DE2231410A1

DE2231410A1 - Transversales entzerrungsfilter fuer kanaele mit begrenzter durchlassbreite

Info

Publication number: DE2231410A1
Application number: DE2231410A
Authority: DE
Inventors: Gerald Kevin Mcauliffe
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1971-06-30
Filing date: 1972-06-27
Publication date: 1973-01-18
Also published as: US3736414A; FR2143637A1; JPS55924B1; GB1375664A; FR2143637B1

Description

Aktenzeichen der Anmelderin: YO 970 112

Transversales Entzerrungsfilter

für Kanäle mit begrenzter Durchlaßbreite

Die Erfindung betrifft ein transversales Entzerrungsfilter für Kanäle mit begrenzter Durchlaßbreite unter Verwendung einer Verzögerungskette mit einer Vielzahl von Abgriffen und einstellbaren Dämpfungsgliedern,an den einzelnen Abgriffen.

Bei Modem-Datenübertragungen mit begrenzter Frequenzbandbreite werden binäre Datenimpulse üblicherweise innerhalb der bekannten Nyquist-Grenzen übertragen. Brauchbare Filter für diese Technik sind in der Arbeit "Principles of Data Transmission" von Lucky, Salz und Vieldon, 1968, McGraw-Hill, Seiten 83 bis 9 2, beschrieben worden. Anstelle von nur zwei Übertragungspegeln können z. B. auch deren drei verwendet werden, wie es in "Binary Data Communication by Partial Response Transmission" von Kretzmer, IEEE ICC 19 65 auf den Seiten 451 bis 455 beschrieben wurde. Theoretisch ist die Notwendigkeit der Einfügung zusätzlicher Pegel nicht so erheblich, wie vermutet werden- kann. Dies läßt sich daran erkennen, daß höhere Pegel weniger häufig durch die

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OPKSW.AL LNSPECTED

- 2 übertragenen Signale belegt werden als niedrigere Pegel. Bei der

Verwendung ternärer Pegel gegenüber binären Pegeln ist der er- '^Ki: zielbare Gewinn nur 2,1 db.

Die Entzerrung störender Kanaleinflüsse, so z. B. der Laufzeitverzögerungen, ist häufig unerläßlich zur Erzielung annehmbarer Fehlerhäufigkeiten. Der bekannte Algorithmus von Lucky ist bei begrenzter Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Bandbreite nicht anwendbar. (Siehe dazu "Automatic Equalization for Digital Communication" von Lucky in Bell Systems Technical Journal, Band 44, Seiten 547 bis 5 88, April 1965.) Andere Fachleute haben anpassungsfähige Entzerrer veröffentlicht und gebaut, in denen feste Einstellschritte an den Abgriffen von Laufzeitfiltern unter Beachtung der Fehlervorzeichen vorgesehen sind. Diese Ausführungen vernachlässigen die Einstellgeschwindigkeit zugunsten möglichst großer Einfachheit des Aufbaues.

Diesem Stande der Technik gegenüber erlaubt die Entzerrung entsprechend der vorliegenden Erfindung schnellere Abgriffanpassungen bei einer geringstmöglichen Vergrößerung der erforderlichen Komplexität. Ein entsprechendes Filter erfährt seine Anpassungseinstellwerte fortlaufend während der eigentlichen Datenübertragung. Bei den beschriebenen Ausführungen werden Verzerrungskompensationen in verschieden großen Schritten abhängig von der Größe der auftretenden Fehler durchgeführt. Der Einstellbetrieb unter der Verwendung von Rechnern ermöglicht Einstellgeschwindigkeitserhöhungen um einen Faktor 10 bei der Übertragung über Wählleitungen.

Es hat sich erwiesen, daß bei der Verwendung von begrenzten Bandbreiten Entzerrer auf der Grundlage von Fehlermessungen realisiert werden können; dabei werden die Fehler von Filter plus Kanal gemessen, aber nur die Einflüsse des Kanals selbst ausgeglichen. Ein Fehlersignal wird dabei durch Korrelation eines demodulierten über den Kanal übertragenen Signals mit einem vorher oder später empfangenen Signal abgeleitet. Dieses Fehler-

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signal wird dann zur Einstelllang der Entzerrereinstellmittel verwendet und steuert somit die Größe der an den Entzerrerabgriffen gewonnenen Signale vor der Zusammenführung zum Entzerrerausgang. Die Entzerrereinstellungen enthalten eine Reihe von Korrelatoren, deren jeder einen Signalmultiplizierer enthält. Die als Beispiele beschriebenen Schaltungsanordnungen verwenden dabei Entzerrereinstellungen auf der Grundlage von Annäherungen an die Kehrwerte des wesentlichen Bereiches des Begrenzungsoperators 1-D².

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines transversalen Entzerrungsfilters für Kanäle mit begrenzter Bandbreite unter Vorkehrung sehr schneller Einstellungen; dabei soll ein möglichst geringer Aufwand erforderlich sein. Ein einziges abgeleitetes Fehlersignal soll die Einstellung sämtlicher Abgriffe des Entzerrers ermöglichen, wobei dieses Fehlersignal durch Korrelation mit einem empfangsseitig abgeleiteten teildecodierten Signal gewonnen werden kann und je ein Korrelationsausgang die einzelnen AbgriffSeinstellungen durqhführt. Das gewonnene Fehlersignal wird gleichzeitig der Gesamtheit der Entzerrerabgriffe zugeführt. Des weiteren soll eine spezielle Decodierungsschaltung angegeben werden, die Fehler aufgrund von Anlauferscheinungen vermeidet.

Die Lösung dieser Aufgabe ist durch den Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen erläutert.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden anschließend näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Übersichtsblockschaltbild eines vollständi

gen Datenübertragungssystems mit einem Kanal begrenzter Durchlaßbreite,

Fig. 2 das detaillierte Blockschaltbild eines Ausfüh-

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-A-

rungsbeispiels eines Entzerrers,

Fig. 3 das detaillierte Blockschaltbild eines anderen

Ausführungsbeispiels und

Fig. 4 eine Reihe von Impulsfolgen, die die Arbeitsweise

der beschriebenen Entzerrer und den entsprechenden Datenübertragungsbetrieb erläutern.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Eine Entzerrung, wie sie der Aufgabe der vorliegenden Erfindung entspricht, wird durch ein Transversalentzerrungsfilter erreicht, welches ein Filternetzwerk mit mehreren Anzapfungen umfaßt. Ein Detektor ist vorgesehen, um die in begrenzter Durchlaßbreite übertragenen Daten in ein konventionelles binäres Datenformat rückzuwandeln. Daran schließt sich eine Schaltung zur Bereinigung der demodulierten Signale an. Das wiedergewonnene abgegebene Datensignal wird mit dem jeweils empfangenen Datensignal verglichen und liefert das Eingangssignal zu einer Auswerteinrichtung, deren Ausgang ein Fehlersignal abgibt. Das Fehlersignal wird zu einer Korrelationseinrichtung geleitet, deren Ausgänge eine Vielzahl'von einstellbaren Dämpfungsgliedern steuern, die ihrerseits an die Anzapfungen des Filters angeschlossen sind. Das erzielte Fehlersignal ist eine Annäherung an die Umkehrung

2
des Begrenzungsoperators 1-D des Kanals.

