DE2712292C2

DE2712292C2 - Empfänger für in Form von elektrischen Impulsen vorliegende optische Signale

Info

Publication number: DE2712292C2
Application number: DE2712292A
Authority: DE
Inventors: Theodore Lincoln Little Silver N.J. Maione; Frederick Enyeart Lavallette N.J. Radcliffe; Darrell Dean Holmdel N.J. Sell; Dan Holden Edison N.J. Wolaver
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-03-22
Filing date: 1977-03-21
Publication date: 1984-10-25
Also published as: GB1570363A; FR2345866B1; JPS6111014B2; GB1570365A; CA1081801A; NL187948C; FR2345866A1; IT1073474B; DE2712292A1; GB1570364A; NL187948B; US4019048A; NL7703036A; JPS52129304A; SE7702856L; BE852696A; SE441326B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die in den letzten Jahren erzielten Fortschritte bei optischen digitalen Übertragungssystemen sind u. a. durch verbesserte Glasfaserkabel ermöglicht worden, deren Lichtverluste bei Wellenlängen zwischen 800 und 110 Nanometer kleiner als 5 dB/km sind. Einige mit einem einzigen Schwingungstyp arbeitende Borsilikat-Fasern besitzen sogar nur einen Lichtvcrlust von 2,2 dB/ km bei Wellenlängen zwischen 850 und 1020 Nanomc-

tern und eine Dispersion von etwa 0,4 ns/km.

Für die durch diese Dämpfungen bei längeren Nachrichtenübertragungsstrecken erforderliche Regenerierung der optischen Impulsfolge verwendet man bei bekannten Anlagen optische Regeneratoren, deren Aufbau den elektrischen Regenerierschaltungen bei herkömmlichen elektrischen PCM-Anlagen ähnlich ist Zur Umwandlung der optischen Energie in elektrische Signale und umgekehrt werden in den optischen Regeneratoren opto-elektrische Wandler benutzt

Die bekannten optischen Regeneratoren erfordern indessen eine sehr hohe Verstärkung in ihrem optischen Empfänger, was bei schnellen Änderungen des optischen Eingangssignalpegels zu Regelschwingungen des is optischen Empfängers führen kann.

In Bell Laboratories Record, September 1975 »Optical Transmission Research Moves Ahead«, T. Li, Seiten 333—339 ist ein Regenerator beschrieben, dessen Empfänger eine Photodiode und einen Verstärker variabler Verstärkung für die automatische Verstärkungsregelung aufweist Die Schaltung enthält weiterhin eine Entscheidungs- und Zeitsteuerschaltung sowie einen eine Leuchtdiode aufweisenden Senderabschnitt.

In IEEE International Conference on Communications, Juni 1974, »A 50 Mb/s Repeater for a Fiber Optic PCM Experiment«, P. K. Runge, Seiten 17B-1 bis 17B-3 ist ein Regenerator beschrieben, dessen Empfänger eine Avalanche-Photodiodenschaltung variabler Verstärkung und mit automatischer Verstärkungsregelung aufweist. Ferner ist eine Entscheidungs- und Zeitsteuerschaltung (mit einer PLL-Schaltung) sowie ein Sendeabschnitt mit einer Treiberschaltung und einer Leuchtdiode vorgesehen.

In IEEE/OSA Conference on Laser Engineering and Applications, Mai 1973, »A Repeater with High Input Impedance for Optical-Fiber Transmission Systems«, J. E. Goell. Seiten 23—24 ist ein Regenerator beschrieben, der aus einem eine Avalanche-Photodiode aufweisenden Empfänger, einer eine PLv.-Schaltung aufweisenden Entscheidungs- und Zeitsteyerschaltung und einem aus einer Leuchtdiode bestehenden Sendeabschnitt besteht.

In Optical Fiber Transmission Technical Digest, Januar 1975, »An Experimental 123 Mb/s Fiber-Optic Communication System«, T. Uchida et al, Seiten ThA4-l bis ThA4-4; und »Fibre Transmission System Research in the United Kingdom«. C. P. Sandbank, Seiten ThB-I bis ThBl-4 ist eine Übertragungsanordnung für optische Datenimpulse beschrieben. Die Übertragungsan-Ordnung enthält einen optischen Sender und einen optischen Empfänger, der mit einer Avalanche-Photodiode ausgestattet ist. Auf der Empfängerseite befindet sich ein Hauptverstärker mit automatischer Verstärkungsregelung. In Fig.2 dieser Druckschrift ist ein optischer Sender (Modulator) dargestellt, der einen Laser aufweist. Der optische Empfänger (Demodulator oder Regenerator) besitzt eine Avalanche-Photodiode und einen Verstärker variablen Verstärkungsgrades für automatische Verstärkungsregelung.

Diesen bekannten Regeneratoren haftet sämtlich der Nachteil an. daß bei schnellen Änderungen des Pegels des optischen Eingangssignals Regelschwingungen die Funktion des Regenerators abträglich beeinflussen.

Das deutsche Patent 25 29 479 betrifft eine Empfängerschaltung der eingangs genannten Art, die grundsätzlich als Rcgcncratorschaltung eingesetzt werden könnte. Das altert: Patent umfaßt mehrere Ausführungsformcn. Iki einer Ausführungsform wird von dem

Hegelsignal nur die Versorgungsspannung für die Avalinche-Diode geregelt Bei einer anderen Ausführungs^rorm ist ausschließlich der Verstärkungsgrad der Verstärkerstufe geregelt In einer dritten Ausführungsform schließlich regelt das Regelsignal gleichzeitig die Vorspannungsversorgung für die Avalanche-Diode und die Verstärkung der Verstärkerstufe. Kritisch bei derartigen Empfängern ist die Verstärkung bei sehr schwachen Eingangssignalen, iveil dann nämlich der Störabstand relativ klein ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Empfänger der eingangs genannten Art zu schaffen, der sowohl bei starken als auch bei schwachen Eingangssignalpegeln einen stabilen Betriebszustand gewährleistet, insbesondere bei schwachen Eingangssignalpegeln eine rauscharme Verstärkung liefert

Diese Aufgabe wird bei einem Empfänger der eingangs genannten Gattung durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Im Gegensatz zu dem oben erwähnten älteren Patent erfolgt die Regelung der Vorspannung für die A :-alanche-Diode und der Verstärkerstufe nicht gleichzeitig, sondern alternativ, und zwar abhängig von der Stärke des gewonnenen Regelsignals. Wenn zum Beispiel die Verstärkerstufe mit MOS-Bauelementen ausgebildet ist, so wird bei relativ schwachen Eingangssignalen eine rauscharme Feinregelung mit Hilfe dieser MOS-Bauelemente durchgeführt. Bei stärkeren Eingangssignalcn erfolgt eine mehr grobe Regelung in der Vorspannungsversorgung für die Avalanche-Fotodiodenschaltung.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Regenerators für eine optische Impulsfolge;

Fig.2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Empfängerabschnitts für den in F i g. 1 gezeigten optischen Regenerator;

Fig.3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschahcng für den in F i g. 1 gezeigten optischen Regenerator; und

Fig.4 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Senderabschnitts für den in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator.

