DE2712292A1

DE2712292A1 - Regenerator fuer ein optisches uebertragungs-system

Info

Publication number: DE2712292A1
Application number: DE19772712292
Authority: DE
Inventors: Theodore Lincoln Maione; Frederick Enyeart Radcliffe; Darrell Dean Sell; Dan Holden Wolaver
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-03-22
Filing date: 1977-03-21
Publication date: 1977-10-06
Also published as: NL7703036A; US4019048A; IT1073474B; NL187948B; NL187948C; DE2712292C2; SE7702856L; JPS52129304A; BE852696A; SE441326B; FR2345866B1; GB1570364A; GB1570365A; GB1570363A; CA1081801A; FR2345866A1; JPS6111014B2

Description

BLUMBACH · WESER · BERGEN KRAMER .. - - - ZWIRNER. HIRSCH . BREHM 2712292

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

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Beschreibung:

Die Erfindung betrifft einen Regenerator für eine optische Impulsfolge gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Forschung und Entwicklung optischer Vorrichtungen und Komponenten sind während der letzten Jahre soweit fortgeschritten, daß nun ein Fasern benutzendes optisches digitales Übertragungssystem aufgebaut und betrieben werden kann. Multimoden- und Einzelmoden-Glasfasern können optische Signale über weite Strecken übertragen. Bei neuen Glasfasern sind die Lichtverluste für Wellenlängen zwischen 800 Nanometer und 1100 Nanometer kleiner als 5 Dezibel pro Kilometer. Einige Einzelmoden-Borsilikat-Fasern haben einen Minimalverlust von 2,2 Dezibel pro Kilometer bei 850 und 1020 Nanometer und eine Dispersion von etwa 0,4 Nanosekunden pro Kilometer. Fasern mit diesen Eigenschaften eignen sich für digitale Nachrichtenübertragungssysteme. Ein optisches System mit mittlerer Impulsfolgefrequenz kann wirtschaftlich für FerniBprechvermittlung3amtsverbindungen in dicht besiedelten Großstadtbereichen mit großem und zunehmendem Gesprächsdichtequerschnitt verwendet werden. _;

München: R. Kramer Dipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Or. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. · H.P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nal. Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. . P.Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · C. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

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In den Glasfasern werden optische Impulse beim Durchlaufen jeglicher Faser gedämpft. Es ist erforderlich, längs irgendeiner recht langen Nachrichtenübertragungsstrecke die optische Impulsfolge zu regenerieren, um eine genaue Nachrichtenübertragung von einem Ende des Systems zu dessen anderem Ende sicherzustellen.

Bei bekannten Anlagen ist der größte Teil der grundsätzlichen optischen Regeneratorschaltungsanordnung derjenigen Schaltungsanordnung ähnlich, die bei kommerziellen Pulscodemodulationsanlagen verwendet wird, bei denen elektrische Impulse über Kupferdrahtpaare oder Koaxialkabel übertragen werden. In die optischen Regeneratoren sind optische Elemente wie Avalanche-(Lawinendurchbruch-)Fhotodioden und Laser eingesetzt worden, um optische Energie in elektrische Signale umzuwandeln und umgekehrt.

Bei bekannten Anlagen sind auch Phasensynchronisationsschaltungen (PLL-Schaltungen) verwendet worden, um Zeitsteuerungsinformation aus einer Eingangsimpulsfolge zu entnehmen; diese PLL-Schaltungen benutzen jedoch einen schmalen Annahmebereich, was eine teuere Kristallsteuerung erfordert.

Zusätzlich wird bei bekannten Anlagen ein Injektionslaser in Abhängigkeit von einer Rückkopplungssteuerschaltung betrieben, die die optische Ausgangsenergie des Lasers abtastet und eine konstante mittlere optische Ausgangsenergie aufrecht zu erhalten versucht. Gelegentlich gehen viele Zeitlagen vorüber, in denen keine Impulse auf den Eingang eines solchen Lasers gegeben werden. Der Vorspannstrom steigt an, um

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eine konstante Ausgangsenergie aufrecht zu erhalten. Danach kann der Laser irreversibel beschädigt werden, wenn wieder Impulse zugeführt werden.

Das geschilderte Problem wird bei dem vorausgesetzten Regenerator durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Regenerators für eine optische Impulsfolge;

Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Empfängerabschnitts für den in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Entscheidungsund Zeitsteuerungsschaltung für den in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator; und

Fig. 4 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Senderabschnitts für den in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator.

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Die Zeichnung zeigt einen optischen Regenerator» der einen optischen Empfänger, eine Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung und einen optischen Sender umfaßt. In Abhängigkeit von einem ankommenden optischen Datenimpulsstrom erzeugt ein variable Verstärkung aufweisender Empfängerabschnitt einen konstante Amplitude aufweisenden elektrischen Datenimpulsstrom, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Der Empfängerabschnitt ist stabilisiert, da ein Verstärker die Verstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung ändert und eine Avalanche-Photodiode die Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweiten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung variiert. In Abhängigkeit vom elektrischen Datenimpulsstrom des Empfängers gewinnt eine phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung in der Zeitsteuerungsschaltung eine Taktimpulsfolge wieder, und die Entscheidungsschaltung regeneriert einen elektrischen Datenimpulsstrom, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Im Senderabschnitt wird ein Injektionslaser vom regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom gesteuert und von einem Vorspannstrom, der in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem die optische Ausgangsenergie des Lasers darstellenden Signal und einem die regenerierte elektrische Datenimpulsfolge darstellenden Signal erzeugt wird. Ein resultierender regenerierter optischer Ausgangsdatenimpulsstrom repräsentiert den ankommenden optischen Datenimpulsstrom.

Ein optischer Empfängerabschnitt umfaBt einen Verstärker, der die Verstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung verändert, und eine Avalanche-

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Photodiode, welche die Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweiten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung variiert.

Ein optischer Regenerator mit einer phasen- und frequenzsynchronisierten Schaltung vermag in Abhängigkeit vom elektrischen Datenimpulsstroin vom Empfängerabschnitt einen mit dem ankommenden optischen Datenimpulsstrom synchronisierten Taktimpulsstrom wiederzugewinnen.

Eine Taktwiedergewinnungsschaltung mit einem Prequenzdifferenzdetektor spricht auf ein Baud-Komponentensignal vom Datenimpulsstrom an, das eine Reihe von Impulsen erzeugt, die eine Polarität aufweisen, welche die Differenz zwischen der Frequenz eines gesteuerten Taktimpulsoszillators und dem Baud des Datenimpulsstroms reduziert, und das eine zur Frequenzdifferenz proportionale Folgefrequenz aufweist, um die Frequenz des gesteuerten Oszillators in den Einfangbereich einer auf das Baud-Komponentensignal ansprechenden phasensynchronisierten Schaltung zu zwingen, um die Frequenz und die Phase des gesteuerten Taktimpulsgenerators in Synchronisation mit dem empfangenen optischen Datenimpulsstrom zu zwingen.

Eine Injektionslasersteuerschaltung liefert dem Laser ein Vorspannsignal, das in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem die optische Ausgangsenergie des Lasers darstellenden Signal und einem die regenerierte elektrische Datenimpulsfolge darstellenden Signal erzeugt wird. .