Die Gesamtanordnung umfaßt einen Filterteil mit einer Verzögerungskette, welche an Verzögerungspunkten in Abständen von 1 Bit angezapft ist. Die Anzapfungssignale werden jeweils über ein separates einstellbares Dämpfungsglied geleitet, die in ihrer Gesamtheit von Ausgängen der vorgesehenen Korrelationseinrichtung gesteuert werden. Das Ausgangssignal der einstellbaren Dämpfungsglieder wird über einen Sammelkanal zu einem herkömmlichen Operationsverstärker geführt. Der Ausgang dieses Operationsverstär-

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kers bildet im wesentlichen das Ausgangssignal des betrachteten Entzerrers.

Der andere Hauptteil der betrachteten Schaltungsanordmmg umfaßt den Eirpfangssignal-Detektor und die Einrichtung zur Erzeugung des Fehlersignals. Außerdem sind Vorkehrungen getroffen zur Vermeidung von Fehlarn aufgrund einer zeitlich falschen Signalauswertung.

Entsprechend dem einen Ausführungsbeispiel wird das abgeleitete Fehlersignal multipliziert mit dem teildecodierten Signal der Signalwiedergewinnungseinrichtung. Die Ausgangssignale der entsprechenden Multiplizierer v/erden einer Reihe von Integratoren zugeführt, deren Ausgangssignale wiederum die bereits genannten einstellbaren Däirpfungsglieder an den Anzapfungen der Verzögerungskette steuern. Ein auffälliges Merkmal der vorliegenden Schaltungsanordnung besteht darin, daß die Ausgänge der einzelnen Multiplizierer nicht nur jeweils' einen Integrator speisen, zu dem sie unmittelbar gehören, sondern auch Nebeneingänge v/eiterer nachgeorcineter Integratoren; einige Integratoren¹ v/eisen dazu jeweils mehrere Eingänge auf.

liach dent zweiten betrachteten, gegenüber dem ersten leicht abgeänderten Äusführungsbeispiel wird das erzeugte Fehlersignal jeweils mit den Signalen von den Anzapfungen der Verzögerungskette multipliziert und nicht mit dem gewonnenen teildecodierten Signal. VJiederum speisen die Ausgänge der Multiplizierer eine Reihe von Integratoren, deren Ausgänge korrelierte Korrektursignale bilden und'die bereits bekannten einstellbaren Dämpfungsglieder steuern. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel bildet der Ausgang des i-ten Multiplizierers ein Eingangssignal für alle nachgeordnet folgenden Integratoren mit den 5j'tellenkennungen i + 2, i +4, i + 6 usw. Somit speist der Ausgang des ersten Multiplizierers den Eingang des ersten, dritten und fünften Integrators und in ähnlicher Weise der Ausgang des zweiten Multiplizierers den Eingang des zweiten, vierten usw. Integrators.

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BADORiGfNAt

Fig. 1 zeigt wie bereits genannt das Übersichtsblockschaltbild, eines vollständigen Datenübertragungssystems mit einem Kanal begrenzter Durchlaßbreite. Die Blöcke 10, 12 und 14 befinden sich im Sonderteil, der die originären binären Eingangsdaten an A codiert unter Umsetzung in eine erste vorcodierte Form bei B und schließlich in die endgültige codierte Form bei C, welche für die Übertragung über den Kanal mit begrenzter Bandbreite geeignet ist. Die Unterschiede zwischen diesen drei Signalformen gehen aus den Impulskurven in Fig. 4a bis 4c hervor. Ein Tiefpaß bereinigt den erzeugten Impuls zug zu- der in Fig. 4d gezeigten Form. So v/erden die Signale einem Modulator zugeführt, der sie einem Trägergencratorausgangssignal aufmoduliert. Einseitenbandmodulation soll dabei beispielsweise durchgeführt werden. Vom Modulator läuft dessen Ausgangssignal über den Übcrtragungskanal und wird schließlich im Demodulator des Empfängers aufgenommen, der die Trägerfrequenz wieder subtrahiert und am Punkt C die demodulierten, im Sender für die übertragung mit begrenzter Durchlaßbreite codierten Daten eibgibt. Dieses Demodulatorausgangssignal wird dann über den Entzerrer entsprechend der vorliegenden Erfindung geführt und nach einer geeigneten VJeiterverarbeitung die endgültigen binären decodierlen Ausgang.sdaten abgegeben. Im Entzerrerteil werden die im Übertragungskanal hinzugefügten unerwünschten Verzerrungen gemäß Fig. 4e in. wesentlichen entfernt.

Die beiden in den Fign. 2 und 3 gezeigten Ausführungsbeispiele sind untereinander sehr ähnlich. Im in Fig. 2 gezeigten Beispiel wird das gebildete Fehlersignal jedoch mit dem gewonnenen teil--

codierten Signal vom Punkt B¹ verknüpft, wohingegen im Beispiel gemäß Fig. 3 das Fehlers! gnu.l verknüpft wird mit den Signalen von den An:;apfungeii der Verzögerungskette. Zur Berücksichtigung der ot'./cu; veriiahioo.unen mathematischen Prinzipien der beiden Ausführuuyori wird die nachfolgende Beschreibung der beiden Fign. 2 und 3 der Klarheit wegen einzoln fortgesetzt.

Aus den in Fig. 4 dargestellten Impuls zügen gehen bestimmte Crund-

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Charakteristiken des Systems hervor. In Fig. 4a ist ein herkömmliches binäres Datenfornat gezeigt. Eine binäre 1 ist beispielsweise gegeben durch einen positiven Pegel und eine binäre 0 durch einen Pegel von 0 Volt. Sin solcher Impulszug läuft beim Punkt A gemäß Fig. 1 in den Eingang eines Senders ein/ über den binäre Daten übertragen werden sollen. Praktisch soll die Wellenform bei A' im Empfänger im wesentlichen dieselbe sein wie am Punkt A im Sender, Der Punkt A¹ ist in den Fign. 2 und 3 hinter dem Detektor 50 dargestellt.

