DE2101076B2 - Digitale datenuebertragungsanlage mit hoher arbeitsgeschwindigkeit - Google Patents

Description

Grenzen obigen Systems liegt darin, daß die Berech-55 nung der Transversalentzerrer-Verstärkungseinstellun-

gen und des Impulsverhaltens in einer analogen Schallung erfolgt, die lineare Integratoren, Kondensatoren usw. umfaßt. Infolge langfristiger Schaltungsalterung und/oder -verschiebungen infolge von Temperatur-

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schwankungen ist dieses System nicht sehr stabil.
Datenübertragungsanlage, bestehend aus einem Sender Gegenüber diesem Stand der Technik ist es Ziel der

und einem Empfänger mit einem mil einer Verzöge- vorliegenden Erfindung, eine digitale Datenüberrungsleitung versehenen transversalen Entzerrer, von iragungseinrichtung zu schaffen, welche in Anwesendessen bedampftem und addiertem Ausgangssignal heit von Zwischensignalinterferenzen, Rauschen und mittels Probenwertentnahme ein korrigiertes Rück- 65 anderen Übertragungskanalstörungen sowie starken kopplungssignal gebildet ist, um die auf dem Über- Schwankungen der Übertragungskanalcharakteristiken tragungspfad auftretenden Fehler zu vermindern. eine wirksame Entzerrung der übertragenen Daten-

Zur Korrektur der Verzerrungen der digitalen Daten signale ermöglicht.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß Versetzungskorrekturteiles des Blockschaltbildes nach

das in Form von Probenwerten vorliegende Ausgangs- Fig. 7,

signal einem Entscheidungskreis zugeführt ist, der ein F i g. 10a bis 1Oe Spektren zur Erläuterung der

binäres Ausgangssignal entsprechend der Polarität und/ Arbeitsweise der Erfindung,

oder Amplitude des in Probenwerten vorliegenden Aus- 5 Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Transversalent-

gangssignals einem Entscheidungsrückkopplungskreis zerrers im Empfänger nach F i g. 6,

zuführt, der wiederum ein korrigiertes Rückkopp- F i g. 12 ein Blockschaltbild der Entscheidungsrück-

liingssignal zu einem Summierer leitet, in welchem für kopplungseinrichtung des Empfängers nach Fig. 6,

die Abgabe eines Ausgangssignals eine Zusammen- Fig. 13 ein Blockschaltbild der Digitzeitrestitu-

fassung mit dem Ausgangssignal des transversalen io tionseinrichtung des Empfängers nach Fig. 6,

Entzerrers stattfindet. Fig. 14 das Impulsverhalten des Systems ohne

Die vorliegende Erfindung erlaubt die Bestimmung Signalformerentzerrung oder Entscheidungsrückkopp-

eines digitalen Signals oder einer Zahl, indem Kompo- lung,

nenten zuvor gespeicherter Proben von Empfangs- F i g. 15 das Impulsverhalten des Systems mit Signalsignalen von dem Empfangssignal subtrahiert werden, 15 formung und Entzerrung,

um sämtliche Zwischensignalinterferenzen herauszu- F i g. 16 ein Blockschaltbild eines Mehrstufensignal-

subtrahieren, die durch das Aufsummieren der zuvor formers für die Ausführungsform des Senders nach

bewerteten Digits mit letzterem Empfangsdigit ent- Fig. 1,

standen sind. Die Entscheidungsrückkopplungseinrich- Fig. 17 Signalstufen zur Erläuterung der Arbeits-

tung beseitigt die meisten Zwischensignalinterferenzen, 20 weise des Mehrstufensystems,

wobei der Transversalentzerrer dazu dient, eine opti- Fig. 18 eine Mehrstufenentscheidungseinrichtung

male, lineare Arbeitsweise der demodulierten Daten- für den Empfänger nach F i g. 6 und

signalproben zum Zwecke der Ausschaltung der ver- Fig. 19 ein Blockschaltbild einer Mehrstufenent-

bleibenden Zwischensignalinterferenzen und des Rau- scheidungsrückkopplungseinrichtung für den Empfän-

schens zu erzielen. Die kombinierte Anwendung einer 25 ger nach F i g. 6.

Entscheidungsrückkopplung zusammen mit einem F i g. 1 zeigt im Blockschaltbild einen Sender 10 und

Transversalentzerrer erlaubt die Restitution der über- einen Übertragungskanal 18. Für die Beschreibung sei

mittelten Daten auch bei kombinierter Einwirkung von der Übertragungskanal 18 als Telefonleitung ange-

Zwischensignalinterferenz und Rauschen. Obwohl nommen, und da Telefonleitungen normalerweise

Laufzeit- und Amplitudenverzerrungen die Anfällig- 30 Gleichstrom-Informationssignale nicht durchlassen,

keit der Datenübertragung gegenüber Rauschen er- müssen Systeme, die mit normalen Telefonleitungen

höhen, kann dabei im Rahmen der vorliegenden Erfin- von Tonfrequenzbandbreite arbeiten, in der Regel ein

dung die Datenübertragungsgeschwindigkeit bis in die Modulationsverfahren vorsehen. Im vorliegenden Fall

Nähe der Nyquistgeschwindigkeit (einer Geschwindig- werden die digitalen Daten dem Dateneingangsan-

keit in Baud pro Sekunde, zahlenmäßig gleich der 35 Schluß am Eingang des Signalformers 11 und des Qua-

doppelten verfügbaren Bandbreite in Schwingungen draturbasisbandsignalformers 12 zugeführt,

pro Sekunde) erhöht werden. F i g. 2 a zeigt eine mögliche Ausführungsform eines

Im Rahmen der vorliegenden Erfindung beseitigt die geeigneten digitalen Signalformers 11. Der Signal-Entscheidungsrückkopplung gleichzeitig von mehreren former 11 arbeitet mit einem Schieberegister 20, das Signalproben sämtliche durch die vorher empfangenen 40 eingangsseitig mit dem Dateneingangsanschluß ver-Datendigits bewirkten Zwischensignalinterferenzen. bunden ist. Das Schieberegister 20 ist mit η parallelen Der verwendete Transversalentzerrer, welcher für zwei Ausgangsanzapfungen versehen, wobei die Zahl η von oder mehrere Signalproben eine lineare, optimierte der im jeweiligen Anwendungsfall erforderlichen GeArbeitsweise gewährleistet, bringt hingegen die Wahr- nauigkeit der Signalformung abhängt, η Transistorscheinlichkeit von Fehlern in der Digitentscheidung 45 schalter 21 erhalten die entsprechenden Ausgänge vom auf ein Minimum. Schieberegister 20 und führen die Ausgänge η Bewer-

Die Erfindung soll nunmehr an Hand eines Ausfüh- tungswiderständen 22 zu. Die zu übertragenden Digits

rungsbeispiels näher erläutert und beschrieben werden, passieren das Schieberegister 20, erhalten das richtige

wobei auf die Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigt Vorzeichen und werden mittels der Transistorschaltei

F i g. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer bevor- 50 21 und der Bewertungswiderstände 22 mit den ent-

zugten Ausführungsform des Senders, sprechenden Koeffizienten O₁ bis a_n multipliziert. Die

Fig. 2 a ein etwas detaillierteres Blockdiagramm Werte a_x bis a_n der Bewertungswiderstände sind so ge-

des Signalformers im Sender nach F i g. 1, wählt, daß der durch jeden Widerstand fließende Strom

Fig. 2b eine Wellenform zur Darstellung des Im- proportional ist der Amplitude der zugeordneter

pulsverhaltens des Signalformers nach F i g. 2 a, 55 Probenwerte des gewünschten Impulsverhaltens air

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines modifizierten Ausgang des Formers, wie in Fig. 2b gezeigt. Di«

Signalformers nach F i g. 1 für relativ hohe Baudraten, Widerstandsgröße jedes Bewertungswiderstandes isi

F i g. 4 eine Ansprechkurve eines der Glättungs- angenähert umgekehrt proportional der zugeordneter

filter nach Fig. 2a, Probenwertamplitude des gewünschten Signalformer

F i g. 5 ein detailliertes Blockschaltbild des Modu- 60 impulsverhaltens. Die Bewertungswiderstände sine

lators im Sender nach F i g. 1, mit einem Summierverstärker 23 verbunden.

