DE2101076A1

DE2101076A1 - Digitales Datenubertragungssystem rmt hoher Arbeitsgeschwindigkeit

Info

Publication number: DE2101076A1
Application number: DE19712101076
Authority: DE
Inventors: Earl Doyle Huntington Beach Cahf Gibson (V St A ) P
Original assignee: North American Rockwell Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1970-02-11
Filing date: 1971-01-12
Publication date: 1971-08-19
Also published as: GB1275850A; FR2079366A1; CA921988A; US3638122A; NL7101445A; DE2101076B2

Description

worth American Rockwell Corp. El Segundo, Calif. / USA

Digitales Datenübertragungssystem mit hoher Arbeitsgeschwindigkeit

Die Erfindung betrifft ein System zur digitalen Datenübertragung mittels eines übertragungskanales, das den zuverlässigen Empfang dieser Daten auch unter der kombinierten Einwirkung von Zwischenzeicheninterferenzen, tauschen und anderen Übertragungsstörungen mit außerordentlich hoher Übertragungsgeschwindigkeit ermöglicht. Hierzu bezieht sich die Erfindung insbesondere auf Einrichtungen zur Bestimmung des Wertes einer abertragenen Ziffer bzw. eines Digits, wobei bewertete

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komponenten zuvor gespeicherter Samples von Erupfangssignalen von letzterem Empfangssignal subtrahiert werden, um sämtliche Zwischenzeicheninterferenzen herauszusubtrahieren_r die durch das Aufsummieren der zuvor bewerteten Digits mit letzterem Empfangsdigit entstanden sind. Die Entscheidungsrücxkopplungseinrichtung des Systems beseitigt die meisten Zwischenzeicheninterferenzen des Systems, wobei der Transversalentzerrer dazu dient eine optimale, lineare Arbeitsweise der demodulierten Datensignalsamples zum Zwecke der Ausschaltung der verbleibenden Zwischenzeicheninterferenzen und des Rauschens zu erzielen.

\ Die kombinierte Anwendung einer Entscheidungsrückxopplung zusammen mit einem Transversalentzerrer erlaubt die Restitution der übermittelten Daten auch bei kombinierter Einwirkung von Zwischenzeicheninterferenz und Rauschen. Laufzeit- und ÄiplitudenverZerrungen erhöhen die Anfälligkeit der Datenübertragung für das Rauschen, das allein schon zu Fehlern fürt. Dies gilt besonders dann, wenn die Datengeschwindigkeit bis zur Nyquistrate (einer Geschwindigkeit in Baut pro Sekunde, zahlenmäßig gleich der doppelten verfügbaren Bandbreite in Schwingungen pro Sekunde) erhöht wird. Die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Systems nähert sich der Nyquisträte. In der bisherigen Praxis wurde die Nyquistrate lediglich näherungsweise oder ausnahms-

. weise unter idealisierten Bedingungen im Labor erreicht oder überschritten. Infolgedessen müssen Laufzeit- und Amplitudenverzerrungen kompensiert werden, nicht nur zur Verringerung der Fehlerrate, sondern zur Erzielung einer größeren Effizienz in der Kanalausnutzung, wenn mit höherer Datengeschwindigkeit bei gegebener Bandbreite gesendet wird. Zur Korrektur der Verzerrungen der digitalen Daten bei niedrigerer Übertragungsgeschwindigkeit im Übertragungskanal hat man bisher verschiedene Verfahren angewandt. Beispielsweise kann man bei bekannter Charakteristik der Übertragungsleitung eine Entzerrung durch Vorverzerrung erreichen, wobei das zu abertragende Signal so

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verzerrt wird, daß die zusätzliche Leitungsverzerrung das vorverzerrte Signal so abändert, daß ein Empfangs signal der gewünschten Wellenform entsteht. Das Verfahren ist auf jene Fälle beschränket, bei denen die Wellencharakteristik der Leitung konstant und bekannt ist.

Ein anderes Verfahren zur korrektur der Lauf Zeitverzerrungen au± der übertragungsleitung erfordert die Anwendung eines Iransversalentzerrers. Ein Transversalentzerrer umfaßt eine angezapfte Verzögerungsleitung und mehrere Vervielfacher, die je einer Anzapfung der Verzögerungsleitung zugeordnet sind. Die Vervielfacher stellen die Amplitude und Polarität des von der Verzögerungsleitung an der jeweiligen Anzapfung gewonnenen Signales ein. Die Ausgänge der Vervielfacher werden zur Erzielung eines 'itansversalentzerrerausganges summiert. Durch entsprechende Auswahl der Anzapfungsabstande und der den Anzapfungen zugeordneten iiultiplikationsfajctoren Kann man mit dem Entzerrer die Zwischenzeichen auslöschen. Transversalentzerrer allein sind dadurch beschränkt, daß sie bei starker Verzerrung des Signales keine vollständige Kompensation bewirken können, ohne das signal mehr als das Rauschen abzuschwächen.

In der deutschen Patentschrift . ... ... (Patentanmeldung P 17 62 361, angemeldet am 4. Juni i960) ist ein System zur Anpassung des Impulsverhaltens eines übertragungskanales zur Ableitung eines Korrektursignales beschrieben, das durch Verbindung mit dem Empfangssignal die Restitution der übermittelten Daten in praktisch unverzerrter Form erlaubt. Man erreicht dies durch Speichern der vorher empfangenen, korrigierten Datenbits und durch Kreuzxorrelation dieser gespeicherten Bits und des Empfangssignales, so daß sich das Impulsverhalten des

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Übertragungskanales ergibt. Die Kreuzkorreiation erreicht wan durch digitales Vervielfachen der η unmittelbar vorher empfangenen Datenbits mit dem vorher empfangenen, .Korrigierten Signal und durch zeitliche Integration der Produkte. Daraus wird ein Korrektursignal abgeleitet, indem man die gemessenen Werte des Impulsverhaltens mit den gespeicherten Daten multipliziert und die Produkte summiert. Dieses Korrektursignal wird von dem Empfangssignal subtrahiert, wodurch das Korrigierte Signal entsteht, also sowohl das ausgangssignal des Systems als auch das gespeicherte Signal. Eine der Grenzen obigen Systems liegt darin, Ψ daß die Berechnung der Transveralentzerrer-Verstärxungseinstellungen und des ImpulsVerhaltens in einer analogen Schaltung erfolgt, die lineare Integratoren, Kondensatoren und so weiter umfaßt. Infolge langfristiger Schaltungsalterung und/oder -verschiebungen infolge von TemperatürSchwankungen ist dieses System nicht sehr stabil.

Demgegenüber ermöglicht das erfindungsgemäße System den korrigierten Empfang digitaler Daten in Gegenwart von Zwischenzeichenstörungen, Rauschen und anderen Übertragungskanalstörungen, wobei mit einem Transversalentzerrer und einer Entscheidungsrückkopplung gearbeitet wird, um bei weit schwankenden ÜbertragungskanalCharakteristiken eine wirksame Entzerrung zu erreichen.

Die Erfindung betrifft eine Anlage zur Datenkommunikation in Gegenwart von Zwischenzeicheninterferenzen, Rauschen und anderen Übertragungsstörungen. Sie ist gekennzeichnet durch einen Sender, der ein digitales Datenbit in ein moduliertes, analoges Signal umformt und über einen Üba£ragungskanal abgibt, und durch einen Empfänger mit einem Demodulator für das modulierte, analoge Signal, mit einem Transversalentzerrer, der das demodulierte Signal aufnimmt und ein einzelnes, Koordiniertes Signal liefert,

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mit einem Summierer zur Aufnahme des Ausgangssignals aus dem koordinierten Signal, mit einem Sampler, der das Ausgangssignal vom Summierer mit Datengeschwindigkeit abfragt und dem Ausgangssignäl proportionale, binäre Signale erzeugt, mit einer Entscheidungseinrichtung, die diese binären Signale aufnimmt, ihre Polarität und/oder Amplitude ermittelt und ein die Polarität und/oder die Amplitude anzeigendes, binäres Ausgangssignal liefert, und mit einer Entscheidungsrückkopplungseinrichtung, die das binäre Ausgangssignal der Entscheidungseinrichtung erhält und dadurch die Lieferung eines zweiten koordinierten Signales bewirkt, das zur Beseitigung der Interferenzen auf den Eingang des Summierers gegeben und von dem ersten, einzelnen, koordinierten Signal subtrahiert wird.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung erfolgt durch ein System, bei dem die Entscheidungsrückkopplung gleichzeitig von mehreren Signalsamplen sämtliche von vorher empfangenen Digits bewirkten Zwischenzeicheninterferenzen beseitigt und durch die Verwendung eines Transversalentzerrers, der für zwei oder mehr Signalsamples eine lineare, optimierte Arbeitsweise bewirkt und die Wahrscheinlichkeit von Fehlern in der Digitentscheidung auf ein Minimum bringt·

Zur ausführlicheren Erläuterung der Srfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen. Darin zeigtί

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer bevorzuguten Ausführungsform des Senders,