Die Zeichnung zeigt einen optischen Regenerator, der einen optischen Empfänger, eine Entscheidungsund Zeitsteuerungsschaltung und einen optischen Sender umfaßt. In Abhängigkeit von einem ankommenden optischen Datenimpulsstrom erzeugt ein variable Verstärkung aufweisender Empfängerabschnitt einen konstante Amplitude aufweisenden elektrischen Datenimpulsstrom, der den artkommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Der Empfängerabschnitt ist stabilisiert, da ein Verstärker die Verstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung ändert und eine Avalanche-Photodiode die Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweiten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung variiert. In Abhängigkeit vom elektrischen Datenimpulsstrom des Empfängers gewinnt eine phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung in der Zeitsteuerungsschaltung eine Taktimpuisfolge wieder, und d'.e Entscheidungsschaltung regeneriert einen elektrischen. Datenimpulsstrom, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Im Senderabschnitt wird ein Injektionslaser vom regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom gesteuert und von einem Vorspannstrom, der in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem die optische Ausgangsenergie des Lasers darstellenden Signal und einem die regenerierte elektrische Datenimpulsfolge darstellenden Signal erzeugt wird. Ein resultierender regenerierter optischer Ausgangsdatenimpulsstrom repräsentiert den ankommenden optischen Datenimpulsstrom.
Ein optischer Empfängerabschnitt umfaßt einen Verstärken der die Verstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung verändert, und eine Avalanche-Photodiode, welche die Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweiten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung variiert.

Ein optischer Regenerator mit einer phasen- und frequenzsynchronisierten Schaltung vermag in Abhängigkeit vom elektrischen Datenimpulsstrom vom Empfängerabschnitt einen mit dem ankommenden optischen Datenimpulsstrom synchronisierten TV^impulsstrom wiederzugewinnen.

Eine Taktwiedergewinnungsschaltung mit einem Frequenzdifferenzdetektor spricht auf ein Baud-Komponentensignal vom Datenimpulsstrom an, das eine Reihe von Impulsen erzeugt, die eine Polarität aufweisen, welche die Difierenz zwischen der Frequenz eines gesteuerten Taktimpulsoszillators und dem Baud des Datenimpulsstromes reduziert, und das eine zur Frequenzdifferenz proportionale Folgefrequenz auiw°ist, um die Frequenz des gesteuerten Oszillators in den Einfapgbereich einer auf das Baud-Komponentensignal ansprechenden phasensynchronisierten Schaltung zu zwingen, um die Frequenz und die Phase des gesteuerten Taktimpulsgenerators in Synchronisation mit dem empfange-

J5 nen optischen Datenimpulsstrom zu zwingen.

Eine lnjektionslasersteuerschaltung liefert dem Laser ein Vorspannsignal, das in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem die optische Ausgangsenergie des Lasers darstellenden Signal und einem die regenerierte elektrische Datenimpulsfolge darstellenden Signal erzeugt v.ird.

In Fi g. 1 ist ein optischer Regenerator für eine optische Faser-Digitalübertragungsanlage gezeigt Optische Signale in der Anlage sind inhärent von unipolarer Art. Lichtquellen senden volle optische Energie für eine »!« und sind ausgeschaltet für eine »0«. Bei einer typischen Laserquelle werden für eine »0« 5 bis 10% der Energie einer »1« übertragen.

Der Regenerator umfaßt einen hochverstärkenden

so optischen Empfängerabschnitt 200 mit einem variable Verstärkung aufweisenden Avalanche-(Lawinen-)Photodiodendeiektor und einem Vorverstärker 202 für den Empfang djs unipolaren optischen Eingangsdatenimpulsstroms 201 und zum Umwandeln dieses optischen Datenimpulsstroms in einer Folge elektrischer Signale. Die elektrischen Signale werden über einen variable Verstärkung aufweisenden Verstärker 203, einen feste Verstärkung aufweisenden Verstärker 205 und einen Filter/Entzerrer 206 gegeben, um einen konstante Am-

bo plitude aufweisenden elektrischen Datenimpulsstrom zu erzeugen, der auf einer Leitung 2C7 erscheint.

Ein Impulsstrom, der dem elektrischen Datenimpulsstrom auf Leitung 207 ähnlich ist, ist über eine Leitung 208 und eine Gleichstrompegelwiedergewinnungs-,

b5 Spitzendetektor- und Steuerschaltung 210 rückgekoppelt. Signale von Schaltung 210 zur automatischen Verstärkungssteuerung werden auf einer Leitung 213 abgegeben.

Im Empfängerabschnitt 200 sprechen verschiedene variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen auf getrennte Bereiche des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung an. Sowohl der variable Verstärkung aufweisende Verstärker 203 als auch der Avalanche-Photodiodendetektor 202 sind variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen, die bei optischen Eingangsimpulsen mit hohem Wert für minimale Verstärkung vorgespannt werden.

Wenn die Größe der optischen Eingangsimpulse abnimmt, was dazu führt, daß das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung innerhalb eines ersten Bereichs erhöht wird, wird das Steuersignal über die Leitung 213 auf den variable Verstärkung aufweisenden Verstärker 203 und auf eine variable Spannungsversorgung 215 gegeben. In diesem ersten Bereich spricht lediglich der variable Verstärkung aufweisende Verstärker 203 äüi uäS Steuersignal 3Π, !HuCm? ZT SCiftC Vc"'är* kung erhöht, wenn die Größe der optischen Eingangsimpulse abnimmt

Nachdem die Verstärkung des variablen Verstärkers 203 auf ihren vollen Wert erhöht ist, steigt das Steuersignal weiter an und wird weiterhin dem Verstärker 203 und der Spannungsversorgung 215 zugeführt. In diesem Bereich spricht lediglich die variable Spannungsversorgung 215 auf das Steuersignal an, was zur Folge hat, daß die Verstärkung der Avalanche-Photodiode zunimmt, wenn die Amplitude der optischen Impulse weiterhin abnimmt.

Der elektrische Datenimpulsstrom auf Leitung 207 wird einer Entscheidungs- und Zcitsteuerungsschaltung 300 zugeführt, die auf einer Leitung 302 einen elektrischen Datenimpulsstrom regeneriert, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Eine phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung 303 erzeugt auf sinsr Lsitung 304 einen Taktimpulsstrorrij der aus der Information wiedergewonnen worden ist, die im elektrischen Datenimpulsstrom vom Empfänger auf der Leitung 207 enthalten ist. Eine Entscheidungsund Zeitneusteuerungsschaltung 306 erzeugt auf der Leitung 302 einen regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom in Abhängigkeit von dem Taktimpulsstrom auf der Leitung 304 und dem elektrischen Datenimpulsstrom auf der Leitung 207.