Der Impulszug gemäß Fig. 4b bezieht sich auf den Punkt B in Fig. 1 und stellt den originären binären Impulszug nach einer Vorcodierung dar. Die Funktion B = (A. Θ B._₂), eine Modulo-Zwei-Funktion, ist das logische Ergebnis dieser Vorcodierung. Dabei ändert sich das Erscheinungsbild der eingegebenen Daten wesentlich.

Der Impulszug gemäß Fig. 4c ist das Endergebnis der gesamten Codierung zur Anpassung der originären Datensignale an den gegebenen Übertragungskanal mit begrenzter Durchlaßbreite. Das gebildete Signal am Punkt C ist ein dreistufiges Signal mit positiven Pegeln, negativen Pegeln und einem Nullpegel in der Mitte. In der Codiererendstufe 14 wird zusätzlich nach der vorangehenden Modulo-Zwei-Operation jetzt noch die folgende Operation ausgeführt: C= (B. - B. _).

Aus dem so gebildeten Impulszug gemäß Fig. 4c wird beim Durch-

T ρ

laufen des vorgesehenen Tiefpasses ein Impulszug C gemäß Fig. 4d erzeugt. Dieser Impulszug hat einen sinusartigen Verlauf, ist jedoch keine echte Sinuskurve. Am Punkt C im Empfänger liegt der in Fig. 4e dargestellte Impulszug vor, nachdem der Inpulszug C über den Übertragungskanal übermittelt und durch •den empfangsseitigen Demodulator verarbeitet ist. Die-empfangsseitige Wellenform ist gegenüber der im Sender ausgegebenen Wellenform stark verzerrt; die Verzerrungen sollen durch das transversale Entzerrungsfilter wieder beseitigt werden.

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— R —

Eine Wellenform am Punkt C , die mit der Wellenform am Punkt C^Pv . in der vorliegenden Fehlersignalerzeugungsschaltung kombiniert wird, ist angenähert die Wellenform am Punkt A. Aus einer Sub-

p ^:

traktion der Wellenformen von C ^v - C¹ ergibt sich das in Fig. 4f dargestellte Fehlersignal e. Dieses Fehlersignal wird der Korrelationsschaltung zugeführt, die nachfolgend im Zusammenhang mit den Fign, 2 und 3 genauer erläutert wird.

Es folgt eine allgemeine Beschreibung der beiden gewählten Ausführungsbeispielen zugrundeliegenden Technik. Jedem einzelnen Datenimpuls hat ein etwa zwei Zeiteinheiten verzögertes Echo mit umgekehrtem Vorzeichen zu folgen. Dies läßt sich erreichen durch die einfache Anordnung der Blöcke 10, 12 und 14 gemäß Fig. 1 oder durch ein speziell ausgelegtes Filter. Da ein solches Filter ebenfalls nichts anderes ergeben soll, wird nur das einfache Beispiel gemäß Fig. 1 beschrieben. In z-Transformationsdarstellung mit D = ζ gilt:

C(D) = B(D) (1-D²) (1)

Der Absolutwert .der übertragungsfunktion it3 d der Additionsschaltung 14 gemäß Fig. 1 läßt sich ausdrücken durch 2 I sin 2irfT I. Diese Funktion hat Nullstellen bei den Frequenzen mit den Intervallen 1/2T, angefangen bei der Frequenz null. Der Tiefpaß blockiert den größten Teil der Energie oberhalb 1/2T und vermeidet störende Überlagerungen zwischen einzelnen aufeinanderfolgenden Zeichen. Das Spektrum ist begrenzt auf einen Bereich unterhalb (1 + a)/2T, mit α = 0,2 als typischem Wert.

Um Mißdeutungen und Fehlerverschleppungen bei der Wiedergewinnung einer Datenfolge aus einer Folge {C} zu vermeiden, wird erst eine Vordecodierung der Datenfolge {A} durchgeführt. Wenn {A} eine binäre Datenfolge ist, dann gilt:

B„ = A„ Φ B„ (2)

η η Xi-Z

YO 970 112 2u98ö3/nf?"8

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Φ bedeutet Modulo-Zwei-Addition. Zur Wiedergewinnung der Folge {Α} hat dann nur eine Modulo-Zwei-Interpretation der Folge {C} ohne Rücksicht auf vorangegangene Werte innerhalb der Folge {.C} zu erfolgen. Der Vorcodierer, bestehend aus den Blöcken 10 und 12, und die Endstufe des Codierers, bestehend aus den Blöcken 12 und 14, sind in Fig. 1 dargestellt.

Nach Modulation, Übertragung über den Kanal und Demodulation ist

TJ

die empfangene Signalfolge {C }, die der Folge {C} entspricht, mit Zv/ischensyr.ibo!Überlagerungen aufgrund der Eigenschaften des Kanals behaftet. Die z-Transformation des Kanalübertragungsganges einschließlich der Modemfilter sei als R(D) bezeichnet. Die z-Transformation des übertragungsganges von Kanal plus Sendercodierer ist dann:

P(D) = (1 - D²) R(D) (3)

Die z-Transformation des Dämpfungsgliedersatzes an den Abgriffen des Entzerrers soll bezeichnet werden als G(z). In allen Fällen sollen doppelseitige z-Transformationen angenommen v/erden und der Koeffizient D° steht für den Hauptwert (normalerweise größten Wert) einer Folge {.r}, der entsprechenden Folge'{p} und der zugehörigen Folge von Abgriffseinstellungen {g}. Nach dem Entzerrer ergibt sich der Gesamtubertragungsgang F(D):

F(D) = P(D) G(D)

= (1 - D²) R(D) G(D) (4)

Dieser Gesamtubertragungsgang sollte 1 - D sein. Somit ist erforderlich, daß

G(D) = 1/R(D) (5)

. Dies bedeutet, daß der Entzerrer gerade die Einflüsse des Kanals allein aufheben soll. Die Gleichung (5) läßt sich normalerweise

YO 9 70 ^Λ ¹ ⁿ

223U10

nicht völlig ideal erreichen. Sie mu3 so gut wie möglich näherungsweise erfüllt werden.