Fig. 2a ein etwas detaillierteres Blockdiagramm des Signalformers im Sender nach Fig. 1,

Fig. 2b eine Wellenform zur Darstellung des Impulsverhaltens des Signalformers nach Fig. 2a,

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Fig. 3 ein Blockschaltbild eines modifizierten Signalformers nach Fig. 1 für relativ hohe Bautraten ,

Fig. 4 eine Ansprechkurve eines der Glättungsfilter nach Fig. 2a, Fig· 5 ein detailliertes Blockschaltbild des Kodulators im

Sender nach Fig. 1,
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform

des Empfängers,
Fig. 7 ein Blockschaltbild der Trägerrestitution des Empfängers

nach Fig. 6,
Fig. 8 ein Blockschaltbild der Phasenverriegelungsschleife des Blockschaltbildes nach Fig. 7,

Fig. 9 ein detaillierteres Blockschaltbild des Phasenversetzungskorrektur teiles des Blockschaltbildes nach Fig. 7» Fig. 10a - Fig. 1Oe Spektren zur Erläuterung der Arbeitsweise

der Erfindung,
Pig. 11 ein Blockschaltbild eines Transversalentzerrers im

Empfänger nach Fig. 6_t
Fig. 12 ein Blockschaltbild der Entscheidungsrückkopplungseinrichtung des Empfängers nach Pig· 6»

Fig, 13 ein Blockschaltbild der Digittimingrestitutionseinrichtung des Empfängers nach Fig» ⁶» Fig· 14 das Impulsverhalten des Systems ohne Signalformerent-

zerrung oder Bntscheidungsrückkopplung^ Pig* 15 das Impulsverhalten des Syste*s mit iignalformung und

Entzerrung,
Fig. 16 ein Blockschaltbild eines ilehrstufensignalformers für

die Ausführungsform des Senders nach Fig. 1, Fig. 17 Signalstufen zur Erläuterung der Arbeitsweise des

Mehrstufensystems,
Fig. 1ö eine Mehrstufenentscheidungseinrichtung für den Empfänger

nach Fig. 6 und
Fig_e 19 ein Blockschaltbild einer Hehrstufenentscheidungsrückkopplungseinrichtung für den Empfänger nach Fig. 6.

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!•'lg. 1 zeigt im Blockschaltbild einen Sender 10 und einen Übertragungsicanal 1ü. Für die Beschreibung sei der üb er tr a gun gskanal 1ö als Telefonleitung angenommen und da Telefonleitungen normalerweise Gleichstrom-Informationssignale nicht durchlassen massen Systeme, die mit normalen Telefonleitungen von Tonfrequenzbandbreite arbeiten in der Regel ein I-iodulationsverfahren vorsehen. Im vorliegenden Fall werden die digitalen Daten dem Dateneingangsanschluß am Eingang des Signalformers 11 und des Quddraturbasisbandsignalformers 12 zugeführt«

Fig. 2a zeigt eine mögliche Ausführungsform eines geeigneten, digitalen Signalformers 11. Der Signalformer 11 arbeitet mit einem Schieberegister 20, das eingangsseitig mit dem Dateneingangs ans chi uß verbunden ist. Das Schieberegister 2u ist mit η parallelen Ausgangsanzapfungen versehen, wobei die Zahl η von der im jeweiligen /mwendungsfall erforderlicnen Genauigkeit der Signalformung abhängt, η Transistorschalter 21 erhalten die entsprechenden Ausgange vom Schieberegister 20 und führen die Ausgänge η Bewertungswiderständen 22 zu. Die zu übertrageiiden Digits passieren das Schieberegister 2u, erhalten das richtige Vorzeichen und verden mittels der transistorschalter 2-1 und der Bewertungswiderstände 22 nit den entsprechenden Koeffizienten a- bis a multipliziert. Die Werte a~ bis a der Bewertungswiderstände sind so gewählt, daß der durch jeden Widerstand fließende Strom proportional ist der Amplitude des zugeordneten Samples des gewünschten Impuls—(oder Signaldigit-)Verhaltens am Ausgang des Formers ist, wie in Fig. 2b gezeigt. Die Widerstandsgröße jedes Bewertungswiderstandes ist angenähert umgekehrt proportional der zugeordneten Sampleamplitude des gewünschten Signalformerimpulsverhaltens. Die Bewertungswiderstände sind mit einem Summierverstärker 23 verbunden.

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Wenn ein einzelnes Digit das Schieberegister 2ü passiert erscheint die rechteckige Annäherung des gewünschten Impulsverhaltens gemäß Fig. 2b am Ausgang des Summierverstärkers. Das Glättungsfilter 24 am Ausgang des SummierVerstärkers 23 glättet diese rechteckige Annäherung, so daß man das gewünschte, geglättete Ausgangsverhalten gemäß Fig. 2b erhält. Zur Verlängerung des Impulsverhaltens in der negativen Zeitrichtung können zusätzliche Signalformer stuf en vor der Stufe a,, in Fig. 2a angeordnet werden. Bei i-.ehrstufensignalisierung muß das gezeigte einfache Schieberegister durch ein äquivalentes Lehrstufenschieberegister ersetzt werden. Die fur den Lenrstufenbetrieb er- * forderlichen Änderungen werden noch beschrieben. Die Werte der widerstände 22 hängen von den jeweiligen Eigenschaften von Sender, Empfänger und Übertragungskanal ab und müssen deshalb fur jeden Anwendungsfall empirisch ermittelt werden.

Bei der Synthese des Signalformerimpulsverhaltens ist hauptsächlich folgendes zu beachten:

1. Die Zwischenzeicheninterferenz am Eingang des Transversalentzerrers 47 im Empfänger 40 (Fig. 6) ist klein zu halten, damit dieser Entzerrer und die Entscheidungsrückkopplungsschaltung 4b (Fig. 6) die verbleibende Zwischenzeicheninter-

) ferenz ohne unzulässig großen Aufwand an Bauelementen oder Einbußen im Signal-Rausch-Verhältnis des Systemes korrigieren kann.

2. Der Hauptteil des gesendeten Signales (der das kennzeichendste Datenbit enthält) ist in etwa an den Lanal anzupassen, damit man einen wirksamen Leistungstransfer des Signales und ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis am Empfänger erhält. Im

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-r-

allgemeinen wird die Signalformercharakteristik zur Korrektur des Impuls- (oder Einzeldigit-)verhaltens des Gesamtsystems (zwischen dem Eingang des Signalformers und dem Eingang des Transversalentzerrers) mit einem nominalen Übertragungskanal ausgelegt.

Der beschriebene Signalformer ist geeignet für Übertragungen, bei denen die Bautgeschwindigkeit die dreifache Kanalbreite übersteigt. Bei geringeren Bautgeschwindigkeiten, praktisch in allen Anwendungen, sollte mit mehr als einem Impulsverhaltensample pro Baut gearbeitet werden. Die Samplegesnhwindigkeit muß mindestens doppelt so groß sein wie die Kanalbreite und sollte aus praktischen Erwägungen das Dreifache der Kanalbreite betragen.

Fig. 3 zeigt einen für Bautgeschwindigkeiten von anderthalbfacher bis dreifacher Systembandbreite geeigneten Signalformer· Die binären Daten werden dem Eingang eines m-stufigen Schieberegisters 25 zugeführt. Zwei Transistorschalter 28a und 28b und zwei

Bewertungswiderstände 22a und 22b sind mit jeder Stufe des Schieberegisters 25 verbunden. Die aufeinanderfolgenden Werte der Bewertungswiderstände 28 sind wieder so gewählt» daß die durch diese Widerstände fließenden Ströme den zugeordneten Samjies des gewünschten Signalformerimpulsverhaltens proportional sind. Bei Amplituden der aufeinanderfolgenden Samples dieses Impulsverhaltens von a^, a₂, a„, a, usw. wird die Größe der Bewertungswiderstandsströme proportional diesen Amplituden gewählt. Jeder zweite Bewertungswiderstand ist mit dem Summierverstärker 26 verbunden und die dazwischen liegenden Bewertungswiderstände stehen mit dem Summierverstärker 27 in Verbindung. Der kultiplexschalter 30 verbindet während der ersten Hälfte jedes Bautintervalles den üummierverstärker 26 mit dem Glättungsfilter 24

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und wählend der zweiten Hälfte des Bautintervalles den Sunr:ii erver stärker 27 mit dem Glättungsfilter 24.

in Fig· 2a und Fig. 3 ist das Glättungsfilter 24 ein einfaches Tiefpaßfilter mit einer Ansprechcharakteristik gemäß Fig. 4. Die Amplituden-Frequenzcharakteristik des Filters ist flach. Die Phasen-Frequenzcharakteristik des Filters ist über den Frequenzbereich von Null bis ca. W Hertz linear, wobei V/ die Übertragungsbandbreite des Systemes ist. Die Dämpfung des Glättungsfilters beträgt für Frequenzen über 2W ca. 3Odb.