Ein optischer Senderabschnitt 40 regeneriert einen optischen Datenimpulsstrom 402 in Abhängigkeit vom regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf der Leitung 302. Der Senderabschnitt 400 umfaßt einen Injektionslaser 404, der gesteuert wird durch den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf Leitung 302 und durch ein Vorspannsignal, das von einer Vorspann-, Oberwachungs- und Steuerschaltung 406 auf einer Leitung 403 erzeugt wird. Das Vorspannsignal wird erzeugt in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Signal, das einen Momentwert 407 der optischen Ausgangsenergie des Lasers darstellt und einem Signal, das den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf Leitung 302 darstellt Der optische Ausgangsdatenimpulsstrom 402 repräsentiert den ankommenden optischen Datenimpulsstrom.

Fig. 2 zeigt ein ausführliches Schaltbild des hochverstärkenden optischen Empfängerabschnitts 200, der optische Eingangsimpulse eines über eine optische Faser 201 empfangenen Dstcniinpu!sstrorr.s feststellt, indem er diese Impulse in einen Strom elektrischer Datenimpulse auf Leitung 207 umwandelt

Der ankommende optische Datenimpulsstrom. der über die optische Faser 201 zugeführt wird, trifft auf eine variable Verstärkung aufweisende Avalanche-(Lawinendurchbruch-)Photodiode 220 auf. Eine Silizium-Avahnche-Photodiodc ist ein Halbleiterbauelement, das normalerweise mit einer Sperrspannung betrieben wird, die innerhalb des Bauelementes eine Zone hohen elektrischen Feldes erzeugt. Eine Veränderung der Stärke des auftreffenden Lichtes ändert den von der Avalanche-Photodiode geleiteten Strom und deshalb das einer nachfolgenden Vorverstärkerstufe zugeführte Signal.

to Als Folge des auftreffenden optischen Datenimpuls· Stroms werden innerhalb der Avalanche-Photodiode Löcher und Elektronen erzeugt. Diese Löcher und Elektronen driften in dem Bauelement unter dem Einfluß des elektrischen Feldes in entgegengesetzten Richtungen.

Wenn die Löcher und Elektronen in der Photodiode 220 in entgegengesetzten Richtungen fließen, bilden sie Stromimpulse, die von der Photodiode durch die mit ihr verbundene VorversiarkcrschsUup^ssncdnvmij abgenommen werden.

Bei der Avalanche-Photodiode handelt es sich um einen einer quadratischen Funktion unterliegenden Detektor, der einen Strom erzeugt, der linear in Abhängigkeit von Änderungen der ankommenden Lichtenergie variiert. Die Photodiode 220 erzeugt für die optischen Eingangssignale eine variable Verstärkung in Abhängigkeit von Änderungen der hohen Sperrvorspannung, die von iiv Spannungsversorgung 215 in Abhängigkeit vom Steuersignal auf Leitung 213 erzeugt werden, wie es beschrieben ist von P. K. Runge in IEEE 1974 Inter national Conference on Communications. Eingangs lichtimpulse niedrigerer Energie erzeugen eine größere Vorspannung und eine resultierende maximale Verstärkung von etwa 4OdB. Eingangslichtimpulse höherer Energie bewirken eine niedrigere Vorspannung und ei ne resultierende minimale Verstärkung von etwa 12 dB, was durch die Eigenschaften der Avalanche-Photodiode bestimmt ist. Die Anordnung zur Veränderung der Vorspannung durch das Steuersignal auf der Leitung 213 wird nachfolgend erläutert.

Die von der Photodiode kommenden impulse werden über einen Kondensator 221 auf den Basiseingang eines in Emitterschaltung befindlichen Transistors 222 im Vorverstärker 202 gekoppelt. Das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 222 wird über einen als Emit terfolger nachgeschalteten Transistor 223 geführt und auf den Eingang eines Ausgangstreibertransistors 224 des Vorverstärkers 202 gegeben. Eine über einen Widerstand 226 führende Rückkopplungsschleife koppelt das Ausgangssignal des Transistors 223 auf den Transi stör 22Z um die Arbeitsweise des Vorverstärkers iO2 zu stabilisieren. Am Kollektor des Transistors 224 erzeugte Vorverstärkerausgangssignale werden über einen Kondensator 227 auf den Eingang des variable Verstärkung aufweisenden Verstärkers 203 gegeben, und zwar auf eine erste Gate-Elektrode 230 einer Doppelgate-MOS-Vorrichtung231.

Bei der MOS-Vorrichtung 231 handelt es sich um eine n-Kanal-Anreicherungsvorrichtung, die eine hohe Eingangsimpedanz bildet und in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das über eine zweite Gate-Elektrode 232 zugeführt wird, eine variable Verstärkung erzeugt Die Source- und die Drainelektrode sind über Widerstände mit einer Quelle negativen bzw. positiven Potentials verbunden. Eine Diode 233 begrenzt den Steuersignal bereich, der die Verstärkung der MOS-Vorrichtung 231 beeinflußt Die Verstärkung kann sich über einen Bereich von minimal —14 dB bis maximal etwa 6 dB ändern. Dadurch, daß anstelle eines bipolaren Transistors

die IGFET-Vorrichtung verwendet wird, wird eine beträchtliche Reduzierung des thermischen Rauschens erreicht. Das Ausgangssignal an der Drainelektrode der MOS-Vorrichtung 231 wird über einen Kondensator 234 auf eine Kaskadenschaltung zweier variable Verstärkung aufweisender emittergekoppclter Paare gegeben, die an ihren Ausgängen Emitterfolger aufweisen.

Beim eri-.^n emittergekoppelten Paar werden Signale von der MOS-Vorrichtung 231 auf die Basiselektrode eines Transistors 235 gegeben. An einer Kollektorelektrode eines weiteren Transistors 236 erzeugte Ausgangssignale werden über einen als Emitterfolger angeschlossenen Transistor 237 und einen Kondensator 238 auf das zweite emittergekoppelte Paar geführt. Die Verstärkung des ersten emittergekoppelten Paares ist variabel und wird von einem Signal gesteuert, das der Basiselektrode eines Emitterstromquellentransistors 239 zugeführt wird. Eine maximale Verstärkung von etwa 13 dB tritt auf, wenn genügend Emitterstrom geieitei wird, um ein minimales r_t in den Transistoren 235 und 236 zu erreichen. Eine minimale Verstärkung von etwa 3 dB wird dadurch erreicht, daß der Emitterstrom reduziert und dadurch das r_t. der Transistoren 235 und 236 erhöht wird.