F i g. 6 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Aus- Wenn ein einzelnes Digit das Schieberegister 21

führungsform des Empfängers, passiert erscheint die rechteckige Annäherung des ge

F i g. 7 ein Blockschaltbild der Trägerrestitution des wünschten Impulsverhaltens gemäß F i g. 2b am Aus

Empfängers nach F i g. 6, 65 gang des Summierverstärkers. Das Glättungsfilter 2·

F i g. 8 ein Blockschaltbild der Phasenverriegelungs- am Ausgang des Summierverstärkers 23 glättet dies)

schleife des Blockschaltbildes nach Fig. 7, rechteckige Annäherung, so daß man das gewünschte

F i g. 9 ein detaillierteres Blockschaltbild des Phasen- geglättete Ausgangsverhalten gemäß Fig. 2 b erhält

7 8

Zur Verlängerung des Impulsverhaltens in der nega- gemäß Fig. 4. Die Amplituden-Frequenzcharaktetiven Zeitrichtung können zusätzliche Signalformer- ristik des Filters ist flach. Die Phasen-Frequenzcharakstufen vor der Stufe ^₁ in F i g. 2a angeordnet werden. teristik des Filters ist über den Frequenzbereich von Bei Mehrstufensignalisierung muß das gezeigte ein- Null bis etwa W Hertz linear, wobei W die Überfache Schieberegister durch ein äquivalentes Mehr- 5 tragungsbandbreite des Systems ist. Die Dämpfung Stufenschieberegister ersetzt werden. Die für den Mehr- des Glättungsfilters beträgt für Frequenzen über 2 W stufenbetrieb erforderlichen Änderungen werden noch etwa 30 db.

beschrieben. Die Werte der Widerstände 22 hängen Im Normalfall kann der Modulator 13 nach F i g. 1

von den jeweiligen Eigenschaften von Sender, Empf an- irgendein linearer oder Produktmodulator sein, etwa

ger und Übertragungskanal ab und müssen deshalb für io ein Doppelseitenband-, Restseitenband- oder ein Ein-

jeden Anwendungsfall empirisch ermittelt werden. seitenband-AM- oder Phasenumkehrmodulator sein.

Bei der Synthese des Signalformerimpulsverhaltens Die Seitenbänder können durch Filter oder Phasenaus-

ist hauptsächlich folgendes zu beachten: löschung getrennt werden.

Der Quadraturbasisbandsignalformer 12 kann dem

1. Die Zwischenzeicheninterferenz am Eingang des 15 Signalformer 11 gleich ausgeführt sein. Wie der Signal-Transversalentzerrers 47 im Empfänger 40 (F i g. 6) former besitzt auch der Quadraturbasisbandsignalforist klein zu haken, damit dieser Entzerrer und die mer einen Transistorschalter und einen Bewertungs-EntscheidungsrückkoppIungsschaltung49(Fig. 6) widerstand pro Stufe des Schieberegisters, wenn die die verbleibende Zwischenzeicheninterferenz ohne Baudgeschwindigkeit etwa das Dreifache der Überunzulässig großen Aufwand an Bauelementen oder 20 tragungsbandbreite des Systems gemäß F i g. 2 a überEinbußen im Signal-Rausch-Verhältnis des Sy- schreitet. Bei geringerer Baudgeschwindigkeit besitzt stems korrigieren kann. der Quadraturbasisbandsignalformer mehr als einen

2. Der Hauptteil des gesendeten Signals (der das Schalter und Bewertungswiderstand pro Schiebekennzeichnendste Datenbit enthält) ist in etwa an registerstufe gemäß F i g. 3. Die Anzahl η der Schalter den Kanal anzupassen, damit man einen wirk- 25 und Bewertungswiderstände pro Stufe wird so gewählt, samen Leistungstransfer des Signals und ein gutes daß η R die dreifache Bandbreite des Systems über-Signal-Rausch-Verhältnis am Empfänger erhält. schreitet, wobei R die Baudgeschwindigkeit ist. Der Im allgemeinen wird die Signalformercharakte- Signalformer nach Fig. 3 eignet sich für:

ristik zur Korrektur des Impuls- (oder Einzeldigit-)

Verhaltens des Gesamtsystems (zwischen dem 30 _3_PP >R>3W
Eingang des Signalformers und dem Eingang des 2 ~ ~
Transversalentzerrers) mit einem nominalen Übertragungskanal ausgelegt. Bei gemieteten Tonfrequenz-Telefonkanälen beispielsweise eignet sich die Anordnung nach F i g. 3 für

Der beschriebene Signalformer ist geeignet für Über- 35 Baudgeschwindigkeiten zwischen 3600 und 7200 Baud

tragungen, bei denen die Baudgeschwindigkeit die drei- pro Sekunde.

fache Kanalbreite übersteigt. Bei geringeren Baud- Wie noch erläutert wird, muß der Quadraturbasisgeschwindigkeiten, praktisch in allen Anwendungen, bandsignalformer 12 das gleiche Signal wie der Signalsollte mit mehr als einem Impulsverhalten-Probenwert former 11 erzeugen, wobei jedoch jede Frequenzkompro Baud gearbeitet werden. Die Probenwertgeschwin- 40 ponente um 90^c verschoben ist. Die zur Ausführung digkeit muß mindestens doppelt so groß sein wie die dieser Funktion erforderlichen Bewertungswiderstände Kanalbreite und sollte aus praktischen Erwägungen werden wie folgt gewählt: Nach dem gewünschten Imdas Dreifache der Kanalbreite betragen. pulsverhalten des Signalformers 11 werden die fre-F i g. 3 zeigt einen für Baudgeschwindigkeiten von quenzdominierenden Eigenschaften dieses Verhaltens anderthalbfacher bis dreifacher Systembandbreite ge- 45 ermittelt. Dies kann durch Fouriertransformation ereigneten Signalformer. Die binären Daten werden dem folgen. Danach ist die Phase jeder Frequenzkompo-Eingang eines w-stufigen Schieberegisters 25 zugeführt. nente um 90^c zu verschieben und die inverse Transfor-Zwei Transistorschalter 28a und 2Sb und zwei Bewer- mation auszuführen, damit man das entsprechende tungswiderstände 22o und 22£> sind mit jeder Stufe des Impulsverhalten erzielt. Die Bewertungswiderstände Schieberegisters 25 verbunden. Die aufeinanderfolgen- 50 sind so zu wählen, daß der Strom in diesen Widerständen Werte der Bewertungswiderstände 22 sind wieder den der Amplitude der Probenwerte dieses letzteren so gewählt, daß die durch diese Widerstände fließenden Impulsverhaltens proportional ist. Es werden deshalb Ströme den zugeordneten Probenwerten des gewünsch- sowohl im Signalformer 11 als auch im Quadraturten Signalformerimpulsverhaltens proportional sind. basisbandsignalformer 12 die Ströme der Bewertungs-Bei Amplituden der aufeinanderfolgenden Proben- 55 widerstände proportional den Amplitudensamples des werte dieses Impulsverhaltens von O₁, a„, a₃, ar₄ usw. gewünschten Impulsverhaltens eingestellt. Im Falle des wird die Größe der Bewertungswiderstandsströme pro- Quadraturbasisbandsignalformers 12 wird das geportional diesen Amplituden gewählt. Jeder zweite wünschte Impulsverhalten jedoch dadurch errechnet, Bewertungswiderstand ist mit dem Summierverstärker indem man sämtliche Basisbandfrequenzkomponenten