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In Fig. 1 ist ein optischer Regenerator für eine optische Faser-Digitalübertragungsanlage gezeigt. Optische Signale in der Anlage sind inhärent von unipolarer Art. Lichtquellen senden volle optische Energie für eine "1" und sind ausgeschaltet für eine "0". Bei einer typischen Laserquelle werden für eine ¹¹O" 5 bis 10 $ der Energie einer "1" übertragen.

Der Regenerator umfaßt einen hochverstärkenden optischen Empfängerabschnitt 200 mit einem variable Verstärkung aufweisenden Avalanche-

einem (Lawinen-)Photodiodendetektor und/Vorverstärker 202 für den Empfang des unipolaren optischen Eingangsdatenimpulsstroms 201 und zum Umwandeln dieses optischen Datenimpulsstroms in eine Folge elektrischer Signale. Die elektrischen Signale werden über einen variable Verstärkung aufweisenden Verstärker 203, einen feste Verstärkung aufweisenden Verstärker 205 und einen Filter/Entzerrer 206 gegeben, um einen konstante Amplitude aufweisenden elektrischen Datenimpulsstrom zu erzeugen, der auf einer Leitung 207 erscheint.

Ein Impulsstrom, der dem elektrischen Datenimpulsstrom auf Leitung

ist 207 ähnlich ist ,/über eine Leitung 208 und eine Gleichstrompegel wiedergewinnungs-, Spitzendetektor- und Steuerschaltung 210 rückgekoppelt. Signale von Schaltung 210 zur automatischen Verstärkungssteuerung werden auf einer Leitung 213 abgegeben·

Im Empfängerabschnitt 200 sprechen verschiedene variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen auf getrennte Bereiche des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung an. Sowohl der variable Verstärkung

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aufweisende Verstärker 203 als auch der Ävalanche-Photodiodendetektor 202 sind variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen, die bei optischen Eingangsimpulsen mit hohem Wert für minimale Verstärkung vorgespannt werden.

Wenn die Größe der optischen Eingangsimpulse abnimmt, was dazu führt, daß-das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung innerhalb eines ersten Bereichs erhöht wird, wird das Steuersignal über die Leitung 213 ^auf den variable Verstärkung aufweisenden Verstärker 203 und auf eine variable Spannungsversorgung 215 gegeben. In diesem ersten Bereich spricht lediglich der variable Verstärkung aufweisende Verstärker 203 auf das Steuersignal an, indem er seine Verstärkung erhöht, wenn die Größe der optischen Eingangsimpulse abnimmt.

Nachdem die Verstärkung des variablen Verstärkers 203 auf ihren vollen Wert erhöht ist, steigt das Steuersignal weiter an und wird weiterhin dem Verstärker 203 und der Spannungsversorgung 215 zugeführt. In diesem Bereich spricht lediglich die variable Spannungsversorgung 215 auf das Steuersignal an, was zur Folge hat, daß die Verstärkung der Avalanche-Photodiode zunimmt, wenn die Amplitude der optischen Impulse weiterhin abnimmt.

Der elektrische Datenimpulsstrom auf Leitung 207 wird einer Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung 300 zugeführt, die auf einer Leitung 302 einen elektrischen Datenimpulsstrom regeneriert, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Eine phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung 303 erzeugt auf einer Leitung 304

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einen Taktimpulsstrom, der aus der Information wiedergewonnen worden ist, die im elektrischen Batenimpulsstrom vom Empfänger auf der Leitung 207 enthalten ist. Eine Entseheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 306 erzeugt auf der Leitung 302 einen regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom in Abhängigkeit von dem Taktimpuls strom auf der Leitung 304 und dem elektrischen Batenimpulsstrom auf der Leitung 207.

Ein optischer Senderabschnitt 400 regeneriert einen optischen Batenimpulsstrom 402 in Abhängigkeit vom regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom auf der Leitung 302. Ber Senderabschnitt 400 umfaßt einen Injektionslaser 404» der gesteuert wird durch den regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom auf Leitung 302 und durch ein Vorspannsignal, das von einer Vorspann-, Überwachungs- und Steuerschaltung 406 auf einer Leitung 4O3 erzeugt wird. Bas Vorspannsignal wird erzeugt in Abhängigkeit von der Bifferenz zwischen einem Signal, das einen Momentwert 407 der optischen Ausgangsenergie des Lasers darstellt, und einem Signal, das den regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom auf Leitung 302 darstellt. Der optische Ausgangsdatenimpulsstrom 402 repräsentiert den ankommenden optischen Batenimpulsstrom.

Fig. 2 zeigt ein ausführliches Schaltbild des hochverstärkenden optischen Empfängerabschnitt8 200, der optische Eingangsimpulse eines über eine optische Faser 201 empfangenen Batenimpulsstroms feststellt, indem er diese Impulse in einen Strom elektrischer Batenimpulse auf Leitung 207 umwandelt.

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Der ankommende optische Datenimpulsstrom, der über die optische Faser 201 zugeführt wird, trifft auf eine variable Verstärkung aufweisende Avalanche-(Lawinendurchbruch-)Photodiode 220 auf. Eine Silizium-Avalanche-Photodiode ist ein Halbleiterbauelement, das normalerweise mit einer Sperrspannung betrieben wird, die innerhalb des Bauelementes eine Zone hohen elektrischen Feldes erzeugt. Eine Veränderung der Stärke des auftreffenden Lichtes ändert den von der Avalanche-Photodiode geleiteten Strom und deshalb das einer nachfolgenden Vorverstärkerstufe zugeführte Signal.

Als Folge des auftreffenden optischen Datenimpulsstroms werden innerhalb der Avalanche-Photodiode Löcher und Elektronen erzeugt. Diese Löcher und Elektronen driften in dem Bauelement unter dem Einfluß des elektrischen Feldes in entgegengesetzten Richtungen. Wenn die Löcher und Elektronen in der Photodiode 220 in entgegengesetzten Richtungen fließen, bilden sie Stromimpulse, die von der Photodiode durch die mit ihr verbundene Vorverstärkerschaltungsanordnung abgenommen werden.

Bei der Avalanche-Photodiode handelt es sich um einen einer quadratischen Funktion unterliegenden Detektor, der einen Strom erzeugt, der linear in Abhängigkeit von Änderungen der ankommenden Lichtenergie variiert. Die Photodiode 220 erzeugt für die optischen Eingangssignale eine variable Verstärkung in Abhängigkeit von Änderungen der hohen Sperrvorspannung, die von der Spannungsversorgung 215 in Abhängigkeit vom Steuersignal auf Leitung 213 erzeugt werden, wie es beschrieben ist von P. K. Runge in IEEE 1974 International Conference on Communications,

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Eingangslichtimpulse niedrigerer Energie erzeugen eine größere Vorspannung und eine resultierende maximale Verstärkung von etwa 40 dB. Eingangslichtimpulse höherer Energie bewirken eine niedrigere Vorspannung und eine resultierende minimale Verstärkung von etwa 12 dB, was durch die Eigenschaften der Avalanche-Photodiode bestimmt ist. Sie Anordnung zur Veränderung der Vorspannung durch das Steuersignal auf der Leitung 213 wird nachfolgend erläutert.