Beim zweiten emitlergekoppelten Paar werden die über den Kondensator 238 gekoppelten Signale auf die Basiseingangselektrode eines Transistors 240 gegeben. An der Kollektorelektrode eines Transistors 241 erzeugte Ausgangssignale werden über einen Emitterfolgertransistor 242 und einen Kondensator 243 auf den Eingang uer feste Verstärkung aufweisenden Stufe 205 gegeben. Die Verstärkung des zweiten emittergekoppelten Paares wird von einem Signal gesteuert, das der Basiselektrode des Transistors 244 zugeführt wird. Die Verstärkung des zweiten emittergekoppelten Paares variiert ebenfalls von einem Maximum von etwa 13 dB bis zu einem minimum von etwa 3 dB, und zwar in Abhängigkeit von Änderungen des Emitterstroms, der über einen Emitterstromquellentransistor 244 geliefert wird.

Ein Paar Dioden 246 und 247 verschiebt die Steuerspannung, um den Signalbereich zu begrenzen, der die Verstärkung des ersten und des zweiten emittergekoppelten Paares beeinflußt. Die Verstärkung ändert sich, wenn sich das Steuersignal von einem maximalen negativen Wert zu etwa Erdpotential ändert.

Die volle Verstärkung des variable Verstärkung aufweisenden Verstärkers 203 ist ein Konstruktionsparameter, der gewählt wird, um einen sekundären Bezug für die Bestimmung der Verstärkung der Avalanche-Photodiode 220 zu bilden. Die volle Verstärkung des Verstärkers 203 wird so gewählt, daß die Avalanche-Photodiode in der Nähe ihrer optimalen Verstärkung arbeitet, wenn die kleinsten brauchbaren optischen Signale empfangen werden. Die volle Verstärkung des Verstärkers 203 wird für den Betrieb dadurch eingestellt, daß anfangs ein Widerstand 249 in der Drainschaltung der MOS-Vorrichtung 231 eingestellt wird

Die feststehende Verstärkung aufweisende Stufe 205 umfaßt ein Paar direkt gekoppelter, in Emitterschaltung befindlicher Transistoren 230 und 251, die einen Signalrückkopplungsweg von der Kollektorelektrode des Transistors 251 über einen Kondensator 252 und einen Widerstand 253 zur Emitterelektrode des Transistors 250 aufweisen. Der Signalrückkoppiungsweg stabilisiert die Verstärkung der Stufe 205 über dem ausnutzbaren Band des Verstärkers und erzeugt eine niedrige Ausgangsimpedanz. Ein Gleichstromrückkopplungsweg von der Emitterelektrode des Transistors 251 über einen Widerstand 254 zur Basiselektrode des Transistors 250 stabilisiert die Vorspannung der feststehende Verstärkung aufweisenden Stufe 205. Die Verstärkung der Verstärkerstlife 205 beträgt etwa 26 dB. Ausgangssignale der feste Verstärkung aufweisenden Stufe 205 werden am Kollektor des Transistors 251 erzeugt und über einen Kondensator 256 und einen Widerstand 257 auf ein Tiefpaßfilter 206 gekoppelt. Der Widerstand 257

ίο und die niedrige Ausgangsimpedanz der Stufe 205 sind gewählt, um eine optimale Treibquellenimpedanz für das Tiefpaßfilter 206 zu erzeugen. Aufgrund des Widerstandes 257 entsteht ein Verlust von etwa 6 dB.

Der Vorverstärker 202, die variable Verstärkung auf-

is weisenden Stufen 203 und der feste Verstärkung aufweisende Verstärker 205 umfassen einige Kondensatoren, die zur Unterdrückung von Energieversorgungsrauschen eingefügt sind. Irgendeine ausgewählte Energieversorgung kann ausreichend räüschfrci scm, se daß diese Kondensatoren für die Arbeitsweise des Empfängerabschnitts 200 überflüssig werden.

Das Tiefpaßfilter 206 ist angeordnet, um ein Augenmuster für einen idealen Eingangsrechteckimpulsstrom zu optimieren. Das Filter 206 ist ausgelegt, um die Im pulse so zu formen, daß für jeglichen brauchbaren opti schen Eingangsimpulsstrom und die tatsächliche Frequenzkennlinie der Verstärker 202 und 203 die Impulse die Form eines angehobenen Cosinus oder irgendeine andere erwünschte Form für ein gutes Regeneratorver halten haben. Der gefilterte Impulsstrom wird über ei nen Kondensator 262, einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 263 und eine Leitung 208 auf die Gleichstrompegelwiedergewinnungs- und Spitzendetektorschaltung 210 gegeben. Ein weiteres Ausgangssignal des Filters 206 wird auf Leitung 207 erzeugt, um den Ausgangsimpulsstrom vom Empfänger auf die in F i g. 1 gezeigte Entscheidungs- und Zeitsteusruii^sschsluin¹* 300 zu koppeln. Das Leitungsende des Filters 206 befindet sich in der Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung 300.

In der Schaltung 210 wird eine Gleichstromkomponente für das Signal durch den einen Kondensator 270 und eine Diode 271 umfassenden Teil der Schaltung wiedergewonnen. Die Diode klemmt das Signal so, daß Impulse negativer Polarität weiterbefördert werden. Ein Paar Dioden 272 und 273 überlagert den geklemmten Signalen eine feste Vorspannung, um einen Spannungsabfall über der Diode 271 zu überwinden und das Gleichstrompotential auf einen Wert etwas unterhalb

so Erdpotential zu bringen.

Die Spitze der resultierenden Wellenform wird danach durch eine Spitzenwertdetektoranordnung bestimmt, die eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 276. ein Paar Widerstände 277 und 278 und einen Kondensator 279 umfaßt Durch die Diode 276 fließender Strom läßt auf dem Kondensator 279 eine Ladung zurück, die gegenüber Erde negativ ist Das Ausgangssignal der Spitzenwertdetektorschaltung wird mit einer Bezugsspannung verglichen, die durch die Quelle nega tiven Potentials 281 und eine Widerstände 282,283 und

284 umfassende Spannungsteilerschaltung bestimmt ist Der Vergleich wird von einem Operationsverstärker

285 mit einem Rückkopplungswiderstand 290 und einem Widerstand 284, welche die Verstärkung auf 40 dB einstellen, und einem Kondensator 281 zur Erzeugung von Stabilität durchgeführt. Der Operationsverstärker erzeugt auf seiner Ausgangsleitung 213 das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung, das als Funktion

ίο

der Differenz zwischen den festgestellten Signalspitzenwerten und der Bezugsspannung variiert. Das Signal automatischer Verstärkungssteuerung füllt auf ein negatives Potential von etwa 3 Volt ab, wenn die Intensität des einfallenden l.ichtes auf einem Maximum ist, und steigt auf ein positives Potential von etwa 4 Volt ar, wenn die Intensität des einfallenden Lichtes auf einem Minimum ist.