P(D) läßt sich leicht bestimmen durch eine Korrelation der wiedergewonnenen Folge {B} mit dem erzeugten Fehlersignal, wie noch beschrieben werden soll. R(D) kann dann bestimmt werden aus:

(1 + Ό^Δ + D* + ... D^-^J) P(D) = (1 - D^^W+Z) R(D).

Wenn N groß genug ist und R(D) von begrenzter Länge, läßt sich R(D) ohne weiteres mit Hilfe dieses Ausdruckes bestimmen. Dies ist das Prinzip des Entzerrers gemäß Fig. 2.

Bevor mit der Einzelbeschreibung der beiden Ausführungsbeispiele und insbesondere der Art und Weise, wie die abgleichenden Signale rückwärts benutzt werden, fortgefahren wird, soll darauf hingewiesen werden, daß in beiden Figuren, in 2 und 3, ein Teil der Schaltungsanordnung in Form der Blöcke 20, 22, 24 und 26 gegeben ist. Dieser Teil der Schaltungsanordnung dient in beiden Ausführungsbeispielen dazu, Deutungsfehler in den wiedergewonnenen Signalen an den Punkten B¹ und C¹ zu vermeiden. Die beiden Blöcke 20 und 22 sind reine Pegeldetektoren und Y die Amplitude des Signals C am Ausgang der Kette. Der Wert H ist der Absolutwert der höchsten positiven und negativen Pegel, die innerhalb eines dreipegeligen Signals c auftreten. Wenn die Gesartanordung mit Hilfe der verschiedenen Dämpfungsglieder usw. so eingestellt ist, daß sich ein Ausgangssignal von +1 oder -1 Volt ergibt, dann ist H_Q gleich 1. Diese Schaltungsanordnung dient dazu, im Empfänger korrekte Signalfolgen bei A¹, B¹ und C¹ zu gewährleisten. Im Sender ist es kein Problem, durch Kombinationen der Bits B. „ und A. das vorcodierte B. zu erzeugen, da die ursprünglichen Datenfolgen am Eingang bekannt sind. Wenn jedoch im Empfänger zwei nicht zueinandergehörige Bits mit Hilfe der Zwei-Bit-Verzögerungsstufe 28 verknüpft würden, könnte dies zu Fehlern an den Punkten B¹ und C¹ führen. Solche Fehler werden durch die

_{Y0 97O 112} 209883/06 98

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bereits erwähnte Schaltungsanordnung aus den Blöcken 20, 22, 24 und 26 vermieden.

Der Entzerrer arbeitet dann richtig, wenn bei B¹ genau die Daten wiedergewonnen werden, die ursprünglich über den Kanal eingegeben wurden. Dies wird gewährleistet mit Hilfe einer dem Vorcodierer ähnlichen Schaltung, die jedoch durch die Blöcke 20, 22, 24 und 26 ergänzt ist. Diese Ergänzung ist erforderlich, weil an B¹ nicht eine eindeutige Funktion des Signals an A¹ allein auftritt, sondern von den in der zweistufigen Verzögerungseinheit 28 gespeicherten Vorwerten mitabhängt. Des weiteren würde ein bei B¹ einmal auftretender Fehler unbegrenzt beibehalten* Die folgende Ta-

■ρ

belle gibt die zueinandergehörigen Werte für B¹ und C ^v an: Fall

-2	^Bi ■	c^R
O	O	O
O	1	1
1	O	-1
1	1	O

1
2

3
4

R Für einen Y.-Wert gleich 0 entsprechend C. kann, ohne den Wert B!__o zu kennen, nicht gesagt werden, ob der zugehörige Wert B'

ΙΑ -η 1

1 oder 0 ist. Wenn jedoch Y. gleich C. gleich -1 ist, dann muß

1 R

Β! gleich 0 sein, und wenn Y, gleich C. gleich 1 ist, muß B!

JL JL JL ·*·

gleich 1 sein. Mit Hilfe dieser Bedingungen kann die envpfangsseitige Vorcodiereroperation ausgerichtet und Fehler vermieden werden» Entsprechend den Fign. 2 und 3 werden durch die Blöcke 20, 22, 24 und 26 mit Hilfe von UND- und ODER-Funktionen diese Operationen durchgeführt. Einige Zyklen mit den Fallen 2 und 3 müssen immer erst ablaufen, bevor eindeutige Klarheit bezüglich der Fälle 1 und 4 besteht.

So ist das beiC erscheinende Signal, welches unter Einflußnahme der Blöcke 20, 22, 24 und 26 steht, eine echte Wiedergabe des

Y_0970112 20 9 883/069 8

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durch C gegebenen Signals. Diese beiden Signale können nunmehr einem Operationsverstärker 30 zugeführt werden, der daraus ein Fehlersignal e zur Verwendung im Korrelatorteil und in den Integratoren des Entzerrers erzeugt. Bis hierher ist die Beschreibung der Korrekturschaltungsanordnung der beiden Ausführungsbeispiele gemäß Fign. 2 und 3 gleich.

Weitere Beschreibung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 2

Dieses Ausführungsbeispiel arbeitet mit einem Entzerrungsverfahren, das als zwangsweise Nullsetzung bezeichnet werden kann. Die folgende Beschreibung beruht auf den mathematischen Grundlagen einer solchen zwangsweisen Nullsetzung.

Die einzelnen Abtastwerte hinter dem Übertragungskanal in vorliegender Form werden nachstehend mit r und die Abtastwerte hinter Kanal plus Entzerrer durch h bezeichnet. Die entsprechenden Datenübertragungs-Abtastwerte v/erden mit χ und y bezeichnet.