Die von der Photodiode kommenden Impulse werden über einen Kondensator 221 auf den Basiseingang eines in Emitterschaltung befindlichen Transistors 222 im Vorverstärker 202 gekoppelt. Das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 222 wird über einen als Emitterfolger nachgeschalteten Transistor 223 geführt und auf den Eingang eines Ausgangstreibertransistors 224 des Vorverstärkers 202 gegeben. Eine über einen Widerstand 226 führende Rückkopplungsschleife koppelt das Ausgangssignal des Transistors 223 auf den Transistor 222, um die Arbeitsweise des Vorverstärkers 202 zu stabilisieren. Am Kollektor des Transistors 224 erzeugte Vorverstärkerausgangssignale werden über einen Kondensator 227 auf den Eingang des variable Verstärkung aufweisenden Verstärkers 203 gegeben, und zwar auf eine erste Gate-Elektrode 23O einer Doppelgate-MOS-Vorrichtung 231.

Bei der MOS-Vorrichtung 231 handelt es sich um eine n-Kanal-Anreicherungsvorrichtung, die eine hohe Eingangsimpedanz bildet und in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das über eine zweite Gate-Elektrode 232 zugeführt wird, eine variable Verstärkung erzeugt. Die Source- und die Drainelektrode sind über Widerstände mit einer Quelle nega-

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tiven bzw. positiven Potentials verbunden. Eine Diode 233 begrenzt den Steuersignalbereich, der die Verstärkung der MOS-Vorrichtung beeinflußt. Die Verstärkung kann sich über einen Bereich von minimal -14 dB bis maximal etwa 6 dB ändern. Dadurch, daß anstelle eines bipolaren Transistors die IGFET-Vorrichtung verwendet wird, wird eine beträchtliche Reduzierung des thermischen Rauschens erreicht. Das Ausgangssignal an der Drainelektrode der MOS-Vorrichtung 231 wird über einen Kondensator 234 auf eine Kaskadenschaltung zweier variable Verstärkung aufweisender emittergekoppelter Paare gegeben, die an ihren Ausgängen Emitterfolger aufweisen.

Beim ersten emittergekoppelten Paar werden Signale von der MOS-Vorrichtung 231 auf die Basiselektrode eines Transistors 235 gegeben. An einer Kollektorelektrode eines weiteren Transistors 236 erzeugte AusgangssignaIe werden über einen als Emitterfolger angeschlossenen Transistor 237 und einen Kondensator 238 auf das zweite emittergekoppelte Paar geführt. Die Verstärkung des ersten emittergekoppelten Paares ist variabel und wird von einem Signal gesteuert, das der Basiselektrode eines Emitterstromquellentransistors 239 zugeführt wird. Eine maximale Verstärkung von etwa 13 dB tritt auf, wenn genügend Emitterstrom geleitet wird, um ein minimales r in den Transistören 235 und 236 zu erreichen. Eine minimale Verstärkung von etwa 3 dB wird dadurch erreicht, daß der Emitterstrom reduziert und dadurch das r der Transistoren 235 und 236 erhöht wird.

Beim zweiten emittergekoppelten Paar werden die über den Kondensator 238 gekoppelten Signale auf die Basiseingangselektrode eines Transi-

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stora 24O gegeben. An der Kollektorelektrode eines Transistors 241 erzeugte Ausgangssignale werden über einen Emitterfolgertransistor 242 und einen Kondensator 243 ^au? den Eingang der feste Verstärkung aufweisenden Stufe 205 gegeben. Die Verstärkung des zweiten emittergekoppelten Paares wird von einem Signal gesteuert, das der Basiselektrode des Transistors 244 zugeführt wird. Die Verstärkung des zweiten emittergekoppelten Paares variiert ebenfalls von einem Maximum von etwa 13 dB bis zu einem Minimum von etwa 3 dB, und zwar in Abhängigkeit von Änderungen des Emitterstroms, der über einen Emitterstromquellentransistor 244 geliefert wird.

Ein Paar Dioden 246 und 247 verschiebt die Steuerspannung, um den Signalbereich zu begrenzen, der die Verstärkung des ersten und des zweiten emittergekoppelten Paares beeinflußt. Die Verstärkung ändert sich, wenn sich das Steuersignal von einem maximalen negativen Wert zu etwa Erdpotential ändert.

Die volle Verstärkung des variable Verstärkung aufweisenden Verstärkers 203 ist ein Konstruktionsparameter, der gewählt wird, um einen sekundären Bezug für die Bestimmung der Verstärkung der Avalanche-Photodiode 220 zu bilden. Die volle Verstärkung des Verstärkers 203 wird so gewählt, daß die Avalanche-Photodiode in der Nähe ihrer optimalen Verstärkung arbeitet, wenn die kleinsten brauchbaren optischen Signale empfangen werden. Die volle Verstärkung des Verstärkers 203 wird für den Betrieb dadurch eingestellt, daß anfangs ein Widerstand 249 in der Drainschaltung der MOS-Vorrichtung 231 eingestellt wird.

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Die feststehende Verstärkung aufweisende Stufe 205 umfaßt ein Paar direkt gekoppelter, in Emitterschaltung befindlicher Transistoren 25O und 251» die einen Signalrückkopplungsweg von der Kollektorelektrode des Transistors 251 über einen Kondensator 252 und einen Widerstand 253 zur Emitterelektrode des Transistors 250 aufweisen. Der Signalrückkopplungsweg stabilisiert die Verstärkung der Stufe 205 über dem ausnutzbaren Band des Verstärkers und erzeugt eine niedrige Ausgangsimpedanz. Ein Gleichstromrückkopplungsweg von der Emitterelektrode des Transistors 251 über einen Widerstand 254 zur Basiselektrode des Transistors 25O stabilisiert die Vorspannung der feststehende Verstärkung aufweisenden Stufe 205· Die Verstärkung der Verstärkerstufe 205 beträgt etwa 26 dB. Ausgangssignale der feste Verstärkung aufweisenden Stufe 205 werden am Kollektor des Transistors 251 erzeugt und über einen Kondensator 256 und einen Widerstand 257 auf ein Tiefpassfilter 206 gekoppelt. Der Widerstand 257 und die niedrige Ausgangsimpedanz der Stufe 205 sind gewählt, um eine optimale Treibquellenimpedanz für das Tiefpassfilter 206 zu erzeugen. Aufgrund des Widerstandes 257 entsteht ein Verlust von etwa 6 dB.

Der Vorverstärker 202, die variable Verstärkung aufweisenden Stufen 203 und der feste Verstärkung aufweisende Verstärker 205 umfassen einige Kondensatoren, die zur Unterdrückung von Energieversorgungsrauschen eingefügt sind. Irgendeine ausgewählte Energieversorgung kann ausreichend rauschfrei sein, so daß diese Kondensatoren für die Arbeitsweise des Empfängerabschnitts 200 überflüssig werden.