26 verbunden, und die dazwischenliegenden Bewer- 60 des Signalformerimpulsverhaltens um 90° verschiebt, tungswiderstände stehen mit dem Summierverstärker F i g. 5 zeigt einen nach der Methode der Phasen-

27 in Verbindung. Der Multiplexschalter 30 verbindet auslöschung bei der Seitenbandtrennung arbeitenden während der ersten Hälfte jedes Baudintervalls den Modulator 13. Das Basisbandsignal des Signalformers Summierverstärker 26 mit dem Glättungsfilter 24 und 11 gelangt zum symmetrierten Modulator 31 und wird während der zweiten Hälfte des Baudintervalls den 65 mit einem Träger der Frequenz
Summierverstärker 27 mit dem Glättungsfilter 24. A_ecosco t

In F i g. 2 a und 3 ist das Glättungsfilter 24 ein ein- ^{c c}

faches Tiefpaßfilter mit einer Ansprechcharakteristik der Frequenzteilerkette 15 moduliert. Die Träger-

' 10

frequenz wird nach der jeweiligen Anwendung des tungen zur Ausführung dieser Funktion sind bekannt.

Systems gewählt. Für gemietete tonfrequente Telefon- Die Ton- und Timingsignale, die in Sender und Emp-

kanäle beträgt die Frequenz etwa 2800 bis 3000 Hertz. fänger am Ende der Übertragungsleitung benötigt wer-

Das Signal des Quadraturbasisbandsignalformers 12 den, lassen sich von dem gleichen stabilen Oszillator gelangt zum symmetrierten Modulator 32. Der Modu- 5 und der gleichen Teilerkette ableiten. Wesentlich ist es, lator 32 moduliert das Signa! mit der Trägerfrequenz, die Oszillatorfrequenz und die Trägerfrequenz so zu die durch den Phasenschieber 33 um 90° verschoben wählen, daß sich letztere und die erforderlichen Zeitist. Der Ausgang des symmetrierten Modulators 32 signale von dem stabilen Oszillator ohne unnötig komwirdinder Verstärkung durch den Stufenausgleicher35 plizierte Frequenzteilerketten oder andere aufwendige eingestellt und dem Ausgang des symmetrierten Modu- io Einrichtungen, wie etwa Modulatoren, ableiten lassen, lators 31 im Summierverstärker 36 hinzugefügt, damit Der Leitungstreiber 17 dient zur Anpassung der man das gewünschte Signal mit Einseitenbandmodu- Impedanz des Übertragungskanals 18 an den Ausgang lation erhält. Der Stufenausgleicher 35 stellt die Ver- des Senders, am Ausgang des Summierverstärkers 16 Stärkung so ein, daß die Signalstufen der beiden gelegen. Die hierzu erforderlichen Geräte sind ebensymmetrierten Modulatoren 31 und 32 gleich sind, so 15 falls bekannt.

daß das unerwünschte obere Seitenband im Summier- F i g. 6 zeigt ein Blockschaltbild des Empfängers 40. verstärker 36 eliminiert wird. Die Trägerfrequenz der Das Signal aus dem Übertragungskanal 18 passiert zu-Frequenzteilerkette 15 wird diesem Signal über den nächst einen Leitungsabschluß 41, der die Impedanz Abschwächer 34 ebenfalls hinzugefügt und dienen im der Übertragungsleitung an die Empfängerimpedani Empfänger zum Ziehen von Phasenjitter und Frequenz- 20 anpaßt. Darauf geht das Signal durch ein Bandpaßumsetzung, zugeführt durch den Übertragungskanal 18. filter 42. Es handelt sich um ein normales Analogfilter. Der Abschwächer 34 reduziert die Größe des Träger- Dieses Filter besitzt über die Bandbreite des Übersignals auf eine mit den modulierten Signalen verein- tragungskanals eine annähernd lineare Phasen-Fretare Stufe. Der Stufenausgleicher 35 kann zur Erzie- quenzcharakteristik und eine flache Amplituden-Frelung des gleichen Ergebnisses vor dem Modulator 32 25 quenzcharaktenstik. Das Filter dämpft außerdem angeordnet werden. Rauschfrequenzkomponenten außerhalb des Durch-

Der Ausgang des Summierverstärkers 36 gelangt zu laßbandes des Kanals. Anschließend passiert das

einem Tiefpaßfilter 37. Das Tiefpaßfilter 37 besitzt in Signal den Demodulator 44 > nd die Trägerrestitutions-

einem Frequenzbereich von etwa 0 Hertz bis zur schaltung 43. Der Demodulator 44 kann ein linearer.

Trägerfrequenz eine flache Amplitudencharakteristik 3° symmetrierter Modulator sein. Da die Trägerfrequenz

und eine lineare Phasencharakteristik. Zum weiteren ausgesendet wurde, zieht eine Phasenverriegelungs-

Abschwächen eventuell oberer Frequenzkomponenten schleife in der Trägerrestitutionsschaltung 43 diese

des Seitenbandes, die durch die Phasenauslöschung Trägerfrequenz so, daß sie zur Steuerung des Demodu-

nicht vollständig beseitigt wurden, erfolgt eine schnelle lators 44 dienen kann. Häufig führen Übertragungs-

Beschneidung durch das Filter 37. 35 kanäle zu unerwünschten Phasenjitter und Frequenz-

Das System nach F i g. 5 führt die folgende grund- umsetzung. Wenn die Phasenverriegelungsschleife den

legende mathematische Operation bei jeder Frequenz- Träger genau zieht, so stimmt der wiederhergestellte

komponente des Basisbandsignals aus: Träger in Phasenjitter und Frequenzumsetzung mit

dem Hauptsignal überein. Phasenjitter und Frequenz-

»Ausgang« = (A_c cos ro_et)(A_m cos<o_mt) ⁴° umsetzung verschwinden deshalb aus dem demodulier-

⁶⁶ , , ten Signal, wenn dieser wiederhergestellte Trager zur

+ (A_c sin o)ct)A_m sin co_mt Steuerung des Demodulators dient.