Im Kormalfall kann der Modulator 13 nach Fig. 1 irgendein linearer oder Produktmodulator sein, etwa ein Doppelseitenband-, Restseitenband- oder ein Einseitenband-AM- oder Phasenumkehrmodulator sein· Die Seitenbänder können durch Filter oder Phasenauslöschung getrennt werden.

Der Quadraturbasisbandsignalformer 12 kann dem Signalformer 11 gleich ausgeführt sein. Vie der Signalformer besitzt auch der Quadraturbasisbandsignalformer einen Transistorschalter und einen Bewertungswiderstand pro Stufe des Schieberegisters, wenn die Bautgeschwindigkeit etwa das Dreifache der Übertragungsbandbreite des Systems gemäß Fig. 2a überschreitet. Bei geringerer ) Bautgeschwindigkeit besitzt der Quadraturbasisbandsignalformer mehr als einen Schalter und Bewertungswiderstand pro Schieberegisterstufe gemäß Fig. 3. Die Anzahl η der Schalter und Bewertungswiderstände pro Stufe wird so gewählt, daß nR die dreifache Bandbreite des Systems überschreitet, wobei R die Bautgeschwindigkeit ist. Der Signalformer nach Fig. 3 eignet sich für: 3 V/ ^ _R * _{3 w} Bei gemieteten Tonfrequenz-Telefonkanälen beispielsweise eignet sich die Anordnung nach Fig. 3 für Bautgeschwindigkeiten zwischen 36Oü und 72üü Baut pro Sekunde.

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v/ie noch erläutert wird, muß der Quadraturbasisbandsignalformer 12 das gleiche Signal wie der Signalformer 11 erzeugen, wobei jedoch jede Frequenzkomponente um yo° verschoben ist. Die zur Ausführung dieser Fumction erforderlichen Bewertungswiderstände v/erden wie folgt gewählt: Wach dem gewünschten Impuls-(oder Puls- oder Einzeldigit-)verhalten des Signalformers 11 v/erden die frequenzdominierenden Eigenschaften dieses Verhaltens ermittelt. Dies kann durch Fouriertransformation erfolgen. Danach ist die Phase jeder Frequenzkomponente um ^cju zu verschieben und die inverse Transformation auszuführen, damit man das entsprechende Ir.ipulsverhalten erzielt. Die Bewertungswiderstände sind so zu wählen, dau der Strom in diesen Widerständen der Amplitude der Samples dieses letzteren Impulsverhaltens proportional ist. Es werden deshalb sowohl im Signalformer 11 als auch im Quadraturbasisbandsignalformer 12 die Ströme der Bewertungswiderstände proportional den Amplitudensamples des gewünschten ImpulsVerhaltens eingestellt. Im Falle des Quadraturbasisbandsignalf orders 1^ \v^rird das gewünschte impuls verhalten jedoch dadurch errechnet, indem man sämtliche Sasisbandfrequenzico^ponenteii des Signalformeriupulsverhaltens um So° verschiebt.

i-'ig. 5 zeigt einen nagh der I.ethoce der Phaseiiausloscliung bei der Seitenbandtrennung arbeitenden Modulator 13. Das Basisbaiidsignal des Signalfonr.ers 11 gelangt zum syrjuetrierten Lodulator 31 und wird mit einem 'Träger der Frequenz A_c cos CA)_ct der Frequenzteilerkette 15 moduliert. Die Trägerfrequenz wird nach der jeweiligen Anwendung des Systems gewählt. Für gemietete tonfrequente Telefonkanäle beträgt die Frequenz etwa 26üü bis 3üüO Kertz.

Das Signal des Quadraturbasisbandsignalformers 12 gelangt zum symmetrierten Modulator 32. Der Modulator 32 moduliert das Signal

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BAD

mit der Trägerfrequenz, die durch den Phasenschieber 33 um S'ü° verschoben ist. Der Ausgang des syirime trier ten Modulators 32 wird in der Verstärkung durch den Stufenausgleicher 35 eingestellt und dem Ausgang des symmetrierten Kodulators 31 im Summierverstärker 36 hinzugefügt, damit man das gewünschte Signal mit Einseitenbandmodulation erhält. Der Stufenausgleicher 35 stellt die Verstärkung so ein, daß die Signalstufen der beiden symmetrierten iiodulatoren 31 und 3^ gleich sind, so daß das unerwünschte obere Seitenband im Sui.tmierverstärker 36 eliminiert wird. Die Trägerfrequenz der Frequenzteilerkette wird diesem Signal über den Abschwächer 34 ebenfalls hinzugefügt und dienen im E;.ipfanger zum Ziehen von .Phasenjitter und Frequenzumsetzung, zugeführt durch den Übertragungsicanal 1ö. Der Abschwächer reduziert die Größe des Tragersignales auf eine Mit den modulierten Signalen vereinbare Stufe. Der Stufenausgleiclier 3d ucann zur Erzielung des gleichen Ergebnisses vor dem llodulator "Sd angeordnet werden.

Der Ausgang des Summierverstäricers 36 gelangt zu einem Tiefpaßfilter 37· Das Tiefpaßfilter 37 besitzt in einem Frequenzbereich von etwa liuli Kertz bis zur Trägerfrequenz eine flache Amplitudencharakteristik und eine lineare PhasencharakteristiJc. Zum weiteren Abschwächen evtl. oberer Frequenzkomponenten des Seitenbandes, die durch die Phasenauslöschung nicht vollständig beseitigt wurden, erfolgt eine schnelle Beschneidung durch das Filter 37.

Das System nach Fig. 5 führt die folgende, grundlegende mathematische Operation bei jeder Frequenzkomponente des Basisbandsignales aus:

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"Ausgang" = (A_ccos t?_ct)(A_mcos ^t) + (A_csin u_Qt) A₀A₁₁₁COs ß«*_c-*_m) t],

wobei A die Amplitude und o3 die Kreisfrequenz der m-ten Frequenzkomponente des Basisbandsignales ist, t ist die Zeit und "Ausgang" ist die Ausgangsfrequenzkomponente nach Fig. 5> für die m-te Eingangsbasisbandfrequenzkomponente. Außerdem enthält der Ausgang nach Fig. 5 den Träger Ka cosut, wobei IC eine ausgewählte Konstante ist, bestimmt durch den Abschwächer 34, A die Amplitude und ti die Kreisfrequenz des Eingangsträgers,

Die Gleichung zeigt, dan bei exakter Anwendung dieses Verfahrens lediglich das einzige Seitenband ohne Verzerrungen erhalten wird. Diese äuf3erst wichtige Arbeitsweise läßt sich mit vorhandenen Filtern nicht mit ausreichender Genauigkeit durchführen.

Diese besondere Anordnung zur Seitenbandabtrennung macht von den wesentlichen Vorteilen des Phasenlöschungsverfahrens Gebrauch und erfordert nicht stark restaktive Formen der übertragenen Signale.

In Fig. 1 liefert der stabile Oszillator 14 ein Basisfrequenzsignal von ca. 15 bis 20 Megahertz zur Frequenzteilerkette 15. Die Ausgangssignale der Frequenzteilerkette 15 dienen zur Gewinnung von Trägerfrequenz, Bittiming- und Sampletimingsignalen. Schaltungen zur Ausführung dieser Funktion sind bekannt. Die Ton- und Timingsignale, die in Sender und Empfänger am Ende der iibertragungsleitung benötigt werden, lassen sich von dem gleichen stabilen Oszillator und der gleichen Teilerkette ableiten. Wesentlich ist es, die Oszillatorfrequenz und die Trägerfrequenz so zu wählen, daß sich letztere und die erforderlichen Timingsignale von dem stabilen Oszillator ohne unnötig komplizierte Frequenzteilerketten oder andere aufwendige Einrichtungen, wie etwa Modulatoren, ableiten lassen.

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Der Leitungstreiber (Steuersender) 17 dient zur Anpassung der Impedanz des Übertragungskanales 1o an den Ausgang des Senders am Ausgang des Summiervers tärJcers 16 gelegen. Die hierzu erforderlichen Geräts sind ebenfalls begannt.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild des Empfängers 4ü. Das Signal aus dem Übertragungskanal 1 ti passiert zunächst einen Leitungsabschluß 41, der die Impedanz der übertragungsleitung an die Bmpfängerimpedanz anpaßt. Darauf geht das Signal durch ein Bandpaßfilter 42. Es handelt sich um ein normales Analogfilter. Dieses Filter besitzt über die Bandbreite des Übertragungskanales eine annähernd lineare Phasen-Frequenzcharakteristik und eine flache Amplituden-Frequenzcharakteristik. Das Filter dämpft außerdem Rauschfrequenzkomponenten außerhalb des Durchlaßbandes des !anales. Anschließend passiert das Signal den Demodulator 44 und die Trägerrestitutionsschaltung 43· Der Demodulator 44 kann ein linearer, symmetrierter Modulator sein. Da die Trägerfrequenz ausgesendet wurde zieht eine Phasenverriegelungsschleife in der Trägerrestitutionsschaltung 43 diese Trägerfrequenz so, daß sie zur Steuerung des Demodulators 44 dienen kann. Häufig führen übertragungskanäle zu unerwünschtem Phasenjitter und Frequenzumsetzung. Wenn die Phasenverriegelungs— schleife den Träger genau zieht, so stimmt der wiederhergestellte Träger in Phasenjitter und Frequenzumsetzung mit dem Hauptsignal überein· Phasenjitter und Frequenzumsetzung verschwinden deshalb aus dem demodulierten Signal, wenn dieser wiederhergestellte Träger zur Steuerung des Demodulators dient.