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Das Tiefpassfilter 206 ist angeordnet, um ein Augenmuster für einen idealen Eingangsrechteckimpulsstrom zu optimieren. Das Filter 206 ist ausgelegt, um die Impulse so zu formen, daß für jeglichen brauchbaren optischen Eingangsimpulsstrom und die tatsächliche Frequenzkennlinie der Verstärker 202 und 203 die Impulse die Form eines angehobenen Cosinus oder irgendeine andere erwünschte Form für ein gutes Regeneratorverhalten haben. Der gefilterte Impulsstrom wird über einen Kondensator 262, einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 263 und eine Leitung 208 auf die GIeichstrompegelwiedergewinnungs- und Spitzendetektorschaltung 210 gegeben. Ein weiteres Ausgangssignal des Filters 206 wird auf Leitung 207 erzeugt, um den Ausgangsimpulsstrom vom Empfänger auf die in Fig. 1 gezeigte Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung 3OO zu koppeln. Das Leitungsende des Filters befindet sich in der Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung

In der Schaltung 210 wird eine Gleichstromkomponente für das Signal durch den einen Kondensator 270 und eine Diode 271 umfassenden Teil der Schaltung wiedergewonnen. Die Diode klemmt das Signal so, daß Impulse negativer Polarität weiterbefördert werden. Ein Paar Dioden 272 und 273 überlagert den geklemmten Signalen eine feste Vorspannung, um einen Spannungsabfall über der Diode 271 zu überwinden und das Gleichstrompotential auf einen Wert etwas unterhalb Erdpotential zu bringen.

Die Spitze der resultierenden Wellenform wird danach durch eine Spitzenwertdetektoranordnung bestimmt, die eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 276, ein Paar Widerstände 277 und 278 und einen Kondensator 279 umfaßt. Durch die Diode 276 fließender Strom läßt auf dem

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Kondensator 279 eine Ladung zurück, die gegenüber Erde negativ ist. Das Ausgangssignal der Spitzenwertdetektorschaltung wird mit einer Bezugsspannung verglichen, die durch die Quelle negativen Potentials 281 und eine Widerstände 282, 283 und 284 umfassende Spannungsteilerschaltung bestimmt ist. Der Vergleich wird von einem Operationsverstärker 285 roit einem Rückkopplungswiderstand 290 und einem Widerstand 284, welche die Verstärkung auf 40 dB einstellen, und einem Kondensator 291 zur Erzeugung von Stabilität durchgeführt. Der Operationsverstärker erzeugt auf seiner Ausgangsleitung 213 das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung, das als Punktion der Differenz -zwischen den festgestellten Signalspitzenwerten und der Bezugsspannung variiert. Das Signal automatischer Verstärkungssteuerung fällt auf ein negatives Potential von etwa 3 Volt ab, wenn die Intensität des einfallenden Lichtes auf einem Maximum ist, und steigt auf ein positives Potential von etwa 4 Volt an, wenn die Intensität des einfallenden Lichtes auf einem Minimum ist.

Ein Widerstand 294 und ein Kondensator 295 bestimmen die Grenzfrequenz der Rückkopplungsschleife. Vorzugsweise wird diese Grenzfrequenz auf etwa 0,25 Hz eingestellt.

Rauschen stellt einen begrenzenden Faktor beim Betrieb des vorliegenden Regenerators dar. Es gibt drei bedeutsame Arten von Rauschen, die beim Betrieb des Regenerators beteiligt sind. Thermisches Rauschen entsteht in der MOS-Verstärkerstufe. Schrotrauschen stammt von der Poisson-Verteilung des Primärelektronenstroms in der Avalanche-Photodiode 220. In der Photodiode tritt auch ein Übermaßmultipli-

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kations- oder Übennaßverstärkungsrau3chen als Folge des Verstärkungsvorgangs auf. Der Betrag des Übermaßverstärkungsrauschens ist beträchtlich größer als das Schrotrauschen, ist eine zunehmende Funktion der Avalanche- (Lawinendurchbruch-)Verstärkung und hat keine Gauss'sehe Amplitudenverteilung. Da das Übermaßverstärkungsrauschen verstärkungsabhängig ist, existiert ein optimaler Wert für die Avalanche-Verstärkung. Da das Rauschen keine Gauss'sehe Verteilung aufweist, wird eine neue Lösung für den Aufbau des Verstärkerabschnitts verwendet.

Daβ vom Operationsverstärker 285 ^a"f Leitung 213 abgegebene Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung wird auf die variable Spannungsversorgung 213 gekoppelt, um die Größe der der Avalanche-Photodiode 220 zugeführten Vorspannung zu steuern. Diese sich ändernde Vorspannung steuert die Verstärkung der Avalanche-Photodiode. Das Verstärkungssteuerungssignal vom Operationsverstärker 285 wird auch der variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 zur Steuerung deren Verstärkung zugeführt. Dieses Verstärkungssteuerungssignal bewirkt Änderungen der Verstärkung, um irgendwelche Schwankungen in der Amplitude der Ausgangsimpulse zu kompensieren, die auf Veränderungen der optischen Eingangsimpulse, auf Altern der Vorrichtungen oder einer Änderung der Umgebungsbedingungen beruhen.

Wie zuvor erwähnt, kann die Größe des Signals zur automatischen Ve.rstärkungssteuerung weitläufig variieren. Verschiedene Bereiche des Verstärkungssteuerungssignals beeinflussen verschiedene der erwähnten Stufen mit variabler Verstärkung.

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Wenn sich die optischen Eingangsimpulse auf einem hohen '.7ert befinden, wird die von der variablen Spannungsversorgung 215 erfolgte Vorspannung auf einem Minimalwert von etwa 15O Volt gehalten, so daß die Avalanche-Photodiode 220 in der Nähe ihrer minimalen Verstärkung von etwa 12 dB arbeitet. Gleichzeitig wird die Feldeffekttransistorstufe bei ihrer minimalen Verstärkung von etwa -I4 dB betrieben. Die emittergekoppelten Stufen in der variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 werden je mit minimaler Verstärkung von etwa 3 dB betrieben.

In der variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 sind die emittergekoppelten Paare die ersten Stufen, die auf irgendeine Verringerung des Pegels der optischen Eingangsimpulse reagieren. Eine solche Verringerung des Pegels der optischen Eingangsimpulse bewirkt, daß das Verstärkungsteuerungssignal auf Leitung 213 das Potential an den Basiselektroden der Transistoren 239 und 244 vom Minimum von -3 Volt anhebt. Auf diese Änderung des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 hin liefern die Transistoren 239 und 244 mehr Strom an die emittergekoppelten Paare. Infolgedessen wird das r der Transistoren 235» 236, 240 und 24I reduziert, und deren Ver-Stärkung wird in einem ersten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung erhöht, bis ein minimales r auftritt. Das Sig-

nal zur automatischen Verstärkungssteuerung hat keine Wirkung mehr auf die emittergekoppelten Paare, wenn das Steuersignal ausreichend ansteigt, um die Dioden 246 und 247 in Sperrrichtung vorzuspannen.