= ArA_m cos [(ω,- — w_m)t], wie F i g. 7 zeigt, sind die beiden Hauptschaltungsblöcke der Trägerwiederherstellung 43 die Phasenver-

wobei A_m die Amplitude und <o_m die Kreisfrequenz 45 riegelungsschleife 63 und die Korrektureinrichtung 64

der w-ten Frequenzkomponente des Basisbandsignals für die Phasenversetzung.

ist, t ist die Zeit, und »Ausgang« ist die Ausgangsfre- Die Phasenverriegelungsschleife 63 dient dazu, den quenzkomponente nach F i g. 5 für die m-te Eingangs- aufgenommenen Träger in Gegenwart von Rauschen, basisbandfrequenzkomponente. Außerdem enthält der Phasenjitter und Frequenzumsetzung zu führen. Ausgang nach F i g. 5 den Träger KA₀ cos w_ct, wobei/^ 50 Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild der Phasenvereine ausgewählte Konstante ist, bestimmt durch den riegelungsschleife 63. Ein normaler symmetrierter Mo-Abschwächer 34, A_c die Amplitude und co_c die Kreis- dulator 65 vervielfacht das Eingangssignal vom Bandfrequenz des Eingangsträgers. paßfilter 42 mit dem Ausgangssignal D. Das verviel-

Die Gleichung zeigt, daß bei exakter Anwendung fachte Ausgangssignal des symmetrierten Modulators dieses Verfahrens lediglich das einzige Seitenband ohne 55 passiert ein Filter 66. Das Filterausgangssignal steuert Verzerrungen erhalten wird. Diese äußerst wichtige die Frequenz des Ausgangssignals D des Spannungs-Arbeitsweise läßt sich mit vorhandenen Filtern nicht abhängig gesteuerten Oszillators 67. Die Auslegung mit ausreichender Genauigkeit durchführen. des Filters 66 bestimmt die Charakteristik der Phasen-

Diese besondere Anordnung zur Seitenbandabtren- Verriegelungsschleife. Die Charakteristik der Phasen-

nung macht von den wesentlichen Vorteilen des 60 veniegelungsschleife sollte für den jeweiligen Anwen-

Phasenlöschungsverfahrens Gebrauch und erfordert dungsfall so ausgelegt werden, daß sich der beste Kom-

nicht stark restriktive Formen der übertragenen promiß zwischen der Fähigkeit zum »Phasenjitter«-

Signale. Ziehen und Rauschimmunität ergibt. Die Bandbreite

In F i g. 1 liefert der stabile Oszillator 14 ein Basis- der Phasenverriegelungsschleife ist ebenfalls genügend

f requenzsignal von etwa 15 bis 20 Megahertz zur Fre- 65 schmal zu halten, damit Interferenzen aus dem Daten-

quenzteilerkette 15. Die Ausgangssignale der Fre- signal klein bleiben. Eine Korrektureinrichtung 64 zur

quenzteilerkette 15 dienen zur Gewinnung von Träger- Phasenversetzung dient dazu, Daten mit hoher Ge-

frequenz, Bitzeit- und Probenwertzeitsignalen. Schal- schwindigkeit über Telefonkanäle mit Einseitenband-

modulation zu übertragen. Dies wird im folgenden erläutert.

Zur Erzielung einer hohen Datengeschwindigkeit — d. h. also in der Nähe der Nyquistgeschwindigkeit — wird praktisch die gesamte Bandbreite für das Datensignal benötigt. Der Träger muß deshalb am Rand des Kanaldurchlaßbandes gesendet werden, um unzulässige Interferenzen zwischen dem Datensignal und dem Träger zu vermeiden. Am Rand des Bandes ist die Laufzeitverzerrung oft erheblich, so daß der Träger gegenüber der Masse der Datensignale verzögert ist. Diese Laufzeitdifferenz variiert von Kanal zu Kanal beträchtlich. Die Form des Systemimpulsverhaltens hängt stark von der zur Demodulation verwendeten Trägerphase ab. Damit man die beim beschriebenen System erforderliche Form des Impulsverhaltens erzielt, muß man deshalb die Trägerphasenversetzung korrigieren. Die Korrektur der Impulsform kann man zwar mit dem Entzerrer erreichen, doch vermeidet man bei automatischer Korrektur der Trägerphasenversetzung einen unnötig komplizierten Entzerrer und verbessert die Modem-Ausführung insgesamt.

F i g. 9 zeigt ein Verfahren zur Korrektur der Trägerphasenversetzung. Wie sich in Verbindung mit F i g. 6 ergibt, gelangt das Signal C aus dem Bandpaßfilter 42 nach F i g. 6 sowohl in den Hauptdemodulator 44 und in einen Hilfsdemodulator 92. Der Träger der Phasenverriegelungsschleife 63 nach F i g. 7 kommt zu einem Phasenmodulator 90 oder einer anderen Einrichtung, die die Trägerphase vorwärts oder rückwärts verschiebt. Diese Einrichtung verschiebt die Phase in der Richtung, die durch die Polarität einer Spannung der Differenzschaltung 98 angegeben wird. Das Trägersignal des Phasenmodulators 90 steuert direkt den Hauptdemodulator 44 und gelangt außerdem zur Phasenverzögerungseinrichtung 91. Die Phasenverzögerungseinrichtung 91 verzögert die Trägerphase, bevor sie zum Demodulator 92 gelangt, um einen kleinen, festen Betrag. Dadurch wird der Hilfsdemodulator 92 vom gleichen Träger gesteuert wie der Hauptdemodulator, lediglich mit dem Unterschied, daß die Trägerphase für den Hilfsdemodulator 92 gegenüber der Trägerphase für den Haupidemodulaior geringfügig verzögert ist. Die Ausgänge der Demodulatoren 44 und 92 passieren die Tiefpaßfilter 45 und 95, deren Charakteristik die Trennung der Seitenbänder praktisch ohne Verzerrung des erwünschten unteren Seitenbandes ermöglicht. Die beiden Filter besitzen eine identische Charakteristik. Der Nulldurchgang der unteren Seitenbandausgänge der Tiefpaßfilter 45 und 95 gelangen zu den Impulskonvertern 93 und 96, die jeden Nulldurchgang des Signals in einen Impuls- bzw. einen sehr schmalen Impuls umwandeln. Die beiden resultierenden Impulszüge werden den Schmalbandfiltem 94 und 97 zugeführt. Jedes dieser beiden Filter besitzt eine sehr schmale Bandbreite in der Mitte der Bandgeschwindigkeit oder der doppelten Bandgeschwindigkeit.

Da die Phase des Trägers, der einen bestimmten Demodulator steuert, sich der korrekten Phase nähert, tendiert der Zeitabstand der resultierenden, demodulierten Einseitenband-Nulldurchgänge des Signals und der resultierenden Impulse nach immer genngerer Abweichung vom integralen Vielfachen der Bauddauer. Der Signalausgang des zugeordneten Schmalbandfilters muß deshalb um so größer sein, je enger die Trägerphase zu korrigieren ist.

Die Differenzschaltung 98 nimmt die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgängen der beiden Schmalbandfilter 94 und 97 auf. Die Spannungsdifferenz steuert den Phasenmodulator 90. Der Phasenmodulator 90 beschleunigt die Trägerphase, wenn der Ausgang des Schmalbandfilters 94 größer ist als der Ausgang des Schmalbandfillers 97. Im anderen Fall verzögert der Phasenmodulator 90 die Phase. Die Phase des Trägereingangs zum Hauptdemodulator 44 wird dadurch annähernd bis auf den korrekten Wert gesteuert.
ίο Die Arbeitsweise des Systems bei Phasenjitter und Frequenzumsetzung läßt sich wie folgt beschreiben:

Die n-te gesendete Frequenzkomponente sei

A_n COS COn f ,

wobei ω_η = ω,- — ω,_η (s. oben die letzte Gleichung) und wobei Δ ω und Δ Θ die Kreisfrequenz bzw. der Phasenfehler durch den Kanal sind. Zur Diskussion seien zunächst die Kanalverzerrung und Dämpfungseinflüsse vernachlässigt. Die n-te empfangene Frequenzkomponente wird dadurch:

A_n cos [(ω_η + Δω) t + ΔΘ].
Die gesendeten und empfangenen Träger sind
KAc cos wet und KA_C cos [(ω_Γ + Δ ω) / + Δ Θ].