^xn ⁼ i- ^cn-i ^ri
*n = i ^cn-i ^hi

^cn ^{= b}n - ^bn-2

^bn ^{= a}n ^{Φ b}n-2

Die originären Binärdaten werden mit a bezeichnet; sie v/erden als nicht korreliert angenommen, b ist ebenfalls nicht korreliert. Die Fehlerwerte e sind definiert als die Differenzen

zwischen den empfangenen Abtastwerten y und den in den Kanal eingegebenen Abtastwerten c :

YO 970 112 20 98 B 3/OB98

^en ⁼ *n - ^cn

⁼ i ^cn-i ^hi - ^cn

Δ Σ .,
⁼ i ^Cn-i ^Ahi

= i ^{bn-i - ^bn-i-2^{J Ah}i

worin Ah definiert ist als:
η

Δ-h = h ; nit η Φ O
η η

= h_Q - "1; mit η = 1

Es wird angenommen, daß h_n auf eins und h für η Φ O. auf null gezwungen v/erden. Somit müssen alle Ah zu null gemacht werden

Der zu erwartende Viert des Produktes b ^e₁₁ soll als in,

η n+k Tc

definiert werden:

Unter Verwendung einer z-Transformationsschreibwexse ergibt dies;

M(D) = (1 - D²) AH(D)
.'. (1 + D² + D⁴ + ... D^2H) M(D) = (1 - d^(21I+2)) AH(D)

Aus diesem Ausdruck läßt sich AH(D) bestimmen. Der entsprechende Zwangs-L-Iullsetzungs-Algorithmus kann gemäß Fig. 2 durchgeführt v/erden. Wenn _D(²¹ⁱ⁺²> AH(D) einfach das um (2Π+2) Bitschritte
verzögerte AH(D) ist und IJ groß genug ist, dann überlappen die Informationsbeiträge von D ' AH(D) nicht die Anteile von ' AH(D) und können somit vernachlässigt werden. Somit kann AH(D),

_Y0 970 U₂ 20 9883/OG 9 8

= -κ	b	η	^en-2
= -K	b	η	^en-l
	fr	η

223H10

- 14 -

das für den Zwangs-Nullsetsungs-Algorithmus erforderlich ist, entsprechend der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 abgeleitet v/erden. Als Erläuterungsbeispiel sind nur fünf Anzapfungen dar gestellt; die Hauptanzapfung ist in der Mitte. Der zugehörige Algorithmus ist dann:

(a) ■ Ag

(b) Ag

(C) Ag₀ = -KJb_n e_n + b_n e_n_₂]

(d) Ag₁ = -KCb_n-1 e_n

(e) Ag₂ = -K^b_n-2 e_n

Darin ist K eine durch die Integratoren des Ausführungsbeispiels ; gegebene Konstante.

Es ist zu beachten, daß b , e anstelle b e ,, für k > 0 ver-

n-k u η n+k

v/endet wird, da e , nicht verfügbar ist. Die Struktur ist etwas

n+K

komplexer als die bei herkömmlicher Zwangs-Nullsetzungs-Technik mit veränderbaren Einzelschritten. Die die Anzapfungs-Dämpfungen ■ steuernden Integratoren haben nicht nur einen, sondern jeweils : teilweine mehrere Eingänge.

Gemäß Fig. 2 wird das Fehlersignal e über eine Leitung 32 dom vorgesehenen Korrelationsnetzwerk zugeführt. Die Kombination von Multiplizierern (bezeichnet mit 0) und Integratoren (bezeichnet mit /) bilden den Korrelator. Entsprechend den vorstehend angegebenen fünf Gleichungen (a) bis (e), die die einzelnen Dämpfungswerte definieren, sind bei den Integratoren in Fig. 2 dieselben Zeichen (a) bis (e) gleichsinnig angegeben. Der mittlere Integrator 34 weist zv/ei Eingangs leitungen auf, eine vom Multiplizierer 36 und eine vom Multiplizierer 38. In der Gleichung (c) entsprechen die Syxrbole in den eckigen Klammern den beiden Eingängen des Integrators 34. Der Ausgang des Multipliiixerers36 entspricht dem Glied b · e .Der eine Eingang des Multiplizierer::;

209883/Π698 BAD original

YO 9 70 112

38 wird direkt vom Punkt B¹ gespeist; dies entspricht dem Faktor b . Dem anderen Eingang des Multiplizierers 38 wird über die Leitung 32 das Fehlersignal als Wert e über zwei Verzögerungsstufen 40 und 42 zugeführt; dabei ergibt sich der Faktor e „. In analoger Weise werden in Fig. 2 die Eingänge der anderen Multiplizierer und Integratoren entsprechend den fünf genannten Gleichungen gespeist.

Wie bereits beleuchtet wurde, weist das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 eine Verzögerungskette mit fünf Abgriffen auf. Entsprechend werden auch fünf Integratoren benötigt. Es könnten jedoch praktisch auch noch mehr Abgriffe an der Verzögerungskette vorgesehen werden, wobei sich eine schnellere Einstellung ergäbe. Dies jedoch auf Kosten eines größeren gerätemäßigen Aufwandes.

Die Blöcke 30, 44 und 46 in Fig. 2, die mit dem Symbol Σ bezeichnet sind, sind übliche Operationsverstärker, deren Eingangssignale χ und y das Ausgangssignal ζ = χ + y ergeben. Bei den mit Plus/ Minuseingängen bezeichneten Operationsverstärkern werden entsprechend nicht Additionen, sondern Subtraktionen der Eingangssignale durchgeführt. Die Multiplizierer und Integratoren, wie 36 und 34, bilden jeweils die Korrelationsmittel zur Durchführung der Funktionen ζ = /x · y dt. Der am weitesten rechts dargestellte Integrator für (e) führt die Funktion ζ = /(χ + y + ζ)dt durch. Dabei erfolgt im wesentlichen eine Mittelwertbildung aus den drei Eingangssignalen x, y und z.

Die verschiedenen Dämpfungssteuerwerte, die den variierbaren Dämpfungsgliedern G, wie z. B. dem Block 48, zugeführt werden, v/erden durch die vorgeschalteten Integratoren, wie z, B. 34, bestimmt. Praktisch werden dabei Multiplikationen der abgegriffenen Signale χ mit den von den Integratoren kommenden Dämpfungseins teilwerten g zum Signal ζ = χ · g durchgeführt.

Der mit DET bezeichnete Detektor 50 wandelt die codiert empfan-

" in das Stande

0-9 883/0698

genen Signale am Punkt C ^l in das Standard-Binärformat entspre-

YO 9 70 112

223H10

chend der nachfolgenden Tabelle zurück.

Eingabe in DET [ Ausgabe aus DET

C^R > 1/2 · a = +1

-1/2 < C^R < 1/2 a = 0

C^R < -1/2 a = 0 + 1

Der Detektor 50 gibt dabei ein binäres Datensignal am Punkt A¹ ab, das dem sendeseitig über den Punkt A eingegebenen Binärsignal entspricht. Die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordung stellt einen schnell konvergierenden adaptiven Entzerrer für über einen Kanal mit begrenzter Durchlaßbreite übertragene Signale dar. Dieser Entzerrer arbeitet mit fehlerproportionalen Schritten, wobei in vorteilhafter Weise nur ein relativ begrenzter Bauteilaufwand erforderlich ist.