Wenn das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung mehr und mehr in positive Richtung ausschlägt, erhöht es auch die Verstärkung der

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MOS-Vorrichtung 231· Der positive Ausschlag des der Vorrichtung 231 zugeführten Verstärkungssteuerungssignals wird durch die Begrenzungsdiode 233 ^auf einen Diodenabfall oberhalb Erdpotential begrenzt. Aufgrund der Anordnung der zweiten Gate-Elektrode der MOS-Vorrichtung 231 und der Begrenzungsdiode 233 erhöht sich die Verstärkung der liOS-Vorrichtung, wenn das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 beim Durchlaufen eines zweiten Bereichs erhöht wird.

Zusätzlich beeinflußt das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung die variable Spannungsversorgung 215· ^enn sich das Steuersignal auf einem niedrigen negativen Potential befindet, leitet ein pnp-Transistor 296, der in Emitterschaltung angeordnet ist, einen stark überbrückenden Strom von einem Paar Zenerdioden 297 und 298 in der Spannungsversorgung 215 weg. Zu einer solchen Zeit wird die Ausgangsspannung der Versorgung 215 auf einer Kinimalspannung von etwa 150 Volt gehalten, die durch eine weitere Zenerdiode 299 bestimmt ist. Nachdem das Verstärkungssteuersignal auf etwa 1,5 Volt positiv gegenüber Erde angestiegen ist, leitet der Transistor 296 weniger und weniger. Wenn der Transistor ausgeschaltet wird, leiten die Zenerdioden 297 und 298 mehr und mehr Strom. Die Hochspannung wird graduell vom Minimalwert von etwa 15O Volt bis zu einem Maximalwert von etwa 425 Volt erhöht, was bewirkt, daß die Verstärkung der Avalanche-Photodiode 220 von 12 dB auf 40 dB ansteigt. Die Zenerdioden 297, 298 und 299 stellen sicher, daß die Sperrvorspannung niemals die maximal zulässige Vorspannung der Photodiode 220 übersteigt. Die dritte Zenerdiode 299 in der Hochspannungsversorgung ist vorgesehen, um sicherzustellen, daß die Ausgangshochspannung niemals unter das gewünschte Minimum von

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150 Volt abfällt, die minimale Vorspannung, um die Photodiode 220 zu betreiben.

Ee ist vorteilhaft, sowohl die Avalanche-Verstärkung als auch die elektrische Verstärkung in einer Mehrfachbereich-Steuerschleife zu steuern. Durch diese Mehrfachbereich-Verstärkungssteuerschleife wird die Avalanche-Verstärkung auf ihrer vergleichsweise rauschfreien Niederverstärkung gehalten, wenn optische Eingangsimpulse mit mittlerer bis hoher Intensität empfangen werden. Die Verstärkung der MOS-Vorrichtung wird ebenfalls auf ihrer relativ rauschfreien Niederverstärkung gehalten, wenn optische Eingangsimpulse hoher Intensität empfangen werden. Nur die emittergekoppelten Paare, die eine unzureichende Verstärkung haben, um am Ausgang Rauschen zu erzeugen, werden in ihrer Verstärkung eingestellt, um Intensitätsänderungen der optischen Eingangssignale im hohen Bereich zu kompensieren. Durch Aufteilen der Verstärkungssteuerung auf verschiedene variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen, zu dem Zweck, Bereiche des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 zu unterteilen, wird die Schleifenstabilität aufrecht erhalten, während ein besseres Rauschverhalten erzielt wird.

In Fig. 3 ist die Sntscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung 300 gezeigt, die eine phasen- und frequenzsynchronisierte Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 303 und eine Entscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 3O6 umfaßt. Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 3^3 empfängt den auf Leitung 207 auftretenden Datenimpulsstrom und erzeugt auf ihrer Ausgangsleitung 3<H ein geringes Zittern

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aufweisendes periodisches Zeitsteuerungssignal. Dieses Zeitsteuerungssignal bildet eine Taktimpulsfolge, die mit dem eintreffenden optischen Datenimpulsstrom synchronisiert ist. Sie Entscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 306 erzeugt auf Leitung 302 einen regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom, der mit dem eintreffenden optischen Impulsstrom synchronisiert ist. Die Impulse weisen gut definierte Hoch- und Niedrig-Zustände auf, niedriges Zeitsteuerungszittern und eine geringe Fehlerrate.

Sie Basisbanddatensignale auf Leitung 207 enthalten Information, welche die Bitfolgefrequenz und die Phase des optischen Impulsstroms kennzeichnet. Die Kennzeichnungsmerkmale der Bitfolgefrequenz und der Phase sind zusammen mit ihrer statistischen Änderung beschrieben von W. R. Bennett in Bell System Technical Journal, Vol. 37» No. 6, November 1958 (Seiten 15OI bis 1542). Eine Baud-Extrahiervorrichtung 310 umfaßt ein Hochpassfilter mit nicht linearer Kennlinie, mit dem aus dem Datenimpulsstrom auf Leitung 207 sowohl Frequenz- als auch Phaseninformation des Datenimpulsstroms extrahiert wird.

Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 303 umfaßt in einer frequenzsynchronisierten Schleife eine Frequenzdifferenzdetektoranordnung 311 für die Erzeugung von Fehlersignalen, um jegliche Differenz zwischen dem Baud des Datenimpulsstroms auf Leitung 207 und der Frequenz eines gesteuerten Oszillators 316 zu reduzieren, ausgenommen, wenn die Amplitude des Baud-Komponentensignals auf Leitung 314 unter einen vorbestimmten Wert fällt. In der Frequenzdifferenzdetektoranordnung 311 befindet sich ein erster und ein zweiter Zweig, die je einen

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von einem Paar Multipliziervorrichtungen 312 und 313 umfassen, die angeordnet sind, um das extrahierte Baud-Komponentensignal auf den Leitungen 314 mit periodischen Signalen zu multiplizieren, die vom gesteuerten Oszillator 316 erzeugt werden.

Beim gesteuerten Oszillator 316 handelt es sich um eine einstellbare Frequenzquelle, welche die Frequenz ihrer Ausgangssignale auf Leitung

317 in Abhängigkeit von Steuersignalen ändert, die über eine Leitung

318 zugeführt werden. Ein Phasenschieber 320 empfängt die Ausgangssignale von gesteuerten Oszillator 316 und erzeugt auf Leitungen 521 und 322 Ausgangssignale mit derselben Frequenz, wie sie der gesteuerte Oszillator aufweist, jedoch mit Phasen, die sich voneinander unterscheiden. Durch Multiplizieren der beiden unterschiedliche Phase aufweisenden Komponenten der periodischen Signale vom gesteuerten Oszillator 316 n>it dem extrahierten Baud-Komponentensignal auf den Leitungen 314 werden auf den Leitungen 323 und 324 in den beiden Zweigen periodische Wellen erzeugt, die sowohl Frequenzsummen- als auch Frequenzdifferenzkomponentensignale umfassen.

Die Summenfrequenzkomponenten werden durch Tiefpass-Serienfilter 327 und 328 ausgefiltert. Die Frequenzdifferenzkomponenten werden von den Filtern 327 und 328 zu Komparatoren 330, 331 durchgelassen. Jeder der Komparatoren quantisiert die Frequenzdifferenzsignale.