Nach der Demodulation wird die n-te Frequenzkomponente :

KAcA_n cos [(wc + Δω) t + ΔΘ]

cos [((o„ + Δω) t + ΔΘ].

Das entsprechende untere Seitenband wird dann: KA₀A_n , .

COS (fJr — (O_n) t ,

und w_c — (o„ sollte gleich der entsprechenden ursprünglichen Basisbandfrequenz w_m sein. Die Fehler Δ ω und Δ Θ fallen bei der Demodulation heraus.

F i g. 10 zeigt die Spektren der Frequenzverschiebung, die bei einem typischen System unter Verwendung dieses allgemeinen Ansatzes auftreten. Der Modulator 13 im Sender verschiebt das Basisbandspektrum (F i g. 10 a) nach oben, und das untere Seitenband wird abgetrennt, wodurch man das in Fig. 10b gezeigte gesendete Spektrum erhält. Der Träger /<· wird ebenfalls übertragen. Der Übertragungskanal verschiebt das Spektrum etwas und erzeugt das in F i g. 10c gezeigte Empfangsspektrum. Der Demodulatorausgang 44 besitzt gemäß Fig. 1Od zwei Seitenbänder. Das Tiefpaßfilter 45 beseitigt das obere Seitenband fast vollständig. Bis auf die Verzerrung ist das resultierende, demodulierte untere Seitenbandspektram das gleiche wie das ursprüngliche Basisbandspektrum. Die Charakteristik des Tiefpaßfilters45 gemäß Fig. 1Oe sollte über die Bandbreite des Basisbandsignals (von der Frequenz Null bis zu der Frequenz f_A) einen praktisch flachen Amplituden-Frequenzverlauf und lineare Durchlaßfrequenzeigenschaften aufweisen. Das Filter sollte für alle Frequenzen über zwei /< — /Ά eine Dämpfung von 30 db oder mehr besitzen. Vie F i g. 11 in Verbindung mit F i g. 6 zeigt, gelangt das Signal aus dem Tiefpaßfilter 45 in einen Transversalentzerrer 47. Der Transversalentzerrer 47 umfaßt eine angezapfte Verzögerungsleitung 50 mit um die Bauddauer versetzten Anzapfungen. An die Anzapfungen der Ver-

zögerungsleitung SO können η Anzapfungsverstärker 51, als gi bis g„ bezeichnet, angeschlossen werden, die sich über einen weiten Bereich positiver und negativer Werte einstellen lassen. Die Ausgänge der Verstärker51 werden auf einen Summierverstärker 53 gegeben. Der Ausgang des Summierverstärkers führt zum Summierverstärker 48. Im Prinzip führt der Transversalentzerrer die durch folgende Gleichung angegebene Operation aus:

Y(O = · · · + S-i* (t+T) + g_ox (0 + _glx (t - T) + g_tx (t - 2T) + g₃ (r - 3Γ) + · · ·,

wobei .v (/) das Eingangssignal für den Transversalentzerrer bedeutet, Γ die Zeitverzögerung pro Stufe der Verzögerungsleitung, und g sind die Verstärkungsfaktoren, die sich über einen weiten Bereich positiver und negativer Werte einstellen lassen. Als Signalamplitudenprobenwert bei der Baudgeschwindigkeit lautet diese Gleichung:

dem Summierverstärker 75 verbunden, dessen Ausgang das Rückkopplungssignal zum Summierverstärker 48 ist. Die digitalen Entscheidungen der Entscheidungseinrichtung 71 gehen durch das Schieberegister

73. Bei dieser Version sind die Entscheidungsrückkopplungseinstellungen / proportional den Probenwerten des Systemimpulsverhaltens, wie er sich am Ausgang des Transversalentzerrers 47 ohne Entscheidungsrückkopplung zeigt.

Die Entscheidungsrückkopplung erzeugt bei jeder Digitentscheidung ein Rückkopplungssignal der Amplitude

lidi-i + hdi-i + l₃dt-₃ + · · ·.

Das Entscheidungsrückkopplungssignal gleicht der Zwischenzeicheninterferenz, die durch die gesendeten Digits vor dem Digit di bewirkt wurde, das gegenwärtig bewertet wird und den Summierverstärker 48 passiert. Der Summierverstärker 48 subtrahiert das Entschci-20 dungsrückkopplungssignal vom Signalprobenwert yi und dem Ausgang des Transversalentzerrers 47, um die durch die vorhergehenden Entscheidungen bewirkte Zwischenzeicheninterferenz zu beseitigen, vorausgesetzt, daß bei den vorhei gehenden Entscheidunwie beispielsweise in Fig. 11 für den Probenwerty₀ 25 gen keine Fehler aufgetreten sind. Die erforderliche dargestellt. Stufenanzahl im Schieberegister 73 hängt von der An-

Der Transversalentzerrer 47 läßt sich manuell ein- zahl der kennzeichnenden Impulsverhaltenprobenstellen, indem man das Entzerrerausgangssignal dem werte / ab, welche auf den Probenwert I₀ folgen. Was vertikalen Eingang und das Digit-Zeitsignal des Digit- wiederum von der Baudgeschwindigkeit, der Kanal-Zeitwiederherstellungskreises 46 dem horizontalen Ein- 30 breite und der Verzerrung abhängt. Bei hoher Leistung gang eines Oszillographen zuführt, so daß ein »Augen«- sind ausreichend Schieberegisterstufen erforderlich, Muster entsteht. Jeder Vcrstärkungs- bzw. Ab- um sicherzustellen, daß sämtliche /, die auf /₀ folgen, Schwächungsfaktor g des Verstärkers 51 wird auf ein im Entscheidungsrückkopplungssignal enthalten sind. Maximum der öffnung des »Auges« eingestellt. Gleich- Das bedeutet, daß bei hoher Leistung die beiden folzeitig muß die Verstärkungseinstellung variiert werden 35 genden Bedingungen erfüllt sein müssen: und die größte öffnung des »Auges« bei jeder Einstellung erreicht werden. Da die Einstellungen nicht voneinander unabhängig sind, muß man sämtliche Verstärkungen mehrmals hintereinander einstellen. Der Ausgang des Summierverstärkers y (/)' gelangt zum 40 Probenwertentnahmekreis 70. Jeder Eingang für die Entscheidungseinrichtung 71 nach F i g. 6 ist ein Impuls des Probenwertentnahmekreises 70. Die Entscheidungseinrichtung 71 nimmt jede digitale Entscheidung auf der Basis der Amplitude des Signal- 45 probenwertes, der in die Entscheidungseinrichtung eintritt, vor. Bei binärer Signalgabe erfolgt die Entscheidung abhängig davon, ob der Signalamplitudenprobewert positiv oder negativ ist. Die binäre Er.tscheidungseinrichtung kann eine an sich bekannte Schaltung sein, 50 die erfaßt, ob ein Signal positiv oder negativ ist. Bei

einer Mehrstufen-Signalgabe basiert jede digitale Entscheidung auf dem Vergleich der Signalamplitudenprobewerte mit bestimmten Schwellenhöhen oder -stufen. In diesem bestimmten Fall ist die Entscheidungseinrichtung praktisch ein einfacher Analog-Digital-Wandler. Der Ausgang der Entscheidungseinrichtung ist der Ausgang des Systems. Der Systemausgang wird außerdem zu einer Entscheidungsrückkopplungs-

1. Wenn eine große Anzahl auf /₀ folgender »Anhängsel« / nicht in der Entscheidungsrückkopplungskorrektur enthalten sind, dann sollte Σ' Ij kleiner sein als etwa 0,001 II, wobei Σ' die Summation über diese kleinen / bezeichnet, und

2. wenn einige dieser Anhängsel /, die in der Entscheidungsrückkopplungsprädominante nicht enthalten sind, sollte 27" |/y| kleiner sein als etwa 0,01 /₀₎ wobei Σ" die Summation über die vorherrschenden Anhängsel / bedeutet, die nicht in dem Ausdruck für die Korrektursignalamplitude der Entscheidungsrückkopplung enthalten sind. Die Entscheidungsrückkopplung kann außerdem manuell auf die gleiche Weise wie bereits für den Transversalentzerrer beschrieben eingestellt werden, mit dem Unterschied, daß an Stelle der g die Entscheidungsrückkopplungsfaktoren / eingestellt werden.