Wie Fig· 7 zeigt sind die beiden Hauptschaltungsblöcke der Trägerwiederhersteilung 43 die Phasenverriegelungsschleife 63 und die Korrektureinrichtung 64 für die Phasenversetzung.

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Die Phasenverricgelungsschleire 63 dient dazu den aufgenommenen Träger (oder den Bezugston) in Gegenwart von Rauschen, Phasenjitter und Frequenzumsetzung zu führen.

i''ig<> ü zeigt ein Blockschaltbild der Phasenverriegelungsschleife 63. Bin normaler symmetrierter Lodulator 65 vervielfacht das Eingangssignal vom Bandpaßfilter 42 mit deia Ausgangssignal D. Das vervielfachte Aus gangs signal des symme trier ten Hodulators passiert ein Filter 66. Das Filterausgangssignal steuert die Frequenz des Ausgangssignales D des spannungsabhängig gesteuerten Oszillators 67· Die Auslegung des Filters 66 bestimmt die Charakteristik der Phasenverriegelungsschleife. Die Charakteristik der Phasenverriegelungsschleife sollte für den jeweiligen Anwendungsfall so ausgelegt werden, daio sich der beste Kompromiß zwischen der Fähigkeit zum "Phasenjitter"-Ziehen und Rauschimunität ergibt. Die Bandbreite der Phasenverriegelungsschleife ist ebenfalls genügend schmal zu halten, damit Interferenzen aus dem Datensignal klein bleiben. Eine Korrektureinrichtung zur Phasenversetzung dient dazu Daten mit hoher Geschwindigkeit über Telefonkanäle mit Einseitenbandmodulation zu übertragen. Dies vird in folgenden erläutert.

Zur Erzielung einer hohen Datengescuwindigkeit, d.h. also in der I.ähe der livcuistgeschv/indigkeit, wird praktisch die gesamte Bandbreite für das Datensignal benötigt. Der Träger (oder der Bezugston) muß deshalb ar.i Rand des Kanaldurchlaßbandes gesendet werden, um unzulässige Interferenzen zwischen dem Datensignal und dem Träger zu vermeiden. Am Rand des Bandes ist die Laufzeitverzerrung oft erheblich, so daß der Träger gegenüber der Lasse der Datensignale verzögert ist. Diese Laufzeitdifferenz variiert von Kanal zu Kanal beträchtlich (in einem gegebenen Kanal nur wenig). Die Form des Systemimpulsverhaltens hängt

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stark von der zur Demodulation verwendeten Trägerphase ab. Damit man die beim erfindungsgemäßen Syst ein erforderliche Form des Impulsverhaltens erzielt, muß man deshalb die Trägerphasenversetzung korrigieren. Die Korrektur der Impulsform kann man zwar mit dem Entzerrer erreichen, doch vermeidet man bei automatischer Korrektur der Trägerphasenversetzung einen unnötig komplizierten Entzerrer und verbessert die Modem-Ausführung insgesamt.

Fig. 3 zeigt ein Verfahren zur Korrektur der Trägerphasenver- ^ Setzung. Wie sich in Verbindung mit Fig. 6 ergibt gelangt das Signal C aus dem Bandpaßfilter 42 nach Fig. 6 sowohl in den Hauptdemodulator 44 und in einen Hilfsdemodulator S>2. Der Träger der Phasenverriegelungsschleife 63 nach Fig_e 7 kommt zu einem Phasenuodulator bO oder einer anderen Einrichtung, die die Trägerphase vorwärts oder rückwärts verscniebt. Diese Einrichtung verschiebt die Phase in der !dichtung, die durch aie Polarität einer Spannung der Differenzschaltung So angegeben wird. Das Trägersingal des Pnasenmodulators SO steuert direkt den Hau.ptaeniodulator 44 und gelangt außerdem zur Phasenverzögerungseinrichtung S1. Die Phasenverzögerungseinrichtung S^l1 verzögert die Trägerphase, bevor sie zum Demodulator 92 gelangt, um einen kleinen, festen Betrag. Dadurch wird der Hilfsdemodulator s2 \ vom gleichen Träger gesteuert wie der Hauptdemodulator, lediglich rait dem Unterschied, dais die Trägerphase für den Hilfsdemodulator 92 gegenüber der Trägerphase für den Hauptdemodulator geringfügig verzögert ist. Die Ausgänge der Demodulatoren 44 und S2 passieren die Tiefpaßfilter 45 und 95» deren Charakteristik die Trennung der Seitenbänder praktisch ohne Verzerrung des erwünschten unteren Seitenbandes ermöglicht. Die beiden Filter besitzen eine identische Charakteristik. Der Nulldurchgang der unteren Seitenbandausgänge der Teifpaßfilter 45 und 95

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gelangen zu den Impulskonvertern 93 und 96, die jeden Nulldurchgang des Signales in einen Impuls- bzw. einen sehr schmalen Puls umwandeln. Die beiden resultierenden Impulszüge werden den Schmalbandfiltern y4 und 97 zugeführt. Jedes dieser beiden Filter besitzt eine sehr schmale Bandbreite in der hitte der Bautgeschwindigkeit oder der doppelten Bautgeschwindigkeit.

Da die Phase des Trägers, der einen bestimmten Demodulator steuert, sich der korrekten Phase nähert tendiert der Zeitabstand der resultierenden, demodulierten Einseitenband-Nulldurchgänge des Signales und der resultierenden Impulse nach immer geringerer Abweichung vom integralen Vielfachen der Bautdauer. Der Signalausgang des zugeordneten Schmalbandfilters muß deshalb umso größer sein, je enger die Trägerphase zu korrigieren ist.

Die Differenzschaltung 98 nimmt die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgängen der beiden Schmalbandfilter 94 und 97 auf. Die Spannungsdifferenz steuert den Phasenmodulator 90. Der Phasenmodulator 90 beschleunigt die Trägerphase, wenn der Ausgang des Schmalbandfilters 94 größer ist als der Ausgang des Schmalbandfilters 97· Im anderen Fall verzögert der Phasenmodulator 90 die Phase. Die Phase des Trägereingangs zum Hauptdemodulator 44 wird dadurch annähernd bis auf den korrekten Wert gesteuert.

Die Arbeitsweise des Systems bei 3iasenjitter und Frequenzumsetzung läßt sich wie folgt beschreiben:

Die n-te gesendete Frequenzkomponente sei A cos Ot, wobei tO = \ύ - to (siehe oben die letzte Gleichung) und wobei Avi und A θ die KreisJtequenz bzw. der Phasenfehler durch den Kanal sind. Zur Diskussion seien zunächst die Kanalverzerrung und Dämpfungseinflüsse vernachlässigt. Die n-te empfangene Frequenzkomponente wird dadurch: A_n COs[Xo_n + Δ«ο ) t+Δο],

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Die gesendeten und empfangenen Träger sind la cos^ t und JLA cosj_(t»3 +A««i)t4-Aej . Nach der Demodulation wird die n-te Frequenzkoiaponente: KA A_ncos [_(«_c +Aw) t +Δθ) cos[(o +Δνο) t +A^J. Das entsprechende untere Seitenband wird dann:

IA A ±± cos

"^_n sollte gleich der entsprechenden ursprunglichen Basisbandfrequenz cj sein. Die Fehler Awund {|b fallen bei der Demodulation heraus.

