben durch zunächst
die Optimierung des Empfängers
hinsichtlich einer festgelegten nominalen Bitfehlerrate und dann
die Messung der eigentlichen Bitfehlerrate als eine Funktion der optischen
Leistung am Empfänger.
Die Datenpunkte in den 8A bis B zeigen die eigentliche
Bitfehlerrate, während
die nominale Bitfehlerrate, auf die bezogen der Empfänger optimiert
wurde, im Feld des Bilduntertextes erläutert wird. Wie aus dem Vergleich von 8A und 8B ersichtlich
wird, stellt die Konfiguration I bei unterschiedlichen tatsächlichen BER-Werten
einen signifikanten Zuwachs im Vergleich zur Konfiguration II bezüglich der
optischen Leistung des Empfängers
bereit. Zum Beispiel senkt die Konfiguration I die entsprechende
optische Leistung bei einem BER-Wert von 10–9 durch
etwa 1 dB im Hinblick auf den Wert in Konfiguration II. Zusammenfassend
erhöhen
die Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung die Streuungstoleranz und reduzieren
die optische Leistung entsprechend eines ausgewählten BER-Wertes in duobinären Übertragungssystemen,
wodurch die gesamte antiparallele Leistung (d.h. von der Quelle
zum Ziel) solcher Systeme verbessert wird.
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Obwohl
diese Erfindung mit Bezug auf veranschaulichende Ausführungsformen
beschrieben wurde, beabsichtigt diese Beschreibung nicht, in einem
einschränkenden
Sinn aufgefasst zu werden. Obwohl die vorliegende Erfindung unter
Bezugnahme auf duobinäre
Signale beschrieben wird, kann diese auch für die Bearbeitung von Signalen
eines anderen Typus verwendet werden, wie z.B. für binäre NRZ-Signale mit einem hohen
Arbeitszyklus.