Ein Widerstand 294 und ein Kondensator 295 bestimmen die Grenzfrequenz der RQckkopplungsschleifc. Vorzugsweise wird diese Grenzfrequenz auf etwa 0,25 Hz eingestellt.

Rauschen stellt einen begrenzenden Faktor beim Betrieb des vorliegenden Regenerators dar. Es gibt drei bedeutsame Arten von Rauschen, die beim Betrieb des Regenerators beteiligt sind. Thermisches Rauschen entsteht in der MOS-Verstärkerstufe. Schrotrauschen stammt von der Poisson-Verteilung des Primärelektronenstroms in der Avalanche-Photodiode 220. In der

das Vcrstä'rktings '.euerungssignal auf Leitung 213 das Potential an den Basiselektroden der Transistoren 239 und 244 vom Minimum von —3 Volt anhebt. Auf diese Änderung des Signals zur automatischen Verstärkungs steuerung auf Leitung 213 hin liefern die Transistoren 239 und 244 mehr Strom an die emittergekoppelten Paare. Infolgedessen wird das r_e der Transistoren 235, 236,240 und 24t reduziert, und deren Verstärkung wird in einem ersten Bereich des Signals zur automatischen

ίο Verstärkungsstcuerung erhöht, bis ein minimaler r_c auftritt. Das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung hat keine Wirkung mehr auf die emittergekoppelten Paare, wenn das Steuersignal ausreichend ansteigt, um die Dioden 246 und 247 in Sperrichtung vorzuspan-

Ii nen.

Wenn das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung mehr und mehr in positive Richtung ausschlägt, erhöht es auch die Verstärkung der MOS-Vorrichtung 231. Der positive Ausschlag des der Vorrich-

Photodiode tritt auch ein Übermaßmultiplikations- oder 20 tung 231 zugefUhrtcn Verstärkungssteuerungssignals Übermaßverstärkungsrauschen als Folge des Verstär- wird durch die Begrenzungsdiode 233 auf einen Diodenkungsvorgangs auf. Der Betrag des Übcrmaßverstär- abfall oberhalb Erdpotential begrenzt. Aufgrund der kungsrauschens ist beträchtlich größer als das Schrot- Anordnung der zweiten Gate-Elektrode der MOS-Vorrauschen, ist eine zunehmende Funktion der Avalanche-- richtung 231 und der Begrenzungsdiode 233 erhöht sich (Lawinendurchbruch-)Verstärkung und hat keine 25 die Verstärkung der MOS-Vorrichtung, wenn das Signal Gausssche Amplitudenverteiiung. Da das Übermaßver- zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung Stärkungsrauschen verstärkungsabhängig ist, existiert ein optimaler Wert für die Avalanche-Verstärkung. Da das Rauschen keine Gausssche Verteilung aufweist, wird eine neue Lösung für den Aufbau des Verstärkerabschnitts verwendet. Das vom Operationsverstärker 285 auf Leitung 213

30

abgegebene Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung wird auf die variable Spannungsversorgung

2i3 beim Durchlaufen eines zweiten Bereichs erhöht wird.

Zusätzlich beeinflußt das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung die variable Spannungsversorgung 215. Wenn sich das Steuersignal auf einem niedrigen negativen Potential befindet, leitet ein pnp-Transistor 2%, der in Emitterschaltung angeordnet ist, einen stark überbrückenden Strom von einem Paar Zenerdio-215 gekoppelt, um die Größe der der Avalanche-Photo- 35 den 297 und 298 in der Spannungsversorgung 215 weg. diode 220 zugeführten Vorspannung zu steuern. Diese Zu einer solchen Zeit wird die Ausgangsspannung der sich ändernde Vorspannung steuert die Verstärkung der Versorgung 215 auf einer Minimalspannung von etwa Avalanche-Photodiode. Das Verstärkungssteuerungssi- 150 Volt gehalten, die durch eine weitere Zenerdiode gnal vom Operationsverstärker 285 wird auch der varia- 299 bestimmt ist. Nachdem das Verstärkungssteuersible Verstärkung aufweisenden Stufe 203 zur Steuerung 40 gnal auf etwa 1,5 Volt positiv gegenüber Erde angestiederen Verstärkung zugeführt. Dieses Verstärkungs- gen ist, leitet der Transistor 296 weniger und weniger. Steuerungssignal bewirkt Änderungen der Verstärkung, Wenn der Transistor ausgeschaltet wird, leiten die Zeum irgendwelche Schwankungen in der Amplitude der nerdioden 297 und 298 mehr und mehr Strom. Die Ausgangsimpulse zu kompensieren, die auf Verände- Hochspannung wird graduell vom Minimalwert von etrungen der optischen Eingangsimpulse, auf Altern der 45 wa 150VoIt bis zu einem Maximalwert von etwa Vorrichtungen oder einer Änderung der Umgebungsbe- 425 Volt erhöht, was bewirkt, daß die Verstärkung der dingungen beruhen. Avalanche-Photodiode 220 von 12 dB auf 4OdB an-

Wie zuvor erwähnt, kann die Größe des Signals zur steigt. Die Zenerdioden 297, 298 und 299 stellen sicher, automatischen Verstärkungssteuerung weitläufig vari- daß die Sperrvorspannung niemals die maximal zulässiieren. Verschiedene Bereiche des Verstärkungssteue- 50 ge Vorspannung der Photodiode 220 übersteigt Die rungssignals beeinflussen verschiedene der erwähnten dritte Zenerdiode 299 in der Hochspannungsversorgung

Stufen mit variabler Verstärkung.

Wenn sich die optischen Eingangsimpulse auf einem hohen Wert befinden, wird die von der variablen Spannungsversorgung 215 erfolgte Vorspannung auf einem Minimalwert von etwa 150VoIt gehalten, so daß die Avalanche-Photodiode 220 in der Nähe ihrer minimalen Verstärkung von etwa 12 dB arbeitet Gleichzeitig wird die Feldeffekttransistorstufe bei ihrer minimalen Verstärkung von etwa —14 dB betrieben. Die emittergekoppelten Stufen in der variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 werden je mit minimaler Verstärkung von etwa 3 dB betrieben.

In der variable Verstärkung aufweisenden Suif'e

ist vorgesehen, um sicherzustellen, daß die Ausgangshochspannung niemals unter das gewünschte Minimum von 150 Volt abfällt, die minimale Vorspannung, um die Photodiode 220 zu betreiben.