Fig. 1G zeigt die Spextren der FrequenzverSchiebung, die bei einem typischen System unter Verwendung dieses allgemeinen Ansatzes auftreten. Der Modulator 13 im Sender verschiebt das Basisbandspektrum (Fig. 1Oa) nach oben und das untere Seitenband wird abgetrennt, wodurch man das in Fig. 1üb gezeigte gesendete Spektrum erhält. Der Träger £ wird ebenfalls übertragen. Der Übertragungskanal verschiebt das Spektrum etwas und erzeugt das in Fig. 10c gezeigte EmpfangsSpektrum· Der Demodulatorausgang 44 besitzt gemäß Fig. 1Od zwei Seitenbänder. Das Tiefpaßfilter 45 beseitigt das obere Seitenband fast vollständig. Bis auf die Verzerrung ist das resultierende, demodulierte, untere Seitenbandspektrum das gleiche wie das ursprüngliche Basisbandspektrum. Die Charakteristik des Tiefpaßfilters 45 gemäß Fig. lüe sollte über die Bandbreite des Basisbandsignals (von der Frequenz Null bis zu der Frequenz f_A) einen praktisch flachen Amplituden-Frequenzverlauf und lineare Durchlaßfrequenzeigenschaften aufweisen. Das Filter ,sollte für alle Frequenzen über zwei £ - £ eine Dämpfung von 30db oder mehr besitzen .Jl/ie Fig. 11 in Verbindung mit Fig. 6 zeigt,gelangt das Signal aus dem Tiefpaßfilter 45 in einen Transversalentzerrer 47·

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yj

Der Transversalentzerrer 47 umfai3t eine angezapfte Verzögerungs leitung 5u mit um die Eautdauer versetzten Anzapfungen. An die Anzapfungen der Verzögerungsleitung 5u können η Anzapfungsvers täricer 51 , als g₁ bis g bezeichnet angescnlossen werden, die sich aber einen weiten Bereich positiver und negativer (oder inverser) Werte einstellen lassen» Die Ausgänge der Verstärker 51 v/erden auf einen Suiruaierverstärxer 53 gegeben. Der Ausgang des buixiuierverstärkers führt zum Summierverstärker 4ö. Im Prinzip führt der Transversalentzerrer die durch folgende Gleichung angegebene Operation aus:

Y(t) = . . . +g _iX(t+T)+g x(t)+g-x(t-T) +g₂i(t-2T)+g° (t-3T)+. . .

wobei x(t) das Eingangssignal für den Transversalentzerrer bedeutet, T die Zeitverzögerung pro Stufe der Verzögerungsleitung und g sind die Verstärkungsfaktoren, die sich über einen weiten Bereich positiver und negativer Werte einstellen lassen. Als üignalamplitudensample bei der Bautgeschwindigkeit lautet diese Gleichung:

wie beispielsweise in Fig. 11 für das Sample y dargestellt.

Der Transversalentzerrer 47 läßt sich manuell einstellen, indem man das Entzerrerausgangssignal dem vertikalen Eingang und das Digit-Timingsignal der Digit-Timingwiederhersteilung 46 dem horizontalen Eingang eines Oszillographen zuführt, so daiS ein "Augen"-Luster entsteht. Jeder Verstärkungs- (oder Abschwächungs-)faktor g des Verstärkers 51 wird auf ein Kaximum der Öffnung des "Auges" eingestellt. Gleichzeitig muß die Vers tärkuiigs eins teilung variiert werden und die größte ü±fnung des "Auges" bei jeder Einstellung erreicht werden. Da die Einstellungen nicht voneinander unabhängig sind muü man

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sämtliche Verstärkungen mehrmals hintereinander einstellen. Der Ausgang des SummierVerstärkers y(t)¹ gelangt zum Sampler 7u. Jeder Eingang fur die Entscheidungseinrichtung 71 nach Fig. 6 ist ein Impuls des Samplers 7u. Die Entscheidungseinrichtung 71 nimmt jede digitale Entscheidung auf der Basis der Amplitude des Signalsamples, das in die Entscheidungseinrichtung eintritt, vor₀ Bei binärer Signalgabe erfolgt die Entscheidung abhängig davon, ob die Signalsampleamplitude positiv oder negativ ist. Die binäre Entscheidungseinrichtung ψ kann eine an sich bekannte Schaltung sein, die erfai3t ob ein Signal positiv oder negativ ist. Bei einer Kehrstufen-Signalgabe basiert jede digitale Entscheidung auf dem Vergleich der Signalsampleamplitude mit bestimmten Schwellenhöhen oder -stufen. In diesem bestimmten Fall ist die Entscheidungseinrichtung praktisch ein einfacher Analog-Digital-Wandler. Der Ausgang der Entscheidungseinrichtung ist der Ausgang des Systems. Der Systemausgang wird außerdem zu einer Entscheidungsrückkopplungseinrichtung 72 zurückgekoppelt. Der Ausgang der Entscheidungsrückkopplungseinrichtung 72 gelangt dann zum Summierverstärker 4b.

k Fig. 12 zeigt eine grundsätzliche Version der Entscheidungsruckicopplungsschaltung 72. Die Entscheidungsrückicopplungsschaltung 72 umfaßt ein Schieberegister 73 mit η Zellen mit η einstellbaren Verstärkern 74, bezeichnet als 4,« bis C , an je eine Zelle angeschlossen. Die Ausgänge der Verstärker 74 sind mit dem Summierver stärker 75 verbunden, dessen Ausgang das Kucicicopplungssignal zum Summierverstärker 4b ist. Die digitalen Entscheidungen der Entscheidungseinrichtung 71 gehen durch das Schieberegister 73. Bei dieser Version sind die Entscheidungsrückkopplungseins tellungen-C proportional den Samplen des Systemimpuls verhalt ens, wie er sich am Ausgang des Transversalentzerrers 47 ohne Entscheidungsrückkopplung zeigt.

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- ar -

Die Entscheidungsrückkopplung erzeugt bei jeder Digitentscheidung ein Rückkopplungssignal der Amplitude ^,d.-j+f-d.p+^d.+ .... Das Entscheidungsrückkopplungssignal gleicht der Zwischenzeicheninterferenz, die durch die gesendeten Digits vor dem Digit d· bewirkt wurde, das gegenwärtig bewertet wird und den Summierverstärker 48 passiert. Der Summierverstärker 4Ö subtrahiert das Entscheidungsrückkopplungssignal vom Signalsample y- und dem Ausgang des Transversalentzerrers 47» um die durch die vorhergehenden Entscheidungen bewirkte Zwischenzeicheninterferenz zu beseitigen, vorausgesetzt daß bei den vorhergehenden Entscheidungen keine Fehler aufgetreten sind. Die erforderliche Stufenanzahl im Schieberegister 73 hängt von der Anzahl der kennzeichnenden Impulsverhaitensamples* ab, auf das Sample I folgend, das wiederum von der Bautgeschwindigkeit, der Kanalbreite und der Verzerrung abhängt. Bei hoher Leistung sind ausreichend Schieberegisterstufen erforderlich, um sicherzustellen, daß sämtliche it , die auf C folgen im Entscheidungsrückkopplungssignal enthalten sind. Das bedeutet, daß bei hoher Leistung die beiden folgenden Bedingungen erfüllt sein müssen:
1· Wenn eine große Anzahl auf ·€ folgender "Anhängsel"£ nicht

in der Entscheidungsrückkopplungskorrektur enthalten sind, λο #2

dann sollte S't».· kleiner sein als etwa 0.Q01 "* , wobei JJ' die Summation über diese kleinen ν bezeichnet und 2. wenn einige dieser Anhängsel \ , die in der Entscheidungsrückkopplungsprädominante nicht enthalten sind, sollte S" \4>i I kleiner sein als etwa 0.01 l> . wobei H" die Summation über die vorherrschenden Anhängsel * bedeutet, die nicht in dem Ausdruck für die Korrektursignalamplitude der Entscheidungsrückkopplung enthalten sind. Die Entscheidungsrückkopplung kann außerdem manuell auf die gleiche Weise wie bereits für den Transversalentzerrer beschrieben eingestellt werden, mit dem Unterschied, dais anstelle der g die Entscheidungsrückkopplungsfaktoren X eingestellt werden.

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Die Summierverstärker 40, 53 und 75 rach Pig. 6, 11 und 12 können zu einem einzigen Summierverstärker vereinigt werden»

Eine Digit-Timingwiederherstellungsschaltung 46 erhält das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 45 und bildet daraus die Timingimpulse wieder. Die wiederhergestellten Impulse dienen zur Taktsteuerung des Samplers 7ü.

Innerhalb der Digit-Timingwiederherstellungsschaltung 46 gemäß Fig. 13 befindet sich ein Nulldurchgangsdetektor S>3 der bei

ψ jedem Nulldurchgang des Signals vom Filter 45 einen sehr schmalen Impuls erzeugt. Die Phasenfehlerkorrektureinrichtung öl vergleicht das Timing jedes Impulses aus dem Nulldurchgangsdetektor 93 mit dem Timing des nächsten Impulses aus der Frequenzteilericette 84. Die Fehlerkorrektureinrichtung bewirkt, dau die Schaltung 83 für das Hinzufügen oder Hinwegnehmen von Impulsen die Phase (oder das Timing) des Digit-Timingimpulszuges um einen kleinen Schritt in der Richtung verstellt, die dieses Timing in bessere Übereinstimmung mit dem Timing des letzten Nulldurchganges des empfangenen Basisbandsignales bringt. Das Digit—Timing wird nur um einen sehr kleinen Betrag jedes Nulldurchganges des Basisbandsignales verstellt, also nicht dem gesamten, durch den Nulldurchgang angezeigten Fehler. Dies

bewirkt eine annähernde Mittelwertbildung der Timingeinsteilung über eine große Anzahl von Nulldurchgangen, wodurch "Zeitjitter"-Einflüsse durch Rauschen, Signalverzerrung (oder Zwischenzeicheninterferenz} und Phasenjitter im Kanal praktisch vollständig beseitigt werden. Die Größe der schrittweisen Timingeinstellung wird bestimmt durch die Impulswiederholungsrat des Impulszuges, der in die Schaltung 83 eintritt. Diese schrittweise Größeneinstellung soll so erfolgen, daß man den besten Kompromiß zwischen einem Minimum von "Zeitjitter"-Einflüssen und der Geschwindigkeit zur Erzielung der anfänglichen Timingeinstellung erhält.