Ein nicht idealer Differentiator 332 erzeugt für jeden Übergang in der Wellenform vom Komparator 330 einen Ausgangsimpuls. Die Ausgangsimpulsfolgefrequenz des Differentiators ist direkt proportional zur

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Frequenzdifferenz zwischen der Baud-Komponente des Signals auf den Leitungen 314 und der Frequenz des Signals des gesteuerten Oszillators auf Leitung 321, ausgenommen die Amplitude der Baud-Komponente fällt unter den Wert, der erforderlich ist zur Erzeugung eines Schwebungssignals, das genügend groß ist, um den Ausgangswert des Komparators zu ändern.

Die Ausgangssignale von Differentiator 332 und Komparator 331 werden miteinander in einer Multipliziervorrichtung 533 multipliziert, die an einem Knoten F eine Reihe Impulse konstanter Polarität erzeugt. Diese Impulse treten mit einer Folgefrequenz auf, die direkt proportional zur Frequenzdifferenz zwischen der Baud-Komponente des Signals auf den Leitungen 314 und der Frequenz des Signals des gesteuerten Oszillators auf Leitung 317 ist. Die Polarität der Ausgangssteuersignale hängt vom Vorzeichen dieser Frequenzdifferenz ab.

Die frequenzsynchronisierte Schleife umfaßt einen dritten Zweig, in welchem das Ausgangssignal der Multipliziervorrichtung 333 über eine Serienschaltung mit einem Filter 334» einer Summierschaltung 336, einem Schleifenfilter 337 und der Leitung 318 zum gesteuerten Oszillator 316 geführt wird. Die Polarität der Steuerimpulse am Knoten F ist dermaßen, daß sie eine Verringerung der Frequenzdifferenz bewirken.

Die phasensynchronisierte Schleife ist eine Serienschaltung, die eine Multipliziervorrichtung 340 umfaßt, die über ein Tiefpassfilter 342 mit einem zweiten Eingang der Summierschaltung 336 gekoppelt ist. Sie ist ferner über das Schleifenfilter 337» den gesteuerten Oszillator 316,

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den Phasenschieber 320 und eine Leitung 345 mit einem zweiten Eingang der Multipliziervorrichtung 340 verbunden. In der Summierschaltung 33& wird eine Steuerkomponente, welche die von der Multipliziervorrichtung 340 und dem Filter 342 erzeugten Phasenfehlersignale umfaßt, mit der Impulsserie von der Multipliziervorrichtung 333 kombiniert.

Eine Phasensynchronisation wird durch die phasensynchronisierte Schleife erreicht, wenn die Frequenzdifferenz in den Kitziehbereich der phasensynchronisierten Schleife fällt. Wenn die Phase des Oszillators 316 mit der Phase des optischen Eingangsimpulsstroms ausgerichtet ist, erlauben die Impulse am Knoten F dem Steuersignal auf der vom Tiefpassfilter 337 kommenden Leitung 318 nicht mehr, eine Funktion lediglich der sich langsam ändernden Phasenfehlerspannung am Knoten G zu sein. Die Amplitude der Phasenfehlerspannung nimmt ab, bie sie ein kleines Rauschsignal in der Nähe von null erreicht, wenn die Phasen vollständig zueinander ausgerichtet sind.

Die frequenzsynchronisierte Schleife etellt ohne Rücksicht auf die Bandbreite der phasensynchronisierten Schleife (PLL-Schaltung) einen weiten Mitziehbereich sicher, da die frequenzsynchronisierte Schleife den Steuerimpulsstrom am Knoten F in Abhängigkeit von der Frequenzdifferenz erzeugt, wenn immer die Phasen nicht synchron sind. In Abhängigkeit von dem vom Steuerimpulsstrom abgeleiteten Signal wird die Frequenz des Oszillators 3"\6 in Richtung zum Baud des optischen Eingangsimpulsstroms gezogen.

Der Taktimpulsstrom auf der vom Oszillator 316 kommenden Leitung 3O4

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und der Datenimpulsstrom auf Leitung 207 werden gleichlaufend auf die Entscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 306 gegeben. In der Entseheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung tastet ein Komparator 350 die Datenimpulse dadurch ab» daß diese mit einer Bezugswertspannung V-

▼erglichen werden, um für jeden Eingangsdatenimpuls zu entscheiden, ob es sich bei ihm um eine "1" oder eine "0" handelt. Da die Übergänge der Datenimpulse auf Leitung 207 in ihrem zeitlichen Auftreten etwas unregelmäßig sind, handelt es sich bei dem Ausgangssignal des Komparators 350 um ein Signal, das bezüglich seines Pegels genau definiert ist, jedoch nicht bezüglich seiner Zeitsteuerung. Dieses Ausgangssignal wird erneut abgetastet, indem es einem Eingang D eines Master-Slave-Flipflops 352 zur Zeitneusteuerung und Neuformung zugeführt wird.

Die Taktimpulsfolge auf der von der Zeitsteuerungsschaltung 303 kommenden Leitung 304 treibt das Master-Slave-Flipflop 352, um auf Leitung 302 den Datenimpulsstroo als einen Strom gut geformter elektrischer Datenimpulse mit nahezu konstanter Amplitude und feststehender Zeitsteuerung der Übergänge zu regenerieren. Dieser elektrische Ausgangsimpulsstrom ist mit dem eintreffenden optischen Datenimpulsstrom synchronisiert und er repräsentiert diesen.

In Fig. 4 ist eine schematische Darstellung des optischen Senderabschnitts 400 gezeigt, der den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf Leitung 302 empfängt und auf einer Glasfaser 402 einen regenerierten optischen Impulsstrom erzeugt, der den optischen Eingangsimpulsstrom repräsentiert. Der regenerierte elektrische Datenimpuls-

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strom auf Leitung 302 wird zunächst auf einen Inverter 4OI gegeben, um für jeden elektrischen Eingangsimpuls einen Impuls negativer Polarität zu erzeugen. Der regenerierte optische Datenimpulsstrom wird von einer AlGaAs-Doppelheterostruktur-Injektionslaserdiode 410 mit Streifengeometrie erzeugt, die an den Kollektorausgang eines Treibtransistors 411 eines Transistoren 4II und 412 umfassenden emittergekoppelten Paares angeschlossen ist. Die Kennlinie der Laserdiode 410, welche die Ausgangsenergie als Funktion des Treibstroms darstellt, umfaßt ein Knie, das einen Schwellenwert in der Kennlinie bewirkt. Dieser Schwellenwert ändert sich bei Änderungen der Temperatur des Lasers und als Folge von Alterung.

Der regenerierte elektrische Impulsstrom auf Leitung 302 wird auf den Basiseingang des Transistors 412 gegeben, während am Basiseingang des Transistors 4II eine Bezugs spannung V.. liegt. Die Laserdiode 410 wird in Abhängigkeit vom Wert der Impulse, die dem Transistor 412 über die Leitung 302 zugeführt werden, "EIN" und "AUS" geschaltet und erzeugt den optischen Ausgangsimpulsstrom 402, der den optischen Eingangsimpulsstrom repräsentiert.