Es ist vorteilhaft, sowohl die Avalanche-Verstärkung als auch die elektrische Verstärkung in einer Mehrfachbereich-Steuerschleife zu steuern. Durch diese Mehrfachbereich-Verstärkungssteuerschleife wird die Avalanche-Verstärkung auf ihrer vergleichsweise rausch freien Niederverstärkung gehalten, wenn optische Eingangsimpulse mit mittlerer bis hoher Intensität empfangen werden. Die Verstärkung der MOS-Vorrichtung wird ebenfalls auf ihrer relativ rauschfreien Niederver-

sind die emittergekoppelten Paare die ersten Stufen, die 65 Stärkung gehalten, wenn optische Eingangsimpulse ho-

auf irgendeine Verringerung des Pegels der optischen her Intensität empfangen werden. Nur die emitterge-

Eingangsimpulse reagieren. Eine solche Verringerung koppelten Paare, die eine unzureichende Verstärkung

des Pegels der optischen Eingangsimpulse bewirkt, daß haben, um am Ausgang Rauschen zu erzeugen, werden

in ihrer Verstärkung eingestellt, um intensitätsänderungen Jer optischen Eingangssignale im hohen Bereich zu kompensieren. Durch Aufteilen der Verstärkungssteuerung auf verschiedene variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen, zu dem Zweck, Bereiche des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 zu unterteilen, wird die Schleifenstabilität aufrecht erhalten, während ein besseres Rauschverhalten erzielt wird.

In F i g. 3 ist die Entscheidungs- und Zeitstcuerungsschaltung 300 gezeigt, die eine phasen- und frequenzsynchronisierte Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 303 und eine Entscheidungs- und Zcitneusteuerungsschaltung 306 umfaßt. Die Zeitsteuerungswiedergewhinungsschaltung 303 empfängt den auf Leitung 207 auftretenden Datenimpulsstrom und erzeugt auf ihrer Ausgangsleitung 304 ein geringes Zittern aufweisendes periodisches Zeitsteuerungssignal. Dieses Zeitsteuerungssignai bildet eine Taktimpuisioige, die mit dem eintreffenden optischen Datenimpulsstrom synchronisiert ist. Die EiUscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 306 erzeugt auf Leitung 302 einen regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom, der mit dem eintreffenden optischen Impulsstrom synchronisiert ist. Die Impulse weisen gut definierte Hoch- und Niedrig-Zustände auf, niedriges Zeitsteuerungszittern und eine geringe Fehlerrate.

Die Basisbanddatensignale auf Leitung 207 enthalten Information, welche die Bitfolgefre^uenz und die Phase gen 314 werden auf den Leitungen 323 und 324 in den beiden Zweigen periodische Wellen erzeugt, die sowohl Frequenzsummen- als auch Frequenzdifferenzkomponcntcnsignale umfassen.

^r> Die Summenfrequenzkomponenten werder durch Tiefpaß-Serienfilter 327 und 328 ausgefiltert. Die Frequenzdifferenzkomponenten werden von den Filtern 327 und 328 zu Komparatoren 330, 331 durchgelassen, jeder der Komparatoren quantisiert die Frequenzdiffercnzsignale.

Ein nicht idealer Differentiator 332 erzeugt für jeden Übergang in der Wellenform vom Komparator 330 einen Ausgangsimpuls. Die Ausgangsimpulsfolgefrequeiz des Differentiators ist direkt proportional zur Frequenzdifferenz zwischen der Baud-Komponente des Signals auf den Leitungen 314 und der Frequenz des Signals des gesteuerten Oszillators auf Leitung 321, ausgenommen die Amplitude der Baud-Komponente fällt unier den Weri, der erforderlich im Zur Erzeugung eine» Schwebungssignals, das genügend groß ist, um den Ausgangswert des Comparators zu ändern.

Die Ausgangssignale von Differentiator 332 und Komparator 331 werden miteinander in einer Multipliziervorrichtung 333 mulitpliziert, die an einem Knoten F 25 eine Reihe impulse konstanter Polarität erzeugt. Diese Impulse treten mit einer Folgefrequenz auf, die direkt proportional zur Frequenzdifferenz zwischen der Baud-Komponente des Signals auf den Leitungen 314 und der Frequenz des Signals des gesteuerten Oszillators auf des optischen Impulsstroms kennzeichnet. Die Kenn- 30 Leitung 317 ist. Die Polarität der Ausgangssteuersignale Zeichnungsmerkmale der Bitfolgefrequenz und der Pha- hängt vom Vorzeichen dieser Frequenzdifferenz ab. se sind zusammen mit ihrer statistischen Änderung be- Die frequenzsynchronisierte Schleife umfaßt einen

schrieben von W. R. Bennett in Bell System Technical Journal, Vol. 37, No. 6, November 1958 (Seiten 1501 bis 1542). Eine Baud-Extrahiervorrichtung 310 umfaßt ein Hochpaßfilter mit nicht linearer Kennlinie, mit dem aus dem Datcnimpulsstrom auf Leitung 207 sowohl Frequenz- als auch Phaseninformation des Datenimpulsstroms extrahiert wird.

Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschallung 303 umfaßt in einer frequenzsynchronisierten Schleife eine Frequenzdifferenzdetektoranordnung 311 für die Erzeugung von Fehlersignalen, um jegliche Differenz zwischen dem Baud des Datenimpulsstroms auf Leitung

207 und der Frequenz eines gesteuerten Oszillators 316 45 zillator 316, den Phasenschieber 320 und eine Leitung zu reduzieren, ausgenommen, wenn die Amplitude des 345 mit einem zweiten Eingang der Multipliziervorrich-Baud-Komponentensignals auf Leitung 314 unter einen tung 340 verbunden. In der Summierschaltung 336 wird vorbestimmten Wert fällt. In der Frequenzdifferenzde- eine Steuerkomponente, welche die von der Mulitpiitektoranordnung 311 befindet sich ein erster und ein ziervorrichtung 340 und dem Filter 342 erzeugten Phazweiter Zweig, die je einen von einem Paar Multiplizier- 50 senfehlersignale umfaßt, mit der Impulsserie von der vorrichtungen 312 und 313 umfassen, die angeordnet Multipliziervorrichtung 333 kombiniert, sind, um das extrahierte Baud-Komponentensignal auf
den Leitungen 314 mit periodischen Signalen zu multiplizieren, die vom gesteuerten Oszillator 316 erzeugt
werden. 55