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Ein guter Kompromiß für die meisten Anwendungen bestellt darin, die iiclirittgröue dieser Timing eins teilung etwa gleich der C,uu2-fachen Bautcauer zu wählen. In der Anordnung nach Fig. ist dann die maximale Zeit zur Erzielung des anfänglichen Timing etwa gleich der Dauer von 250 bis 3üu Bautintervallen, da der maximale, anfängliche Timingfehler gleich ί 1/2 Baut ist, wird das Timing bei jedem Bautintervall nur durch O_füu2 der Bautdauer verstellt, wobei in der Regel nur ein sehr kleiner Prozentsatz der schrittweisen Einstellungen infolge von IJbertragungsstörungen in der falschen Richtung erfolgt. Bei diesen Zahlen soll die Frequenzteilerkette Ö4 die Frequenz durch N etwa gleich 5uu dividieren und die stabile Taktfrequenz des Quarzoszillators 1ΰΰ sollte gleich der N-fachen Bautgeschwindigkeit sein.

Far die Vorstellung des Zusammenwirkens von Transversalentzerrer 47 und den Schaltungsrückkopplungen 72 ist folgendes wichtig: Zum Zeitpunkt der Digitentscheidung sind mehrere Samples des Empfangssignals an den anzapfungen der Verzögerungsleitung 50 im Transversalentzerrer 47 verfügbar, so daß der Empfänger bei jeder Digitentscheidung mehrere Signalsamples (aus der Dauer mehrerer Digits) verwenden kann. Die fcintscheidungsrück-Kopplung 72 entschädigt praktisch sämtliche Samples für alle durch vorhergehende, ausgewertete Digits verursachten Zwischenzeicheninterferenzen. Dann gibt der übrige Transversalentzerrer den Korrigierten signalsamples die optimale, lineare Operation. Die läßt sich wie folgt mathematisch darstellen. Die Samples der Empfangssignale am Eingang des Transversalentzerrers 47 sind:

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+ h_₂a_i+2+h_₁d_i+1+h_od_i +Vi-i + h.a.

d. X ■

USV/. ,

wobei h die Samples des Systemimpulsverhaltens am Eingang des Transversaleritzerrers darstellen. Wenn der Empfänger das Digit d. auswertet hat er bereits die vorhergehenden Digits d. _Λ , d- _o, d. usw. ausgewertet. Deshalb wird das Entscheidungsrückkopplungssignal so eingestellt, daii aus den obigen Gleichungen sämtliche Ausdrucke, die diese vorhergehenden, ausgewerteten Digits enthalten, herausgenommen werden, d.h. also die Ausdrücke, die die Zwischenzeicheninterferenz darstellen. Die Signalsamples werden dann:

^h-2^d i

= · · '^+h-2^ä±+2^+h-l^a±₊l^+hO^ä±

Die Verstärkungsfaktoren g des Transversalentzerrers vermitteln zusammen mit dem Summierverstärker 53 den Signalsamples folgende lineare Arbeitsweise zur Erzielung des Signales x'j» aus dem die Digitentscheidung gebildet wird:

ic

Bei freier Einstellung g ist dies eine freie lineare Operation an den empfangenen Signalsamples, aus denen die Entscheidungsrückkopplung die meisten Zwischenzeicheninterferenzen beseitigt hat. Deshalb wird durch die Wahl der optimalen Vers tar icungseinsteilung g die optimale, lineare Operation an diesen Signalsamples erreicht. Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 wurde

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5101076

das Signal am Eingang des Transversalentzerrers noch nicht abgefragt. Die Operation kann jedoch mit Ausdrücken von Samples dieses Signales analysiert werden, wobei das Sampling mit der Baudrate erfolgt. Die Anordnung unterscheidet sich von bereits erwähnten Entscheidungsrückkopplungsempfängern, bei denen. der Empfänger seine Entscheidung auf dem ersten kennzeichnenden Sample des Systemimpulsverhaltens aufbaute und die nachfolgenden Samples auslöschte, so daß das frühere Verhalten bzw. Ansprechen die nachfolgenden Entscheidungen nicht stören konnte. Bei hoher Datenrate oder starker Verzerrung verbrauchten jedoch die vorhergehenden Entscheidungsrückkopplungseinriehtungen den größten Teil der Signalleistung und verursachten eine Tendenz zu langen Bursts von Digitfehlern.

Gemäß Fig. 14 entspricht die gezeigte Wellenform einem Systemimpulsverhalten ohne Signalformung oder -entzerrung. Bei jeder Bauddauer tritt ein Sample auf, wobei die Amplitude bei jedem Sample mit £ bezeichnet ist. Die Entscheidungsrückkopplungseinrichtung kann innerhalb relativ weiter Grenzen das Anhängsel bzw. den Schlußteil des Systemverhaitens auf ein einzelnes Digit korrigieren, um eine gegenseitige Beeinflussung mit nachfolgenden Entscheidungen zu vermeiden, da ein einzelnes Digit d während seiner Abwärtsbewegung im Schieberegister ein Rückkopplungssignal cL (C.J+ {„+(„+ . . .) erzeugt, das den Schluß teil des Einzeldigit-(oder Impuls-)Verhaltens darstellt. Dieses Signal kann zur Auslöschung des Schlußteiles des Systemverhaltens dienen. Der Signalformer und der Transversalentzerrer können deshalb auf die Optimierung des führenden Teiles des SystemimpulsVerhaltens konzentriert werden.

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In Fig, 15 ist der vordere"Teil des Systemimpulsvernaltens reduziert, indem der Signalformer und der Transversalentzerrer so eingestellt wurden, daß sich eine Reduktion der Samples C_-1 F t_₂» ^«3 usw. ergibt, während t>_Q groß bleibt. Die Entscheidungsrückkopplung 72 entfernt dann die Einflüsse der "Anhängsel- oder Schlußübergänge¹¹ ^₁, *₂, ^₃ , C₄ usw. Dies ermöglicht eine Signalgabe unter erschwerten Bedingungen oder bei einem größeren Verhältnis von Zeichenrate zu Bandbreite, als dies ohne Entscheidungsrückkopplung möglich wäre. Ohne die Entscheidungsrückkopplung werden lineare Einrichtungen, wie etwa der Transversalentzerrer und der Signalformer, zum Korrigieren des gesamten Impulsverlaufs des Systems benötigt. Bei starken Verzerrungen und sehr hoher Datenrate läßt sich dies rtiit linearen Einrichtungen bei gegebener Bandbreite nicht erreichen. Die Einstellungen sowohl des Signalformers als auch des Transversalentzerrers werden auf solche Werte gebracht, die besonders für das Zusammenwirken mit der Entscheidungsrückkopplung ausgewählt wurden·

Bisher richtete sich die Beschreibung auf ein. System zur Verarbeitungjbinärer Digits. In verschiedenen Anwendungen erfolgt jedoch eine Mehrstufenübertragung. Eine (nicht binäre) Mehrstufenübertragung erlaubt die Übertragung von mehr Information mit weniger Digits. Das im vorstehenden beschriebene System eignet sich mit Ausnahme von Signalformer, Entscheidungsrückkopplungseinrichtung und Entscheidungseinrichtung auch für den hehrstufenbetrieb.

Eine Binär-Mehrstufen-Kodierung läßt sich erreichen, indem man den binären Bits eine bestimmte Polarität und Amplitude zuordnet. Im folgenden ist die Kodeumformung von einem binären auf vier- und acht-Stufenkode dargestellt!

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Binär 4-Stufen

-3

Binär ö-Stufen

-7

— — + —b

— + - -3

— + + —1

+ 1

■+ + - 5

Die Amplitudenstufen -7 bis 7 der ö-Stufenumformung und -3 bis der 4-Stufenumformung sind nur relativ und proportional den zur Darstellung dieser Digits bzw. Ziffern verwendeten Signalspannungss tufen.

Fig. 16 zeigt das Blockschaltbild eines Signalformers für eine quarternäre (4-Stufen-) Übertragung. Bei diesem Signalformer wird kein getrennter binärer/quaternärer kodeumformer benötigt. Die binären Daten gelangen in den Signalformer als fortlaufender Strom mit fester Geschwindigkeit. Die Bits dieses Stromes werden zu Paaren gruppiert, bei denen b. das kennzeichnendste Bit des i-tn Paares und b¹ · das am wenigsten kennzeichnende Bit des i-tn Paares ist. Die beiden Bits des i-tn Paares werden durch das i-te quaternare Digit d. dargestellt.