Beschreibung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 3

Der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels entspricht in seinen wesentlichsten Teilen wiederum dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2. In abweichender Weise wird gemäß Fig. 3 jedoch eine Korrelation zwischen dem Fehlersignal e und den Abgriffssignalen an der Verzögerungskette durchgeführt. Dabei sind an den Integratoreingängen verschiedene Wichtungen vorgesehen. Die verschiedenen Wichtungen sind mit eingekreisten Zahlen dargestellt. Dazu können in einfachster Weise Potentiometer vor den Integratoreingängen dienen. Das Grundprinzip der einzelnen Korrelationsglieder entspricht wiederum dem gemäß Fig. 2.

Bevor mit der Beschreibung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 begonnen wird, sollen wiederum die mathematischen Grundlagen beleuchtet werden. Das Fehlersional e wird mit χ korreliert und

η η

YO 970 112 2Π9Β83/06 9

nicht mit b wie im vorangehenden Fall. Die einzelnen verwendeten Forine Iz ei eben entsprechen wiederum denen, wie sie bei der Beschreibung der Fig. 2 verwendet wurden.

Das Signal χ ist gegeben durch:

χ = ? c . h. η ι n-x χ

Durch Substitution ergibt sich:

^Xn = i ^(bn-i " Vi-2> ^hi Das Fehlersignal ist wieder wie vorangehend:

e = ? (b . - b . „) Δη. η ι n-x n-x-2 ^a χ

Der erwartete Wert des Produktes x_n__k · _e wird definiert als

vF = E ΐ χ . e 1 κ ^u n-k n^J

■ ^BDi«^ba-t-k-^bn-l-k-2>^hi> ■ '■IVfVi-a¹¹¹¹}¹¹ Vieil die einzelnen b-Werte unkorreliert sind, ergibt sich:

rpf = -?(Ah... 0-2Ah₁-T-Ah.,,,-,) h. ν k χ x+k-2 x+k x+k+2 χ

In z-Transformatxonsdarstellung (z~ = D) ergibt sich: H^P(D) = -H(D) AH(D) {D~² -2 + D²}

Wenn nicht die betrachte be Technik für die Übertragung mit begrenzter Bandbreite gewählt wird, ergibt sich:-

ItI₁ = . h. Ah. ., k χ χ x+k

_Yu 97Ο 112 ?09RR3

- 18 oder in z-TransforFationsaarstellung

M(D) = H(D) AII(D)
Somit ist

-D²{1+2D²+3D⁴+4D⁶+...ND^(2N~²⁾} M^P(D) = K(D)Ad(D) {l-(rJ+l)D^2iI+ND^(2N+2) }

ϊ/enn L-J groß genug ist, so daß sich die Komponenten von

^Σ h. Ah...
ι ι l+k

bei einer Verzögerung von mindestens 2W Bitschritten nicht mit den ursprünglichen Komponenten überlappen, lassen sich die erforderlichen

? h. Ah^₁
χ ι l+k

gemäß Fig. 3 erreichen. Die Verzögerung von 2 Bitschritten und

2
ein durch -D gekennzeichneter Vorzeichenwechsel sind zu beachten. Die aufeinanderfolgenden Integratoren haben 1, 1, 2, 2, 3, 3, Eingänge mit Wichtungen von 1, 1, 2, 2, 3, 3, ... wie dargestellt. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind nur fünf Anzapfungen ausgeführt. Dann ergibt sich

(a)	^Ag-2	^{= Ke}n	^xn+4	+	^2xn₊4>
(b)		= Ke η	^Xn+3	+	^2xn₊3^}
(C)	Ag₀	= ^Ken	^(xn+2	2x	n+2 ^{+ 3x}n+4⁾
(d)	Ag₁	= Ke η	^(xn+l
(e)	Ag₂	= Ke η	(χ +

Diese fünf Gleichungen geben, ähnlich wie bei der Beschreibung gemäß Fig. 2, die mathematischen und quantitativen Einzelheiten

_{Y0 97ü 112} 2098837 069 8

an, die zur Steuerung der Dämpfungsglieder G an den dargestellten fünf Abgriffen äer Verzögerungskette gemäß Fig. 3 erforderlich sind. Die einstellbaren Dämpfungsglieder sind identisch mit denen gemäß Fig. 2. Ebenfalls v/eist die Fig. 3 wieder eine Verzögerungskette auf; hier jedoch mit insgesamt sieben Abgriffen, deren fünf mit einstellbaren Dämpfungsgliedern verbunden sind. Es ist jedoch auch wiederum zu beachten, daß die dargestellte Zahl von Anzapfungen an der Verzögerungskette nur zur Erläuterung gewählt wurde. Praktisch lassen sich auch mehr Abgriffe vorsehen, um eine noch günstigere Entzerrung zu erreichen. Zur Erlangung einer schnelleren Einstellung muß jedoch wiederum der Aufwand vergrößert werden.

Die vorstehend angegebene mathematische Beschreibung mit den fünf angegebenen Gleichungen wäre dann entsprechend der Zahl der Abgriffe zu erweitern.

Der rechte Teil der Fig. 3 umfaßt die Einrichtungen zur Wiedererzeugung der Signale bei A¹, B¹ und C aus dem empfangenen Signal C einschließlich der Schaltungsanordnung zur Deutung der mehrdeutigen Signalwerte und einschließlich der Fehlersignalerzeugung mit den Blöcken 20, 22, 24 und 26 identisch zum Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2. Die Vorkehrungen zur Erzeugung des Fehlersignals e sind völlig gleich. Der Unterschied zwischen den beiden betrachteten Ausführungsbeispielen liegt einzig und allein in den Korrelationsschaltungen, die Multiplizierer und Integratoren umfassen. Dabei wird das Fehlersignal nicht mit dem wiedererzeugten Signal von B¹, sondern mit Anzapfungssignalen verknüpft,

Wie beim in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel bilden wiederum die Gleichungen (a) bis (e) die Bestimmungsgrundlagen für die Dämpfungseinstellungen Ag. Dabei sollte nicht übersehen werden, daß die Konstante K beim in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel positiv ist, beim in Fig. 2 gezeigten jedoch negativ. Dies bedeutet, daß die Schrittrichtung der Einstellungen beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 normalerweise positiv ist, beim Aus-

2 09883/(1698

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führungsbeispiel gemäß Fig. 2 dagegen negativ. Entsprechend nüssen auch die Däirpfungsgliedereinstel lungen ausgeführt werden.