Die Summierverstärker 48, 53 und 75 nach F i g. 6, und 12 können zu einem einzigen Summierverstärker vereinigt werden.

Eine Digit-Zcitwiederherslellungsschaltung 46 ereinrichtung 72 zurückgekoppell. Der Ausgang der 60 hält das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 45 und bil-Entscheidungsrückkopplungseinrichtung 72 gelangt del daraus die Zeitimpulse wieder. Die wiederhergedann zum Summierverstärker 48. stellten Impulse dienen zur Taktsteuerung des Proben-

F i g. 12 zeigt eine grundsätzliche Version der Ent- wertentnahmekreises 70.

scheidungsrückkopplungsschallung 72. Die Entschei- Innerhalb der Digit-Zeitwiederherstellungsschaltung

dungsrückkopplungsschaltung72 umfaßt ein Schiebe- 65 46 gemäß Fig. 13 befindet sich ein Nulldurchgangsregister 73 mit /; Zellen mit /; einstellbaren Verstärkern detektor 93, der bei jedem Nulldurchgang des Signals 74, bezeichnet als /_: bis /„, an je eine Zelle ange- vom Filter 45 einen sehr schmalen Impuls erzeugt. Die schlossen. Die Ausgänge der Verstärker 74 sind mit Phasenfehlerkorrektureinrichtung 81 vergleicht die Zeit

IO

15 16

jedes Impulses aus dem Nulldurchgangsdetektor 93 Gleichungen sämtliche Ausdrücke, die diese vorhermit der Zeit des nächsten Impulses aus der Frequenz- gehenden, ausgewerteten Digits enthalten, herausgeteilerkette 84. Die Fehlerkorrektureinrichtung bewirkt, nomnien werden, d. h. also die Ausdrücke, die die daß die Schaltung 83 für das Hinzufügen oder Hinweg- Zwischenzeicheninterferenz darstellen. Die Signalnehmen von Impulsen die Phase bzw. die Zeit des 5 probenwerte werden dann:
Digit-Zeitimpulszuges um einen kleinen Schritt in der

Richtung verstellt, die diese Zeit in bessere Überein- XL₁ = · ■ ■ + h-_tdt₊₁ + h-idt,

Stimmung mit der Zeit des letzten Nulldurchganges Γ ₌ ... _{+ h}_ _{d + h}_ _d + _hdi ,

des empfangenen Basisbandsignals bringt. Die Digit- , , ι j ι l j i/w ■ a A

Zeit wird nur um einen sehr kleinen Betragjedes Null- io *<-'= ^v *-t««+9+«-i«*+i + ^Äo«i+n- r_lOi.

durchganges des Basisbandsignals verstellt, also nicht

dem gesamten, durch den Nulldurchgang angezeigten Die Verstärkungsfaktoren g des Transversalentzer-

Fehler. Dies bewirkt eine annähernde Mittelwertbil- rers vermitteln zusammen mit dem Summierverstärker

dung der Zeiteinstellung über eine große Anzahl von 53 den Signalprobenwerten folgende lineare Arbeits-

NUlidurchgängen, wodurch »Zeitjitter«-Einflüsse durch 15 weise zur Erzielung des Signals xt', aus dem die Digit-

Rauschen, Zwischenzeicheninterferenz und Phasen- entscheidung gebildet wird:
jitter im Kanal praktisch vollständig beseitigt werden.

Die Größe der schrittweisen Zeiteinstellung wird be- yt = Σι_cg_kx[ _k.
stimmt durch die linpulswicderholgeschwindigkeit des

Impulszuges, der in die Schaltung 83 eintritt. Diese ^o Bei freier Einstellung g ist dies eine freie lineare schrittweise Größeneinstellung soll so erfolgen, daß Operation an den empfangenen Signalprobenwerten, man den besten Kompromiß zwischen einem Minimum aus denen die Entscheidungsrückkopplung die meisten von »Zeitjittent-Einfiüssen und der Geschwindigkeit Zwischenzeicheninterferenzen beseitigt hat. Deshalb zur Erzielung der anfänglichen Zeiteinstellung erhält. wird durch die Wahl der optimalen Verstärkungsein-Einguter Kompromiß für die meisten Anwendungen 25 stellung g die optimale, lineare Operation an diesen besteht darin, die Schrittgröße dieser Zeiteinstellung Signalprobenwerten erreicht. Bei der Ausführungsform etwa gleich der 0,002fachen Bauddauer zu wählen. In nach F i g. 6 wurde das Signal am Eingang des Transder Anordnung nach Fig. 13 ist dann die maximale versalentzerrers noch nicht abgefragt. Die Operation Zeit zur Erzielung der anfänglichen Zeit etwa gleich kann jedoch mit Ausdrücken von Probenwerten dieses der Dauer von 250 bis 300 Baudintervallen, da der 30 Signals analysiert werden, wobei die Probenentnahme maximale, anfängliche Zeitfehler gleich ± V₂ Baud ist, mit der Baudrate erfolgt. Die Anordnung unterscheidet wird die Zeit bei jedem Baudintervall nur durch 0,002 sich von bereits erwähnten Entscheidungsrückkoppder Bauddauer verstellt, wobei in der Regel nur ein lungsempfängern, bei denen der Empfänger seine Entsehr kleiner Prozentsatz der schrittweisen Einstellungen scheidung auf dem ersten kennzeichnenden Probeninfolge von Übertragungsstörungen in der falschen 35 wert des Systemimpulsverhaltens aufbaute und die Richtung erfolgt. Bei diesen Zahlen soll die Frequenz- nachfolgenden Probenwerte auslöschte, so daß das teilerkette 84 die Frequenz durch N etwa gleich 500 frühere Verhalten bzw. Ansprechen die nachfolgenden dividieren, und die stabile Taktfrequenz des Quarz- Entscheidungen nicht stören konnte. Bei hoher Datenoszillators 100' sollte gleich der N-fachen Baudge- rate oder starker Verzerrung verbrauchten jedoch die schwindigkeit sein. 40 vorhergehenden Entscheidungsrückkopplungseinrich-Für die Vorstellung des Zusammenwirkens von tungen den größten Teil der Signalleistung und verur-Transversalentzerrer 47 und den Schaltungsrückkopp- sachten eine Tendenz zu langen Bursts von Digitlungen 72 ist folgendes wichtig: Zum Zeitpunkt der fehlern.