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It

Der Wechselschalter 1üU leitet das kennzeichnendste Bit jedes Paares zum Schieberegister 101 und das am wenigsten kennzeichnende Bit jedes Paares zum Schieberegister 1ü2„

Die vorhergehenden Bits gehen das Schieberegister hinab, wobei jedes Paar zu einer Logikschaltung 1u3, 1o4 und 105 gelangt. Jedes Paar Bits steuert die zugeordnete Logikschaltung, die das Bitpaar in das zugeordnete quaternäre Digit umformt. Dies wird erreicnt durch Verbindung des Ausgangs der Loganschaltung mit der richtigen Bezugsspannung +3V₁ +V, -V oder -3V (vgl. die obige Binar/Quaternär-Umwandlungstafel). Ein einstellbarer Verstärker 1O6, 107 und 1uü multipliziert darm die quaternären Digitwerte d.__. mit einem Verstärkungsfaktor a·. Die Ausgänge des einstellbaren Verstärkers werden dann

im Summierer 1o9 summiert, so daio man das Signal am Ausgang des Glättungsfilters 11u erhält. Das i-te Sample dieses Signales

η
j=o

wobei a die ausgewählten Verstärkungsfaktoren sind, die die gewünschte Signalformung bei einer bestimmten Anwendung ergeben, und d die quaternären Digits. Die Angaben a kann man sich als Samples des Signalformerimpulsverlaufs vorstellen, wobei die Samplerate gleich der quaternären Digiträte ist. Man kann die Angaben a so wählen, daL· man den im jeweiligen Anwendungsfall gewünschten Impulsverlauf erhält.

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Der Ausgang der Summi er verbindung passiert dann das Glättungsfilter 11ü. Das Glättungsfilter 11ü stimmt mit dem Filter 24 in Fig. 2a überein. Der Ausgang des Signalformers gelangt dann zum !-Modulator 1 3 nach Fig. 1 .

Die erforderliche Anzahl Stufen in jedem Schieberegister hängt ab von der gewünschten Genauigkeit der Signalformung, die wiederum vom Anwendungsfall abhängt. Das Ausführungsbeispiel bezieht sich auf eine Stufenzahl von etwa 10 bis 16 in jedem Schieberegister.

Die Mehrstufen-Entscheidungseinrichtung kann ganz einfach ein Analog-Digital-Wandler sein. Für die meisten Anwendungen wird lediglich eine Analog-Digital-Umformung von zwei, drei oder vier Bits benötigt. Bei einer für die übertragung benötigten Signalstufenzahl 2ⁿ, die meist üblich ist, repräsentiert jedes übermittelte Digit η binäre Digits. Die Entscheidungseinrichtung ist praktisch ein Analog-Digital-Umformer für η Bits.

Fig. 17 zeigt als Ausfühiungsbeispiel die Signalstufen bei quaternärer (4-Stufen-) Übertragung, wobei jedes übermittelte Digit zwei binäre Digits darstellt· Die gezeigten Stufengrößen sind nur relativ.

Das für jedes Digit übermittelte Signal besitzt einen der vier folgenden, möglichen Werte: ^1 , -3· Im Idealfall, beim Fehlen von Kauschen und Zwischenzeicheninterferenz, weist das Signal am Eingang der Entscheidungseinrichtung eine dieser vier relativen Amplituden auf. Die Entscheidungsschwellenhöhen liegen in der Mitte zwischen den diskreten Signalstufen gemäß Fig. 17 und der folgenden Tabelle.

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Binärer Kode	Quaternärer Kode	Signal im Verhältnis zur Schv/ellenhohe
_ _	-3	unter der unteren Höhe oder Stufe, -2
- +	-1	zwischen ü und unterer Stufe
+ -	1	zwischen ü und oberer Stufe, +2
+ +	. 3	über der oberen Stufe

Für die hehrstufen- Entscheidungseinrichtung kann ein normaler " Analog-Digital-Wandler verwendet v/erden. Fig. 1ö zeigt sie für eine besondere Einrichtung, die mit einer 4-Stufen-Binär-Kodierung kombiniert ist. Das Eingangssignal zur Entscheidungseinrichtung gelangt in einen Komparator 120. Anfangs befindet sich der Schalter 121 in der Position 1, so dais der Komparator die Eingangssignalspannung mit der Spannung ü vergleicht, um festzustellen, ob der Eingang positiv oder negativ ist. Ist das Eingangssignal positiv, so gibt der Komparator eine binäre "Eins¹¹ für das erste (und kennzeichnendste) Bit b- des Paares, das durch das 4-Stufendigit d· dargestellt ist. Im anderen Falle liefert der Komparator ein -1 (oder eine ü) für b..

Das Bit b^ bildet nicht nur den Ausgang sondern steuert auch den Schalter 122. Wenn b. gleich +1 ist, verbindet der Schalter 122 mit einer Relativspannung von 2V, während bei b. gleich -1, der Schalter 122 mit einer Relativspannung von -2V verbindet. Gemäß Fig. 17 sind +2V und -2V Schwellspannungsstufen bzw. -höhen. Inzwischen schaltet Schalter 121 in die Stellung 2 und verbindet den Schalter 122 mit dein comparator 12ü. Der Komparator 120 vergleicht darauf die Eingangssignalstufe mit der richtigen Schwellspannungsstufe, +2 oder -2, und ermittelt den Wert des am wenigsten kennzeichnenden Bits b^ des Bitpaares, das durch das 4-Stufen-Digit d. dargestellt ist.

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Die beiden binären Digits b. und b¹. erscheinen somit nacheinander aia Ausgang.

Fig. 1b. zeigt ein Blockschaltbild einer quaternären Entscheidungsrückkopplungseinrichtung, die im Mehrstufenbetrieb an die Stelle der Entscheidungsriickkopplungseinrichtung 72 gemäß Fig. 6 tritt. Die Einrichtung ähnelt ganz dem Signalformer mit nur einem Sample pro Digit. Wie oben erwähnt formt die Entscheidungseinrichtung jedes empfangene, quaternäre Digit d. in zwei binäre Digits b. und b¹- um, die nacheinander am Wecliselschalter 130 erscheinen. Der Wechselschalter 13ü gibt b. in das Schieberegister 131 und b¹· in das Schieberegister 132. Die vorher bewerteten Bits passieren diese Schieberegister, jedes Paar gelangt zu einer Logikschaltung 133, 134, 135 und 136.

Jede Logikschaltung formt ein Paar binärer Digits wieder zurück in das quaternäre Digit. Verstärker 137» 13ü, 13S und 14ü oder Vervielfacher multiplizieren jedes quaternäre Digit d. . um einen gegebenen Faktor ·( _Ί·, einem Sample des gesamten Übertragungsvernaltens des Systems bei einem einzelnen, quaternären Digit (in der Hegel der Impuls ve?? lauf )· Die Ausgänge der Verstärker werden in. Summierer 141 addiert und liefern das Entscheidungsrückkopplungssignal, das zum Summierer 4Ö gelangt. Während des Empfangs des i-ten Digitintervalls lautet dieses Entscheidungsruckkopplungssignal:

^fi =

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_ ΤΛΓ _

3a, 21Q1 076

Ein Vergleich dieser Gleichung mit Fig_o 1^ zeigt, wie die Anlage gemäß Fig. Iy diese Gleichung ausfuhrt und das gewünschte Entscheidungsrückicopplungssignal erzeugt. Dieses Signal wird von dem Transversalentzerrerausgang abgezogen und eliminiert die durch vorhergegangene, bewertete Digits verursachte Zwischenzeicheninterferenz.

Die weitere Erstreckung der oben beschriebenen Technik auf eine andere Anzahl von Signalstufen (oder Radikanten) erfolgt sinngemäß. Das gleiche gilt für die Erweiterung der Signalformung auf eine andere Anzahl von Samples (oder Verstärkungsfaktoren) pro Digit. Im Normalfall wird nicht mehr als ein Sample pro Digit in der EntscheidungsrucJcjcopplung benötigt.

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Claims

Patentansprüche

Anlage zur Datenkommunikation in Gegenwart von Zwischenzeicheninterferenzen, Rauschen und anderen Übertragungsstörungen, gekennzeichnet durch einen Sender (10) der ein digitales Datenbit in ein moduliertes, analoges Signal umfort und über einen Übertragungskanal abgibt, und durch einen Empfänger (40) mit einem Demodulator (44) für das modulierte, analoge Signal, mit einem Transversalentzerrer (47) der das demodulierte Signal aufnimmt vm.d ein einzelnes, koordiniertes Signal liefert, mit einem Summierer (4ö) zur Aufnahme des Ausgangssignals aus dem koordinierten Signal, mit einem Sampler (7u), der das Ausgangssignal vom Summierer mit Datengeschwindigkeit abfragt und dem Ausgangssignal proportionale, binäre Signale erzeugt, mit einer Entscheidungseinrichtung (71), die diese binären Signale aufnimmt, ihre Polarität und/oder Amplitude ermittelt und ein0 die Polarität und/oder die Amplitude anzeigendes, binäres Ausgangssignal liefert, und mit einer Entscheidungsrückkopplungseinrichtung (72), die das binäre Ausgangssignal der Entscheidungseinrichtung erhält und dadurch die Lieferung eines zweiten, koordinierten Signales bewirkt, das zur Beseitigung der Interferenzen auf den Eingang des Summierers gegeben und von dem ersten, einzelnen, koordinierten Signal subtrahiert wird.