Die Gleichung (c) betrifft die einstellbare Därr-.pfung an mittelsten Abgriff der Verzögerungskette. Das entsprechende Linstellsignal wird durch Korrelation des Fehlersignals e über die Leitung 32 mit derc Signal χ _ korreliert, das über die Leitung 60 den Multiplizierer 6 2 zugeführt wird. Das Ausgangssignal dieses Tlultiplizierers 62 gelangt über einen 1 -wägenden .Uingang zurr Integrator 64. Entsprechend der Gleichung (c) muß zusätzlich zu diesem Signal ein weiteres Eingangssignal e · 2x . dem Integrator 64 zugeführt werden. Dieses kommt aus dem Multiplizierer 66 und wird durch Verknüpfung von e nit χ . erzeugt, welches letztere über die Leitung 6 8 ankommt. Das Ausgangssignal cies Multiplizierers 6 6 wird über die Leitung 70 zur. zweiten Eingang des Integrators 64 geführt, und zwar über einen Eingang mit der Wichtung 2. Der Integrator 64 führt die Plus-Funktion entsprechend der Gleichung (c) durch. Das Ausgangssignal des Integrators 64 gemäß Fig. 3 ist das korrelierte Einstellungssignal für das mittelste Dämpfungsglied 72.

Es soll noch eine weitere Korrelation, und zwar die entsprechend der Gleichung (e) betrachtet werden, die etwas komplexer ist und drei Multipliziererausgangssignale mittels des Integrators 76 verknüpft. Das erste Integratoreingangssignal kommt vom Multiplizierer 74, der das Tehlersignal e mit dem Signal χ multipliziert. Das zweite Eingangssignal kommt vom Multiplizierer 62, welcher, wie bereits erläutert wurde, e mit χ _ multipliziert. Das dritte Eingangssignal des Integrators 76 kommt vor. Multiplizierer 66, der e mit χ . multipliziert. Wie in der Fig. 3 dargestellt und wie auch in der Gleichung (e) zu erkennen ist, haben die drei Eingänge die drei verschiedenen Wichtungen 1, 2 und 3; damit sind die Gliederfaktoren entsprechend der Klammer in Gleichung (e) erfüllt. Wie bereits genannt wurde, sind die verschiedenen Wichtungen durch die Eingangsschaltkreise der Integratoren selbst gegeben. Das Ausgangssignal vom Integrator 76 dient als

2O9'RR,Vnp98

YO 9 70 ,112 .

Uinstellsignal des Dämpfungsgliedes 78 und führt diesem das erforuerliehe Ag„ zu. Die Funktionen der v/eiteren Integratoren werden in sinngerüßer i'^reise entsprechend den restlichen Gleichungen durenge f uhrt.

Das /Aioführungsbeispiel genv⁵.ß Fig. 3 arbeitet also ähnlich wie dan gemäß Fig. 2, jedoch rit den erläuterten Unterschieden. In erster Linie ist die Ausführung der Korrelationen eine andere und des weiteren weicht die Art und '.'eise, wie das Fehlersignal e nicht n.it den wiedergewonnenen Signal von Punkt B¹, sondern mit den Anzeipfungssignalen selbst korreliert wird, ab.

Versuche haben gezeigt, daß auch diese Schaltungsanordnung wiederum nach dem Anlauf eine sehr schnelle L¹ ins te 1 !konvergenz liefert, dit; otiim betrachteten Umcodierungsverfahren für die Übertragung über einen uanal mit begrenzter Bandbreite außerordentlich günstig iöt.

^s iioLlte noch darauf hingewiesen werden, daß die im auswertenden Unipfänger ankoirirende Leitung nicht unbedingt ein IJachrichten-ÜDertragung:>-'canal von einem modulierenden Gender, sein muß. Es kann auch eine andere äignalquelle verwendet werden, z. ß. die Abfühlung magnetischer Aufzeichnungsträger, die einen Code ähnlicher Art zur Vermeidung von Zwischenzeichenüberlagerungen und Verzerrungen bei begrenzter Bandbreite aufweisen. Der betrachteten eirp fangs sei ti gen Schaltungsanordnung entsprechend der vorliegenden ι;rfindung und den beiden Ausführungsbeispielen v/ird dabei dar. Aus gangs signal magnetischer Abfühlkreise als Eingangssignal zugeführt.

Die Ausführungsbeispiele wurden mit Verzögerungsketten begrenzter Länge, zum Zwecke einer klaren Darstellung beschrieben. Sinngemäß sind selbstverständlich entsprechend'der vorliegenden Erfindung auch längere Verzögerungsketten anwendbar, die gegenüber Verzögerungsketten mit nur fünf Abgriffen günstigere Ergebnisse

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■)■/'■> m BAD ORIGINAL

Claims

7231410

- .22 -

ρ λ τ ε :ί τ λ ϊ; s ρ r ü c η ε

Transversales Entzerrung:;filter für Kanäle mit begrenzter Durchlaßbreite unter Verwendung einer Verzögerungskette mit einer Vielzahl von Abgriffen und einstellbaren Däim>£ungsgliedern an den einzelnen Abgriffen, gekennzeichnet durch eine Schaltung (Operationsverstärker

30) zur Erzeugung eines Fehlersignals (e ) als Differenz

R ZV/L^r5dien der über einen Kanal empfangenen Jignal (C ) und ο inen ;Jignal (an C), das aus diesem empfangenen Signal (C") abgeleitet ist,

■;'ur:cu eiae xvorrclcitionsanordnung (21 und /) zur Korrelation des Feh lern igri.ils (e ) mit einem aus dem über den iCanal empfangenen Signal abgeleiteten Signal (an i: ' oder κ _t ) und

durch Verbindungen de-r Ausgange der Korrelationsanordnung (11 und ./') mit den vorgesehenen EjPmpfungsgliedern (G) an cioη Abgriffen der Ve r:=;ö go rungs kette.

Entzerrungsfilter nach Anspruch 1, das mit einem Datensignal gespeist wird, das für die übertragung mit begrenzter Bandbreite umcodiert ist,

gekennzeichnet durch Verzögerungskettengliecler, deren Verzögerung jeweils der Dauer eines Zeichenschrittes (ein Bit) des iimcodierten Datensignals entspricht und durch einen Detektor (DET 50), der das aufgenommene umcodierte Datensignal (C ) v/ieder in binäre Daten originärer Form zurückwandelt und dessen Ausgangesignal (an A¹) zur Differenzbildung mit seinen Eingangssignal, dem aufgenommenen unicodierten Datensigna,
zeugung zugrundegelegt wird.

menen unicodierten Datensignal (C ^v) , zur Fehlersignaler-

3.. Entzerrungsfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Korretationsanordnung (Θ und /) neben dem Fehler-

, c_)7o H₂ 20 98B3/069 8

BAD ORIGINAL

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signal (e ) ein vorcodiertes, hinter dem /ausgang des Detektors (DiIT 50) abgeleitetes Zwischensignal (von B¹) zugeführt wird (Fig. 2).

4. Entzerrungsfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsanordnung (Θ und /) neben dem Fehlersignal (e ) Signale (x ,. ._o .„ . , . ~) von

³ η ^ n+4, n+3, n+2, n+1, n, n-1, n-2'

den Abgriffen der Verzögerungskette zugeführt werden (Fig. 3).

5. Entzerrungsfilter nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Korrelationsanordnung (K und /) mit je einem separaten Ausgang zur Abgabe von Einstellsignalen ((a) bis (e)) für die einzelnen einstellbaren Dämpfungsglieder (G), wobei die Gesamtheit der abgegebenen Einstellsignale dem Kehrwert des Begrenzungsoperators

2
(1-D ) des übertragunqsJianals entspricht.

6. Entzerrungsfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß gleiche Anzahlen M von Integratoren (/) und Multiplizierern (3) vorgesehen sind, wobei die einzelnen Integratoren (/) mindestens einen Eingang aufweisen, der mit dem Ausgang des zugeordneten Multiplizierers (S) verbunden ist.

7. Entzerrungsfilter nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordung zur eindeutigen Feststellung der Datenwerte der Signalkomponenten des empfangenen Signals (C ), die folgende Merkmale aufweist:

a) zwei Schwellwertdetektoren (20, 22) zur Abgabe eines ersten oder zweiten Schwellwertsignals (Zl, Z2), wenn der Pegel des empfangenen Signals (C ) größer als die Hälfte des maximalen negativen oder positiven Pegels einer empfangenen Signalfolge ist,

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b) eine Verbindung vom ersten Schwellwertdetektor (20) zur Beobachtung der negativen Signalkomponenten zum ersten Eingang einer UND-Sehaltung (26) und eine Verbindung vom zweiten Schwellwertdetektor (22) zur Beobachtung der positiven Signalkomponenten zum ersten Eingang einer ODER-Schaltung (24),

c) ein Modulo-Zwei-Addierer (Θ), dem das empfangsseitig wiedergewonnene Datensignal in sendeseitig originärer Form zugeführt wird, vor dem zweiten Eingang der ODER-Schaltung (24) und

d) eine Verbindung des Ausganges der ODER-Schaltung (24) zum zv/eiten Eingang der UND-Schaltung (26) ., wobei am Ausgang dieser UND-Schaltung (26) (an B¹) ein teil-

codiertes, aus dem empfangenen Signal (C ) abgeleitetes, dem teilcodierten Signal (an B) im Sender entsprechendes Signal annehmbar ist.

8. Entzerrungsfilter nach einem der Ansprüche 6 oder 7, gekennzeichnet durch L Verzögerungskettenabgriffe, durch M=L+ 1 einstellbare Dämpfungsglieder (G), deren Signaleingang mit je einem der L Verzögerungskettenabgriffe und mit dem Ausgang der Verzögerungskette verbunden sind, durch eine Schaltung (Operationsverstärker 44) zur Zusammenfassung der Ausgangssignale von den einzelnen Dämpfungsgljedern (G) ,

durch M Integratoren (/) und M Multiplizierer (S), wobei je einem Eingang der vorgesehenen Multiplizierer (K) unverzögert oder verzögert das Fehlersignal (e ) und dem anderen Eingang der Multiplizierer (S) das empfangsseitig wiedergewonnene vorcodierte Signal (von B¹) verzögert oder unverzögert zugeführt wird, und durch Verbindungen vom Ausgang mindestens eines der Multiplizierer (ß) zum Eingang des zugeordneten Integrators (/)

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und vom Ausgang der einzelnen Integratoren (/) zum Einstelleingang des zugeordneten Dämpfungsgliedes (G).

9. Entzerrungsfilter nach einem der Ansprüche 6 oder 7, gekennzeichnet durch N Verzögerungskettenabgriffe, durch M = N-2 einstellbare Dämpfungsglieder (G), deren Signaleingang mit je einem der letzten M Abgriffe der Verzögerungskette, den Ausgang der Verzögerungskette eingeschlossen, verbunden ist,

durch eine Schaltung (Operationsverstärker 44) zur Zusammenfassung der Ausgangssignale von den einzelnen Dämpfungsgliedern (G) , / durch die Zuführung des erzeugten Fehlersignals (e ) zu je einem Eingang der M Multiplizierer (EQ , durch Verbindungen der anderen Multiplizierereingänge derart, daß dem i-ten Multiplizierer das Signal vom i-ten Abgriff der Verzögerungskette zugeführt wird, durch Verbindungen vom Ausgang mindestens des i-ten Multiplizierers (S) zu einem Eingang mit der Wichtung 1 des i-ten Integrators (/) und

durch Verbindungen vom Ausgang des i-ten Integrators (/) zum Einstelleingang des i-ten einstellbaren Dämpfungsgliedes (G), dessen Signaleingang mit dem (i+2)-ten Abgriff der Verzögerungskette verbunden ist.

10. Entzerrungsfilter nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch ein Ausgangssignal g. vom i-ten Multiplizierer (S), wobei q_± = b_n · e_n+± mit i < O und q, = b_n+± · e_n mit i > O ist

und das Eingangssignal des i-ten Integrators (/) definiert

i + F ist als Summe q. + q. _ + q. _. + ... <3^₂ · ^In^^t J .1 —ö— und F als die Zahl von Verzögerungskettenabgriffen vor dem Hauptabgriff.

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11. Entzerrungsfilter nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch ein Ausgangssignal q. vom i-ten Multiplizierer (8), wobei dieses Ausgangssignal definiert ist als ^qi ^{= e}n * ^Xn-i₊2

und das Eingangssignal des i-ten Integrators (/) definiert ist als Summe

^qi ^{+ 2q}i-2 ^{+ 3q}i-4 ^{+ 4q}i-6 ⁺ *·· ^jqi-2j+2

mit j <_ und F + 2
griff der Verzogerungskette.

i + F + 2
mit j £ 2 ^unci F + 2 Abgriffen vor dem Hauptab-

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