Da die Laserdiode 410 eine eine Schwellenwertspannung umfassende Charakteristik aufweist, ist es erwünscht, den Laser mit einem Vorspannstrom zu betreiben, der über eine Leitung 403 zugeführt wird und einen Wert aufweist, der etwas kleiner als der Wert des Schwellenwertstroms ist. Jeder Impuls negativer Polarität vom Inverter 401 bewirkt, daß der durch den Transistor 4II und die Leitung 403 geleitete Gesamtstrom den Schwellenwert des Lasers übersteigt, was bewirkt, daß der

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Laser einen wesentlichen optischen Impuls aussendet. Jedes Signal niedrigen Pegels vom Inverter 401 bewirkt, daß der Transistor 411 sperrt und der Laser mit dem Vorspannstrom auf der Leitung 4O3 betrieben wird. Dieser Strom liegt unterhalb des Schwellenwertes, was ein sehr niedriges optisches Ausgangssignal vom Laser 410 bewirkt.

Bas optische Ausgangssignal auf der Glasfaser 402 wird von einer Stirnfläche der Laserdiode 410 erzeugt. Das Muster der optischen Impulse vom Laser kann gegen Temperaturschwankungen und Altern dadurch stabilisiert werden, daß der Vorspannstrom automatisch eingestellt wird, um eine konstante Lichtimpulsenergie aufrecht zu erhalten.

Solche Einstellungen werden mit einer Rückkopplungsschaltungsanordnung durchgeführt, die ein Steuersignal von der optischen Impulsenergie ableitet, die vom rückwärtigen Spiegel der Laserdiode 410 emittiert und Ton einer langsamen Photodiode 413 festgestellt wird, welche die Ausgangsimpulse nicht auflösen können soll. Das Ausgangssignal der Photodiode 413 ist proportional zum Laserspitzenwertausgangssignal, gemittelt über die Zeitkonstante der Photodiode. In der Photodiode 413 erzeugter Strom wird auf einen Eingang eines hochverstärkenden Differenzverstärkers 414 gegeben. Ein zweites Eingangssignal für den Differenzverstärker 414 wird voa regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf der Leitung 302 abgeleitet.

Der Eingangsdatenimpulsstrom vom Inverter 401 wird auf einen Basiseingang eines Transistors 416 in einem emittergekoppelten Komparator mit den Transistoren 416 und 417 gegeben. Ein Bezugsspannungswert ν_γ wird

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auf einen Basiseingang des Transistors 417 gegeben, und die vom Kollektor des Transistors 417 abgenommenen Ausgangssignale werden auf den zweiten Eingang des Differenzverstärkers 414 als Bezugsspannung gekoppelt.

Die Eingänge des Differenzverstärkers 414 sind über identische Tiefpassfilter 418 und 419 gekoppelt, um die Signalspitzenwerte über mehrere Impulse zu mitteln. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 414 ist ein Steuersignal, das sich als Punktion der Differenz zwischen dem vom optischen Ausgangssignal abgeleiteten Rückkopplungssignal und dem vom regenerierten elektrischen Impulsstrom auf Leitung 502 abgeleiteten Signal ändert.

Ausgangssignale vom Differenzverstärker 414 werden über einen Verstärker 422 auf die Lasertreibleitung 425 gekoppelt. Das Rückkopplungssteuersignal bewirkt, daß der Differenzverstärker 414 und der Verstärker 422 auf der Leitung 403 einen Vorspannstrom erzeugen, der durch die Laserdiode 410 geleitet wird. Die Größe des Vorspannstroms wird mit Hilfe eines Potentiometers 430 und eines Widerstandes 431 so eingestellt, daß die Laserdiode 410 etwas unterhalb ihres Schwellenwertes betrieben wird, wenn über die Leitung 302 keine Impulse zugeführt werden. Jegliche Schwankung des optischen Laserausgangssignals aufgrund einer Temperaturänderung oder aufgrund Alterns des Bauelementes bewirkt eine entsprechende Änderung des durch die Photodiode 413 geleiteten Stroms. Infolge dieser Stromänderung erzeugen der hochverstärkende Differenzverstärker 414 und der Verstärker 422 eine kompensierende Änderung des Vorspannstroms. Der Vorspannstrom wird folglich

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kompensiert, um einen konstanten optischen Äusgangsimpulswert von der Laserdiode 410 aufrecht zu halten.

Der Eingangsimpulsstrom, welcher der Torspannsteuerschaltung mit Hilfe der Transistoren 416 und 417 zugeführt wird, erzeugt einen variablen Bezugswert, welcher dem Differenzverstärker 414 zum Einstellen des Torspannstroms entsprechend den Änderungen des Eingangsimpulsstroms zugeführt wird. Dieser variable Bezugswert erhält den konstanten optischen Ausgangsimpulspegel ebenfalls aufrecht. Indem der Torspanndifferenzverstärker 414 auf das vom Eingangsimpulsstrom abgeleitete Signal Bezug nimmt, wird die Betriebslebensdauer der Laserdiode verlängert über diejenige einer Anordnung, bei der dem Differenzverstärker 414 ein konstanter Bezugswert zugeführt wird. Sin solcher konstanter Bezugswert hat zur Folge, daß der Torspannstrom ansteigt, wenn eine lange Serie von Nullen im Eingangsimpulsstrom auftritt. Eine nachfolgende "1ⁿ oder eine nachfolgende Reihe von "1en" kann an der Laserdiode eine irreparable Beschädigung verursachen.

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Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN KRAMER ZWIRNER · HIRSCH · BREHM

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN 7 71229'·*

Patenlconsult Radedcestraße 43 8000 München 60 Telefon (089)883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Petentconsult Patentcoimilt Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patenlconsult

MlIONE, T. L. 5-4-3-2

Western Electric Company
Incorporated

Broadway-
New York, New York 10007
U.S.A.

Regenerator für ein optisches Übertragungs-System

Patentansprüche t

"Λ

1. Regenerator für einen optischen Impulsstrom, mit einer Empfangsvorrichtung zum Empfang eines optischen Datenimpulsstroms und zu dessen Umwandlung in einen den empfangenen optischen Datenimpulsstrom repräsentierenden elektrischen Datenimpuls strom,
mit einer auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangs-

München: R. Kramer Dipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hirsch Olpl.-Ing. · H. P. Brehm Dipl.-Chem. Or. phil. nat. Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · G. Zwirnet Dipl.-mg. Oipl-W.-Ing.

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vorrichtung ansprechenden Wiedergewinnungsvorrichtung zur Wiedergewinnung eines mit dem empfangenen optischen Datenimpulsstrom synchronisierten Taktimpulsstroms,

und mit einer auf den Taktimpulsstrom und auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangsvorrichtung ansprechenden Regeneriervorrichtung zum Regenerieren eines den empfangenen optischen Datenimpulsstrom repräsentierenden elektrischen Datenimpulsstroms, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsvorrichtung einen auf einen ankommenden optischen Datenimpulsstrom ansprechenden optischen Empfänger (200) zur Erzeugung eines den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentierenden elektrischen Datenimpulsstroms umfaßt,

daß der optische Empfänger eine Verstärkerstufe (203) zur Erzeugung einer variablen Verstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung aufweist sowie eine Avalanche-Photodiode (202), die eine variable Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweiten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung erzeugt, so daß die elektrischen Datenimpulse unabhängig von Schwankungen der Amplitude der Impulse im ankommenden optischen Datenimpulsstrom auf im wesentlichen derselben Amplitude gehalten werden.