Digitentscneidung sind mehrere Probenwerte des Gemäß F i g. 14 entspricht die gezeigte Wellenform Empfangssignals an den Anzapfungen der Verzöge- 45 einem Systemimpulsverhalten ohne Signalformung rungsleitung 50 im Transversalentzerrer 47 verfügbar, oder -entzerrung. Bei jeder Bauddauer tritt ein Probenso daß der Empfänger bei jeder Digitentscheidung wert auf, wobei die Amplitude bei jedem Probenwert mehrere Signalprobenwerte verwenden kann. Die Ent- mit I_n bezeichnet ist. Die Entscheidungsrückkoppscheidungsrückkopplung72 entschädigt praktisch samt- lungseinrichtung kann innerhalb relativ weiter Grenzen liehe Probenwerte für alle durch vorhergehende, aus- 50 das Anhängsel bzw. den Schlußteil des Systemvergewertete Digits verursachten Zwischenzeicheninter- haltens auf ein einzelnes Digit korrigieren, um eine ferenzen. Dann gibt der übrige Transversalentzerrer gegenseitige Beeinflussung mit nachfolgenden Entden korrigierten Signalprobenwerten die optimale, Scheidungen zu vermeiden, da ein einzelnes Digit d_n lineare Operation. Die läßt sich wie folgt mathematisch während seiner Abwärtsbewegung im Schieberegister darstellen. Die Probenwerte der Empfangssignale am 55 ein Rückkopplungssignal d_n (I₁ + I₂ + I₃ + · · ·) erEingang des Transversalentzerrcrs 47 sind: zeugt, das den Schlußteil des Einzelimpulsverhaltens _ darstellt. Dieses Signal kann zur Auslöschung des Xi- I- Λ _ a e/i + ₂ H- /?_,</< + ,+ h_odt + /I₁ i/i -1 Schlußteils des Systemverhaltens dienen. Der Signal- + /'₂f/(-2 + · · · former und der Transversalentzerrer können deshalb

a-( _{+ 1}-| 1- Λ-υ r/i_{+ 3} + /ι-, ί/i+ υ + h_od_{i + l} + H₁J₁ ⁶° auf die Optimierung des führenden Teils des System-

+ lud - + ■ ■ ■ impulsverhaltens konzentriert werden.

^{2 i-1} In Fig. 15 ist der vordere Teil des Systemimpuls-

usw., wobei /j die Probenwerle des Systemimpulsver- Verhaltens reduziert, indem der Signalformer und der

haltens am Eingang des Transversalentzerrers dar- Transversalentzerrer so eingestellt wurden, daß sich

stellen. Wenn der Empfänger das Digit d_t auswertet, 65 eine Reduktion der Probenwerte L₁, L₂. L₃ usw. er-

hat er bereits die vorhergehenden Digits di-_it dt~_t, dt-₃ gibt, während /„ groß bleibt. Die Entscheidungsrück-

usw. ausgewertet. Deshalb wird das Entscheidungs- kopplung 72 entfernt dann die Einflüsse der »Anhäng-

rückkopplungssignal so eingestellt, daß aus den obigen sei- oder Schlußübergänge« Z₁, I₂, /3, /₄ usw. Dies er-

möglicht eine Sigrialgabe unter erschwerten Bedingungen oder bei einem größeren Verhältnis von Signalgeschwindigkeit zu Landbreite, als dies ohne Entscheidungsrückkopplung möglich wäre. Ohne die Entscheidungsrückkopplung werden lineare Einrichtungen, wie etwa der Transversalentzerrer und der Signalformer, zum Korrigieren des gesamten Impulsverlaufs des Systems benötigt. Bei starken Verzerrungen und sehr hoher Signalgeschwindigkeit läßt sich dies mit linearen Einrichtungen bei gegebener Bandbreite nicht erreichen. Die Einstellungen sowohl des Signalformers als auch des Transversalentzerrers werden auf solche Werte gebracht, die besonders für das Zusammenwirken mit der Entscheidungsrückkopplung ausgewählt wurden.

Bisher richtete sich die Beschreibung auf ein System zur Verarbeitung binärer Digits. In verschiedenen Anwendungen erfolgt jedoch eine Mehrstufenübertragung. Eine (nicht binäre) Mehrstufenübertragung erlaubt die Übertragung von mehr Information mit weniger Digits. Das im vorstehenden beschriebene System eignet sich mit Ausnahme von Signalformer, Entscheidungsrückkopplungseinrichtung und Entscheidungseinrichtung auch für den Mehrstufenbetrieb.

Eine Binär-Mehrstufen-Kodierung läßt sich erreichen, indem man den binären Bits eine bestimmte Polarität und Amplitude zuordnet. Im folgenden ist die Kodeumformung von einem binären auf 4- und 8-Stufen-Kode dargestellt:

beiden Bits des /-ten Paares werden durch das /-te quaternäre Digit d% dargestellt.

Der Wechselschalter 100 leitet das kennzeichnendste Bit jedes Paares zum Schieberegister 101 und das am wenigsten kennzeichnende Bit jedes Paares zum Schieberegister 102.

Die vorhergehenden Bits gehen das Schieberegister hinab, wobei jedes Paar zu einer Logikschaltung 103, 104 und 105 gelangt. Jedes Paar Bits steuert die zugeordnete Logikschaltung, die das Bitpaar in das zugeordnete quaternäre Digit umformt. Dies wird erreicht durch Verbindung des Ausgangs der Logikschaltung mit der richtigen Bezugsspannung +3K, +V, —V oder —3 V (vgl. die obige Binär-Quaternär-Umwandlungstafel). Ein sinstellbarer Verstärker 106, 107 und

108 multipliziert dann die quaternären Digitwerte di-j mit einem Verstärkungsfaktor aj. Die Ausgänge des einstellbaren Verstärkers werden dann im Summierer

109 summiert, so daß man das Signal am Ausgang des ao Glättungsfilter 110 erhält. Der /-te Probenwert dieses Signals ist:

St ~ a_adi-\- a₁di-₁+ a^dt^ + a₃dt-₃ ·+■ · · · 4- a_ndi-_n

Binär	4 Stufen
__	-3
I	-1
I	+ 1
-f +	+ 3

Binär	8 Stufen
	-7
+	-5
- + -	-3
- + +	-1
+	1
+ - +	3
+ + -	5
+ + +	7

Die Amplitudenstufen —7 bis 7 der 8-Stufen-Umformung und —3 bis 3 der 4-Stufen-Umformung sind nur relativ und proportional den zur Darstellung dieser Digits bzw. Ziffern verwendeten Signalspannungsstufen.

Fig. 16 zeigt das Blockschallbild eines Signalformers für eine quarternärc (4-Stufen-) Übertragung. Bei diesem Signalfonner wird kein getrennter binärer/ qualemärer Kodeumformer benötigt. Die binären Daten gelangen in den Signalformer als fortlaufender Strom mit fester Geschwindigkeit. Die Bits dieses Stromes werden zu Paaren gruppiert, bei denen Ih das kennzeichnendste Bit des /-ten Paares und bi das am wenigsten kennzeichnende Bit des /-ten Paares ist. Die wobei α die ausgewählten Verstärkungsfaktoren sind, die die gewünschte Signalformung bei einer bestimmten Anwendung ergeben, und d die quaternären Digits. Die Angaben α kann man sich als Probenwerte des Signalformerimpulsverlaufs vorstellen, wobei die Probenwertgeschwindigkeit gleich der quaternären Signalgeschwindigkeit ist. Man kann die Angaben a so wählen, daß man den im jeweiligen Anwendungsfall gewünschten Impulsverlauf erhält.

Der Ausgang der Summierverbindung passiert dann das Glättungsfilter 110. Das Glättungsfilter 110 stimmt mit dem Filter24 in Fig. 2a überein. Der Ausgang des Signalformers gelangt dann zum Modulator 13 nach F i g. 1.