Beim gesteuerten Oszillator 316 handelt es sich um eine einstellbare Frequenzquelle, welche die Frequenz ihrer Ausgangssignale auf Leitung 317 in Abhängigkeit von Steuersignalen ändert, die über eine Leitung

zugeführt werden. Ein Phasenschieber 320 empfängt die ω langsam ändernden Phasenfehlerspannung am Knoten Ausgangssignale vom gesteuerten Oszillator 316 und C zu sein. Die Amplitude der Phasenfehlerspannung erzeugt auf Leitungen 321 und 322 Ausgangssignale mit
derselben Frequenz, wie sie der gesteuerte Oszillator
aufweist, jedoch mit Phasen, die sich voneinander unterscheiden. Durch multiplizieren der beiden unterschiedli· 65
ehe Phase aufweisenden Komponenten der periodischen Signale vom gesteuerten Oszillator 316 mit dem
extrahierten Baud-Komponentensignal auf den Leitun-

dritten Zweig, in welchem das Ausgangssignal der Multipliziervorrichtung 333 über eine Serienschaltung mit einem Filter 334, einer Summierschaltung 336, einem Schleifenfilter 337 und der Leitung 318 zum gesteuerten

g g

Oszillator 3i6 geführt ward. Die Polarität der Steuerimpulse am Knoten Fist dermaßen, daß sie eine Verringerung der Frequenzdifferenz bewirken. Die phasensynchronisierte Schleife ist eine Serienschaltung, die eine Multipliziervorrichtung 340 umfaßt, die über ein Tiefpaßfilter 342 mit einem zweiten Eingang der Summierschaltung 336 gekoppelt ist. S^ ist ferner über das Schleifenfilter 337. den gesteuerten Os-

Eine Phasensynchronisation wird durch die phasensynchronisierte Schleife erreicht, wenn die Frequenzdifferenz in den Mitziehbereich der phasensynchronisierten Schleife fällt. Wenn die Phase des Oszillators 316 mit der Phase des optischen Eingangsimpulsstroms ausgerichtet ist, erlauben die Impulse am Knoten Fdem Steuersignal auf der vom Tiefpaßfilter 337 kommenden Leitung 318 nicht mehr, eine Funktion lediglich der sich

nimmt ab, bis sie ein kleines Rauschsignal in der Nähe von null erreicht, wenn die Phasen vollständig zueinander ausgerichtet sind.

Die frequenzsynchronisierte Schleife stellt ohne Rücksicht auf die Bandbreite der phasensynchronisierten Schleife (PLL-Schaltung) einen weiten Mitziehbereich sicher, da die frequenzsynchronisierte Schleife den

Steuerimpulsstrom am Knoten F in Abhängigkeit von der Frequenzdifferenz erzeugt wenn immer die Phasen nicht synchron sind. In Abhängigkeit von dem vom Steuerimpulsstrcni abgeleiteten Signal wird die Frequenz des Oszillators 316 in Richtung zum Baud des optischen Eingangsimpulsstroms gezogen.

Der Taktimpulsstrom auf der vom Oszillator 316 kommenden Leitung 304 und der Datenimpulsstrom auf Leitung 207 werden gleichlaufend auf die Entscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 3G6 gegeben. In der Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung tastet ein Komparator 350 die Datenimpulse dadurch ab. daß d>ese mit einer Bezugswertspannung V_R verglichen werden, um für jeden Eingangsdatenimpuls zu entscheiden, ob es sich bei ihm um eine »1« oder eine »0« handelt Da die Obergänge der Datenimpulse auf Leitung 207 in ihrem zeitlichen Auftreten etwas unregelmäßig sind, handelt es sich bei dem Ausgangssignal des !Comparators 350 um ein Signal, das bezüglich seines Pegels ge-Schwellenwertstroms ist Jeder Impuls negativer Polarität vom Inverter 401 bewirkt, daß der durch den Transistor 411 und die Leitung 403 geleitete Gesamtstrom den Schwellenwert des Lasers übersteigt, was bewirkt, daß der Laser einen wesentlichen optischen impuls aussendet Jedes Signa! niedrigen Pegels vom Inverter 401 bewirkt daß der Transistor 411 sperrt und der Laser mit dem Vorspannstrom auf der Leitung 403 betrieben wird. Dieser Strom liegt unterhalb des Schwellenwertes, was ein sehr niedriges optisches Ausgangssignal vom Laser 410 bewirkt

Das optische Ausgangssignal auf der Glasfaser 402 wird von einer Stirnfläche der Laserdiode 410 erzeugt Das Muster der optischen Impulse vom Laser kann gegen Temperaturschwankungen und Altern dadurch stabilisiert werden, daß der Vorspannstrom automatisch eingestellt wird, um eine konstante Lichtimpulsenergie aufrecht zu erhalten.
Solche Einstellungen werden mit einer Rückkopp-

nau definiert ist jedoch nicht bezüglich seiner Zeitsieue- 20 !urigsscha'tungsancrunung durchgeführt, die ein Sicucrrung. Dieses Ausgangssigna! wird erneut abgetastet in- signal von der optischen Impulsenergie ableitet, die vom dem es einem Eingang D eines Master-Slave-Fiipflops
352 zur Zeitneusteuerung und Neuformung zugeführt

rückwärtigen Spiegel der Laserdiode 410 emittiert und von einer langsamen Photodiode 413 festgestellt wird, wird. welche die Ausgangsimpulse nicht auflösen können soll.

Die Taktimpulsfolge auf der von der Zeitsteuerungs- 2s Das Ausgangssignal der Photodiode 413 ist proportioschaltung 303 kommenden Leitung 304 treibt das Ma- nal zum Laserspitzenwertausgangssignal, gemittelt über f ter-Slave-Flipflop 352, um auf Leitung 302 den Datenimpulsstrom als einen Strom gut geformter elektrischer

die Zeitkonstantfi der Photodiode. In der Photodiode 413 erzeugter Strom wird auf einen Eingang eines hochverstärkenden Differenzverstärkers 414 gegeben. Ein

feststehender Zeitsteuerung der Obergänge zu regene- 3c zweites Eingangssignal für den Differenzverstärker 414 rieren. Dieser elektrische Ausgangsimpulsstrom ist mit wird vom regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom

Datenimpulse mit nahezu konstanter Amplitude und

dem eintreffenden optischen Datenimpulsstrom synchronisiert und er repräsentiert diesen.

In F i g. 4 ist eine schematische Darstellung des optischen Senderabschnitts 400 gezeigt, der den regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf Leitung 302 empfängt und auf einer Glasfaser 402 einen regenerierten optischen Impulsstrom erzeugt, der den optischen Eingangsimpulsstrom repräsentiert. Der regenerierte elektrische Datenimpulsstrom auf Leitung 302 wird zunächst auf einen Inverter 401 gegeben, um für jeden elektrischen Eingangsimpuls einen Impuls negativer Polarität zu erzeugen. Der regenerierte optische Datenimpulsstrom wird von einer AlGaAs-Doppelheterostruktur-Injektionslaserdiode 410 mit Streifengeometrie erzeugt, die an den Kollektorausgang eines Treibtransistors 411 eines Transistoren 41* und 412 umfassenden emittergekoppelten Paares angeschlossen ist. Die Kennlinie der Laserdiode 410, welche die Ausgangsenergie als Funktion des Treibstroms darstellt, umfaßt ein Knie, das einen Schwellenwert in der Kennlinie bewirkt Dieser Schwellenwert ändert sich bei Änderungen der Temperatur des Lasers und als Folge von Alterung.