2. Regenerator nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß der optische Empfänger (200) eine Quelle (215) zum Zuführen einer Vorspannung an die Avalanche-Photodiode aufweist, ferner eine Vorrichtung (210), die auf Änderungen der Differenz zwischen einer Bezugswertspannung

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und der Größe einer Gleichstromkomponente des elektrischen Datenimpulsstroms vom optischen Empfänger anspricht, zum Variieren des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung, und eine Vorrichtung (213» 246, 247)» welche das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung auf den variable Verstärkung aufweisenden Verstärker führt, um dessen Verstärkung zu ändern, und auf die Vorspannungsversorgungsquelle, um die Vorspannung einzustellen.

3· Regenerator nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die auf den elektrischen Datenimpulsstrom und den Taktimpulsstrom ansprechende Torrichtung umfaßt: eine auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangsvorrichtung (200) ansprechende phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung (303) zur Wiedergewinnung eines mit dem ankommenden optischen Datenimpulsstrom synchronisierten Taktimpuls-Stroms, und eine auf den Taktimpulsstrom und den elektrischen Datenimpulsstrom vom Empfänger ansprechende Entscheidungsschaltung (306) zur Regenerierung eines den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentierenden elektrischen Datenimpulsstroms.

4. Regenerator nach Anspruch 3t

dadurch gekennzeichnet, daß eine Baud-Extrahiervorrichtung (310), die ein Hochpaßfilter und eine nicht lineare Schaltung umfaßt, auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangsvorriohtung (200) anspricht, um ein Baud-Komponentensignal zu erzeugen, welches das Baud des ankommenden optischen Datenimpulsetroms repräsentiert, daB die phasen- und frequenzsynchronisierte

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Schaltung einen auf das Baud-Komponentensignal reagierenden Frequenzdifferenzdetektor umfaßt zur Erzeugung einer Serie von Impulsen mit einer solchen Polarität, daß die Differenz zwischen der Frequenz eines gesteuerten Taktimpulsoszillators und dem Baud des Baud-Komponentensignals reduziert wird_#und mit einer der Differenz proportionalen Folgefrequenz, ferner eine auf das Baud-Komponentensignal ansprechende phasensynchronisierte Schleife (340, 342, 336, 337, 316, 32O, 345), welche die Frequenz und die Phase des gesteuerten Taktimpulsoszillators in Synchronisation mit dem ankommenden optischen Datenimpulsstrom zwingt, und daß die Entscheidungsschaltung eine Zeitneusteuerungsvorrichtung (306) umfaßt, die auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangsvorrichtung und den wiedergewonnenen Taktimpulsstrom von der phasen- und frequenzsynchronisierten Schaltung anspricht, zum Abtasten und erneuten Abtasten des elektrischen Datenimpulsstroms Ton der Empfangsvorrichtung, um den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom zu erzeugen.

5· Regenerator nach Anspruch 3»

dadurch gekennzeichnet, daß der optische Empfänger (200) eine Quelle (215) zum Zuführen einer Vorspannung an die Avalanche-Photodiode umfaßt, ferner eine Vorrichtung (210), die auf die Änderungen der Differenz zwischen einer Bezugswertspannung und der Größe einer Gleichstromkomponente des elektrischen Datenimpulsstroms vom optischen Empfänger anspricht, zum Verändern des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung, und eine Vorrichtung (213, 246, 247) zum Anlegen des Signals zur

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automatischen Verstärkungssteuerung an den variable Verstärkung aufweisenden Verstärker, um dessen Verstärkung zu variieren, und an die Vorspannungsversorgungsquelle zum Einstellen der Vorspannung.

6. Regenerator nach Anspruch 5»

dadurch gekennzeichnet, daß eine Baud-Extrahiervorrichtung (310) mit einem Hochpaßfilter und einer nicht linearen Schaltung auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangsvorrichtung (200) anspricht, um ein Baud-Eomponentensignal zu erzeugen, welches das Baud des ankommenden optischen Datenimpuls Stroms repräsentiert, daß die phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung einen auf das Baud-Komponentensignal ansprechenden Prequenzdifferenzdetektor umfaßt zur Erzeugung einer Serie von Impulsen mit einer Polarität zum Reduzieren der Differenz zwischen der Frequenz eines gesteuerten Taktimpulsoszillators und dem Baud des Baud-Komponentensignals und mit einer der Differenz proportionalen FoIgefrequenz, ferner eine auf das Baud-Komponentensignal ansprechende phasensynchronisierte Schleife (340, 342, 336, 337, 316, 320, 345)» welche die Frequenz und die Phase des gesteuerten Taktimpulsoszillators in Synchronisation mit dem ankommenden optischen Datenimpulsstrom zwingt, und daß die Entscheidungsschaltung eine Zeitneusteuerungsvorrichtung (306) aufweist, die auf den elektrischen Datenimpulsstrom von der Empfangsvorrichtung und auf den wiedergewonnenen Taktimpulsstrom von der phasen- und frequenzsynchronisierten Schaltung anspricht, zum Abtasten und Heu-Abtasten des elektrischen Datenimpulsstroms von der Empfangs-

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vorrichtung, um den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom zu erzeugen.

7· Regenerator nach einen der Ansprüche 3 his 6, mit einem auf den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom ansprechenden optischen Sender zur Regenerierung eines den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentierenden optischen Ausgangsdatenimpulsstroms,

dadurch gekennzeichnet, daß der optische Sender einen Injektionslaser (410) aufweist, der auf den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom anspricht und auf ein Vorspannsignal, das erzeugt wird in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem das optische Ausgangssignal des Lasers repräsentierenden Signal und einem den regenerierten elektrischen Impulsstrom repräsentierenden Signal, zur Regenerierung des optischen Ausgangsiapulsstroms.

8. Regenerator nach Anspruch 7,

dadurch gekennzeichnet, daß der optische Sender eine Schaltung (411» 412) zum Umwandeln des regenerierten elektrischen Datenimpulsstroms in eine die Bits repräsentierende Folge

. von Stromimpulsen umfaßt, ferner eine Schaltung (4O6) zur Erzeugung eines Vorspannstroms, eine Vorrichtung (425) zum Zuführen des Vorspannstroms und der die Bits repräsentierenden Stromimpulse zum Laser, und eine Vorrichtung (413, 407, 430, 41Θ, 419, 414, 431) zum Steuern des Vorspannstroms in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Signal, das die mittlere optische Ausgangsenergie

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des Lasers repräsentiert, und einem Signal, das den Mittelwert des regenerierten elektrischen Datenimpulsetroms repräsentiert, zum Begenerieren des optischen Ausgangadatenimpulsstroms.

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