2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender einen Signalformer (11) umfaßt zur Umformung eines digitalen Eingangssignales in ein erstes analoges Signal, einen Quadratursignalformer (12) zur Umformung des digitalen Eingangssignales in ein zweites, analoges Signal, das in der Phase gegenüber dem ersten analogen Signal verschoben ist,

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einen Modulator (13) zur Modulation des ersten und des zweiten analogen Signales und einen Summierer (16) zum Addieren der modulierten Signale.

3. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalformer ein binäres Mehrstufenschieberegister (2ü) umfaßt zxm. Empfang und zum Speichern der digitalen Datenbits, einen Polaritätsschalter (21) am Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters, einstellbare Abschwächer (22) an jedem Schalter zur Steuerung der Amplitude der Signale von den Stufen des Schieberegisters, einen Summierer (23) zum Aufsummieren der Signale von den einstellbaren Abschwächern, so daw ein zusammengesetztes Signal entsteht und ein Filter (24) zum Glätten des zusammengesetzten Signales.

4. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daü der Signalformer (11) ein Mehrstufenschieberegister (25) zum Emfpang und zum Speichern der digitalen Datenbits umfaßt, zwei Polaritätsschalter (28a, 2&b), die mit dem Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters verbunden sind, einen einstellbaren Abschwächer (22) am Ausgang jedes Polaritätsschalters zur Steuerung der Amplitude des Signals aus jeder Stufe des Schieberegisters, und einen ersten und einen zweiten Summierer (26, 27), je einen der einstellbaren Abschwächer derbeiden Polaritätsschalter mit dem ersten Summierer verbunden und die übrigen einstellbaren Abschwächer von den beiden anderen Polaritätsschaltern.

5. Anlage nach Anspruch 2, 3 oder 4 mit einem Modulator (13) zur Modulation des ersten und des zweiten analogen Signales, gekennzeichnet durch einen ersten und «inen zweiten Modulator

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(21,3^) zur Aufnahme des ersten und des zweiten analogen Signales, durch eine guelle (14, Ib) zur Modulation des 'rrägersignales ZUx" Lieir'eruiK; eines Trägersignales zum ersten Modulator (31), durch einen Pnasenschieber (33) zur Aufnahme des Trägersignales von der Signalquelle und zur Verschiebung der Phase des Trägersignals, v/ob ei der Phasenschieber die Träger quelle mit dem zv/eiten Modulator (32) verbindet, durch einen Inverter (35) zur Umicehrung des Signals vom zv/ei ten Modulator (32) und einen Summierer (36) zur Addition des Signals vom ersten und vom zweiten Modulator zum Trägersignal.

6. Anlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dai- der Empfänger eine Trägerwiederherstellungseinrichtung (43) zur Aufnahme und Wiederherstellung des Trägers des empfangenen analogen Signales und zur Weiterleitung des wiederhergestellten Signales zum Demodulator (44) umfaßt.

7, /-ullage nach Anspruch 6 mit einer Trägerwiederherstellungseinrichtung (43), gekennzeichnet durch eine Phasenverriegelungsschleife (63) zur Aufnahme des Trägers des Empfangssignals und zum Ziehen des empfangenen. Trägersignals beim Vorhandensein von Hauschen und Phasenjitter und zur Lieferung eines Signals zur Anzeige des Trägersignals, und durch eine Phasenversetzungskorreiv tür einrichtung (64) zur Aufnahme des das Trägersignal anzeigenden Signales und zur Korrektur der Phase dieses Signales zur Anpassung an die Phase des empfangenen Datensignals,

b. Anlage nach Anspruch , mit einer Phasenversetzungskorrektureinrichtung, gekennzeichnet durch einen Phasenmodulator (9u), der mit den Ausgang (D) der Phasenverriegelungsschleife (63) verbunden ist zur Beschleunigung oder Verzögerung der Trägerphase in Abhängigkeit von einem Steuersignal, wobei der Ausgang (B) des Phasenmodulators dem Demodulator (44 ) zugeführt wird,

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durch eine Phasenverzögerungseinrichtung (y1) zur Aufnahme des Ausgangssignales (B) vom Phasenmodulator (du) zur Verzögerung der Phase des Empfangssignales um einen festen Betrag, durch einen zweiten Demodulator (b>2) zur Aufnahme des modulierten, analogen Signales (C) vom Sender und des phasenverzögerten Trägersignales von der Phasenverzögerungseinrichtung, zur Demodulation des Empfangssignales mit der verzögerten Trägerrate und durch eine die Differenz ermittelnde Schaltung (9-b) zur Aufnahme der demodulierten Signale vom ersten und zweiten Demodulator (44, b-2) und zur Lieferung eines Steuer— ^ signales zürn Phasenmodulator (i?u), das die Differenz zwischen diesen anzeigt und den Ausgang des Phasenmodulators (S>ü) zur Verringerung dieser Differenz auf ein i-iinimun verändert.

Su Anlage nach Anspruch 1 oder b mit einer Entscheiaungsrüc^- kopplungseinrichtung (72), gekennzeichnet durcu ein binäres 1 ;ehrstufeiisc/iieberegister (73) zur Aufnahme und zum speichern der binären Ausgangssicnale der Entscheidungscinrichtung, durch einstellbare Verstärker (74) am Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters zur Einstellung der Amplitude der Signale von jeder Stufe derart, dai- sie der Amplitude eines aus gewähl teil Samples des Systemimpulsverlaufs am Ausgang des Transversalentzerrers entsprechen, ohne daß die Entscheidungsrückkopplungseinrichtung in die Schaltung gelegt ist, und durch einen zweiten Summierer (75) der die Ausgangssignale der einstellbaren Verstärker summiert und das summierte Signal dem ersten Summierer (48) zuführt.

10. Anlage nach Anspruch 2 mit einem als i-iehr Stufensignal former ausgeführten Signalformer (11 )_f kennzeichnet durch erste

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210107S

und zweite binäre Mehrstufenschieberegister (101, 102), durch einen Wechselschalter (iüu) zur Weiterleitung eines Bits eines jeden Paares von Eingangsbits zum ersten, binären kehrstuf enschieberegister (1Ü1) und des anderen Bits jedes Bingangsbitpaares zum zweiten, binären Mehrstufenschieberegister (Iu2), durch eine erste Logikschaltung (103), angeschlossen an den Eingang des ersten binären kehrstufenschieberegisters zur Lieferung eines Ausgangssignales (d·)» das den Mehrstufen-Ziffernwert des digitalen Eingangssignales anzeigt, durch einen Summierer (Us) diirch einen ersten einstellbaren Verstärker (106) der das Ausgangssignal der ersten Logikschaltung aufnimmt und auf den Summierer gibt, durch mehrere Logikschaltungen (104, 1u5) zuT Äuiiicuiue de?.¹ Ausgänge einer Stufe des ersten und des zweiten binaren kehrstul-eiischieberegisters, wobei die Schaltungen (Io4, 1Oi)) ein aus gangs signal (d· _1t d.· ) liefern zur Anzeige der

i™~ ι ι—η

Kühe oder der Stufe der Signale, die von den oben erwähnten Stufen aufgenommen wurden, durch mehrere einstellbare Verstärker (1u7, 10b) mit je einem Ausgang einer Logikschaltung (104, 105) verbunden zur Steuerung der Verstärkung des Signals der Logikschaltungen und zur Weitergabe des Signals zum Summierer, und durch ein Glättungsfilter (11O) zur Glättung des Ausgangssignales vom-Summierer.

11 ο Anlage nach Anspruch 10 mit einer Entscheidungsrückkopplungseinrichtung (72) in der Ausführung als Mehrstufen-Entscheidungsrücickopplungseinrichtung, gekennzeichnet durch ein drittes und ein viertes binäres Mehrstufen-Schieberegister (131, 132), durch einen v/echselschalter (13O) zur Weiterleitung jedes kennzeichnenden Bits eines digitalen Eingangssignales zuia dritten binären Mehrstufenschieberegister (131) und jedes am wenigsten kennzeichnenden Bits eines digitalen Eingangssignales zum vierten, binären Uehrstufenschieberegister (132), durch mehrere

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21GI076

Logikschaltungen (133 bis 136), nit je einer Stufe des dritten und vierten binären iiehrstufenscnieberecisters ::ur Lieferung eines Ausgangssicnales verbunden, das üignale von diesen οtu^en anzeigt, durch einen biu.jr.ierer (141), euren j.ienrere einstellbare Versto.rxer (137 bis 14w) rr.it je einer der Logiksc-äitungen verbunden zu2" Steuerung der Verstärkung des oignals von den Logikschaltungen und zur "./eitergabe des Signals zu.\i Su:.x.ierer, und durch ein Glattungsiilter zur Glättung des Ausgangssignales vom Summierer.

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