Der regenerierte elektrische Impulsstrom auf Leitung 302 wird auf den Basiseingang des Transistors 412 gegeben, während am Basiseingang des Transistors 411 eine Bezugsspannung V_x liegt. Die Laserdiode 410 wird in Abhängigkeit vom Wert der Impulse, die dem Transi· auf der Leitung 302 abgeleitet.

Der Eingangsriatenimpulsstrom vom Inverter 401 wird auf einen Basiseingang eines Transistors 416 in einem emittergekoppelten Komparator mit den Transistoren 416 und 417 gegeben. Ein Bezugsspannungswert Vy wird auf einen Basiseingang des Transistors 417 gegeben, und die vom Kollektor des Transistors 417 abgenommenen Ausgangssignale werden auf den zweiten Eingang des Differenzverstärkers 414 als Bezugsspannung gekoppelt.

Die Eingänge des Differenzverstärkers 414 sind über identische Tiefpaßfilter 418 und 419 gekoppelt, um die Signalspitzenwerte über mehrere Impulse zu mitteln.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 414 ist ein Steuersignal, das sich als Funktion der Differenz zwischen dem vom optischen Ausgangssignal abgeleiteten Rückkopplungssignal und dem vom regenerierten elektrischen Impuissirom auf Leitung 302 abgeleiteten Signul ändert

Ausgungssignale vom Differenzverstärker 414 werden auf die Lascrtreibleitung 425 gekoppelt. Das Rück kopplungsstcuersegnal bewirkt, daß der Differenzverstärker 414 und der Verstärker 422 auf der Leitung 402 einen Vorspannstrom erzeugen, der durch die Laserdio de 410 geleitet wird. Die Größe des Vorspannstrom) wird mit Hilfe eines Potentiometers 430 und eines Wi derstandes 431 so eingestellt, daß die Laserdiode 41( etwas unterhalb ihres Schwellenwertes betrieben wird

stör 412 über die Leitung 302 zugeführt werden, »EIN« w wenn über die Leitung 302 keine Impulse zugeführ

und »AUS« geschaltet und erzeugt den optischen Ausgangsimpulsstrom 402, der den optischen Eingangsimpulsstrom repräsentiert.

Da die Laserdiode 410 eine eine Sehwcllcnwcrispannung umfassende Charakteristik aufweist, ist es erwünscht, den Laser mit einem Vorspannsirorn zu betreiben, der über eine Leitung 403 zugeführt wird und einen Wert aufweist, der etwas kleiner als der Wert des werden. Jegliche Schwankung des optischen Laseraus gangssignals aufgrund einer Temperaturänderung ode aufgrund Altcrns des Bauelementes bewirkt eine ent sprechende Änderung des durch die Photodiode 41 geleiteten Stroms. Infolge dieser Siromiindcrung cr/.eu gen der hochverstärkende Differenzverstärker 414 uni der Verstärker 422 eine kompensierende Änderung de Vorspannstroms. Der Vorspannstrom v'ird folglic

15

kompensiert, um einen konstanten optischen Ausgangsimpulswert von der Laserdiode 410 aufrecht zu halten.

Der Eingangsimpulsstrom, welcher der Vorspannsteuerschaltung mit Hilfe der Transistoren 416 und 417 zugeführt wird, erzeugt einen variablen Bezugswen. welcher dem Differenzverstärker 414 zum Einstellen des Vorspannstroms entsprechend den Änderungen des Eingangsimpulsstroms zugeführt wird. Dieser variable Bezugswert erhält den konstanten optischen Ausgangsimpulspegel ebenfalls aufrecht Indem der Vorspanndif- ferenzverstärker 414 auf das vom Eingangsimpulsstrom abgeleitete Signal Bezug nimmt, wird die Betriebslebensdauer der Laserdiode verlängert über diejenige einer Anordnung, bei der dem Differenzverstärker 414 ein konstanter Bezugswert zugeführt wird. Ein solcher konstanter Bezugswert hat zur Folge, daß der Vorspannstrom ansteigt wenn eine lange Serie von Nullen im Eingangsimpulsstrom auftritt. Eine nachfolgende »1« oder eine nachfolgende Reihe von »len« kann an der Laserdiode eine irreparable Beschädigung verursachen, τη

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

25

30

40

45

55

60

Claims

Patentansprüche:

1. Empfänger für in Form von elektrischen Impulszügen vorliegende optische Signale, mit einer Avalanche-Fotodiodenschaltung zum Umwandeln eines empfangenen optischen Datenimpulszugs in einen elektrischen Datenimpulszug, einer Verstärkerstufe variabler Verstärkung, die den elektrischen Datenimpulszug nach Maßgabe eines Regelsignals für automatische Verstärkungsregelung regell, und einer variablen Vorspannungsversorgung, die einen variablen Umwandlungs-Verstärkungsgrad für eine Avalanche-Fotodiode nach Maßgabe des Regelsignals liefert, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerstufe variabler Verstärkung ansprechend auf einen ersten Bereich des Regelsignals arbeitet,

daß die Vs spannungsversorgung ansprechend auf einen zweR$<i Bereich des Regelsignals arbeitet und daß der erste Bereich des Regelsignals komplementär zu und verschieden von dem zweiten Bereich des Regelsignals ist

2. Empfänger nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß das Regelsignal von einer Vorrichtung erzeugt wird, die auf Änderungen der Differenz zwischen einer Referenzspannung und dem Betrag des Gleichstromanteils des elektrischen Datenimpulszugs anspricht, und daß eine weitere Vorrichtung (213, 246, 2*7) vorgesehen ist, die das Regelsignal der Verstärkerstufe (203) sowie der Vorspannungsversorgung (215) zufüiirt.

3. Empfänger nach Anspruch !, dadurch gekennzeichnet, daß eine phasenstarr ^/id frequenzstarr gekoppelte Schaltung (303) vorgesehen ist. die in Abhängigkeit von dem von dem Empfänger kommenden elektrischen Datenimpulszug einen mit dem optischen Datenimpulszug synchronen Taktimpulszug erzeugt, und daß eine Entscheidungsschaltung (306) vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von dem Taktimpulszug und dem vom Empfänger gelieferten elektrischen Datenimpulszug den regenerierten Datenimpulszug erzeugt.

4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Sendeabschnitt (400) einen Injektionslaser (410) aufweist, der in Abhängigkeit von dem regenerierten elektrischen Datenimpulszug und einem Vorspannungssignal den optischen Ausgangs-Datenimpulszug erzeugt, wobei das Vorspannungssignal abhängig von der Differenz zwischen einem dem optischen Ausgangs-Datenimpulszug des Lasers entsprechenden Signal und einem dem regenerierten elektrischen Datenimpulszug entsprechenden Signal erzeugt wird.