Die erforderliche Anzahl Stufen in jedem Schieberegister hängt ab von der gewünschten Genauigkeit der Signalformung, die wiederum vom Anwendungsfall abhängt. Das Ausführungsbeispiel bezieht sich auf eine Stufenzahl von etwa 10 bis 16 in jedem Schieberegister.

Die Mehrstuf en-Entscheidungseinrichtung kann ganz

einfach ein Analog-Digital-Wandler sein. Für die meisten Anwendungen wird lediglich eine Analog-Digital-Umformung von zwei, drei oder vier Bits benötigt. Bei einer für die Übertragung benötigten Signalstufenzahl 2", die meist üblich ist, repräsentiert jedes übermittelte Digit η binäre Digits. Die Entscheidungseinrichtung ist praktisch ein Analog-Digital-Umformer für η Bits.

Fig. 17 zeigt als Ausführungsbeispiel die Signalstufen bei quaternärer Übertragung, wobei jedes übermittelte Digit zwei binäre Digits darstellt. Die gezeigten Stufengrößen sind nur relativ.

Das für jedes Digit übermittelte Signal besitzt einen der vier folgenden möglichen Werte: ±1, ±3. Im Idealfall, beim Fehlen von Rauschen und Zwischenzeicheninterferenz, weist das Signal am Eingang der Entscheidungseinrichlung eine dieser vier relativen Amplituden auf. Die Entscheidungsschwellenhöhen liegen in der Mitte zwischen den diskreten Signalstufen gemäß Fig. 17 und der folgenden Tabelle.

Il

Binärer Kode	Quaternärer Kode	Signal im Verhältnis zur Schwellenhöhe
_t_ + - + +	-3 -1 1 3	unter der unteren Höhe oder Stufe, -2 zwischen 0 und unterer Stufe zwischen 0 und oberer Stufe, +2 über der oberen Stufe

Für die Mehrntufen-Entscheidungseinrichtung kann ein normaler Analog-Digital-Wandler verwendet werden. F i g. 18 zeigt sie für eine besondere Einrichtung, die mit einer 4-Stufen-Binärkodierung kombiniert ist. Das Eingangssignal zur Entscheidungseinrichtung gelangt in einen Komparator 120. Anfangs befindet sich der Schalter 121 in der Position 1, so daß der Komparator die Eingangssignalspannung mit der Spannung 0 vergleicht, um festzustellen, ob der Eingang positiv oder negativ ist. Ist das Eingangssignal positiv, so gibt der Komparator eine binäre »Eins« für das erste kennzeichnende Bit bt des Paares, das durch das 4-Stufen-Digit dt dargestellt ist. Im anderen Falle liefert der Komparator ein —1 (oder eine 0) für bt.

Das Bit bi bildet nicht nur den Ausgang, sondern steuert auch den Schalter 122. Wenn b_t gleich +1 ist, verbindet der Schalter 122 mit einer Relativspannung von 2 V, während bei bi, gleich —1, der Schalter 122 mit einer Relativspannung von — 2 V verbindet. Gemäß F i g. 17 sind +2 V und —2 V Schwellspannungsstufen bzw. -höhen. Inzwischen schaltet Schalter 121 in die Stellung 2 und verbindet den Schalter 122 mit dem Komparator 120. Der Komparator 120 vergleicht darauf die Eingangssignalstufe mit der richtigen Schwellspannungsstufe, +2 oder —2, und ermittelt den Wert des am wenigsten kennzeichnenden Bits fa des Bitpaares, das durch das 4-Stufen-Digit d_t dargestellt ist.

Die beiden binären Digits bi und bt erscheinen somit nacheinander am Ausgang.

F i g. 19 zeigt ein Blockschaltbild einer quaternären Entscheidungsrückkopplungseinrichtung, die im Mehrstufenbetrieb an die Stelle der Encscheidungsrückkopp-Iungseinrichtung72 gemäß Fig. 6 tritt. Die Einrichtung ähnelt ganz dem Signalformer mit nur einem Probenwert pro Digit. Wie oben erwähnt formt die

Entscheidungseinrichtung jedes empfangene, quaternäre Digit dt in zwei binäre Digits bt und bi urn, die nacheinander am Wechselschalter 130 erscheinen. Der Wechselschalter 130 gibt bi in das Schieberegister 131 und bt in das Schieberegister 132. Die vorher bewerte-

ten Bits passieren diese Schieberegister. Jedes Paar gelangt zu einer Logikschaltung 133, 134, 135 und 136. Jede Logikschaltung formt ein Paar binärer Digits wieder zurück in das quaternäre Digit. Verstärker 137, 138, 139 und 140 oder Vervielfacher multiplizieren

jedes quaternäre Digit d_t-_} um einen gegebenen Faktor Ij, einem Probenwert des gesamten Übertragungsverhaltens des Systems bei einem einzelnen quaternären Digit (in der Regel der Impulsverlauf). Die Ausgänge der Verstärker werden im Summierer 141 addiert

und liefern das Entscheidungsrückkopplungssignal, das zum Summierer 48 gelangt. Während des Empfangs des i-ten Digitintervalls lautet dieses Entscheidungsrückkopplungssignal:

Ein Vergleich dieser Gleichung mit Fig. 19 zeigt, wie die Anlage gemäß Fig. 19 diese Gleichung ausführt und das gewünschte Entscheidungsrückkopplungssignal erzeugt. Dieses Signal wird von dem Transversalentzerrerausgang abgezogen und eliminiert die durch vorhergegangene, bewertete Digits verursachte Zwischenzeicheninterferenz.

Die weitere Erstreckung der oben beschriebenen Technik auf eine andere Anzahl von Signalstufen erfolgt sinngemäß. Das gleiche gilt für die Erweiterung der Signalformung auf eine andere Anzahl von Probenwerten pro Digit. Im Normalfall wird nicht mehr als ein Probenwert pro Digit in der Entscheidungsrückkopplung benötigt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Datenübertragungsanlage, bestehend aus einem Sender und einem Empfänger mit einem mit einer Verzögerungsleitung versehenen transversalen Entzerrer, von dessen bedampftem und addiertem Ausgangssignal mittels Probenwertentnahme ein korrigiertes Rückkopplungssignal gebildet ist, um die auf dem Übe.rtragungspfad auftretenden Fehler zu vermindern, dadurch gekennzeichnet, daß das in Form von Probenwerten vorliegende Ausgangssignal einem Entscheidungskreis (71) zugeführt ist, der ein binäres Ausgangssignal entsprechend der Polarität und/oder Amplitude des in Probenwerten vorliegenden Ausgangssignals einem Entscheidungsrückkopplungskreis (72) zuführt, der wiederum ein korrigiertes Rückkopplungssignal zu einem Summierer (48) leitet, in welchem für die Abgabe eines Ausgangssignals eine Zusammenfassung mit dem Ausgangssignal des transversalen Entzerrers (47) stattfindet.

2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender einen Signalformer (11) umfaßt zur Umformung eines digitalen Eingangssignals in ein erstes analoges Signal, einen Quadratursignalformer (12) zur Umformung des digitalen Eingangssignals in ein zweites, analoges Signal, das in der Phase gegenüber dem ersten analogen Signal verschoben ist, einen Modulator (13) zur Modulation des ersten und des zweiten analogen Signals und einen Summierer (16) zum Addieren der modulierten Signale.

3. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalformer ein binäres Mehrstufenschieberegister (20) umfaßt zum Empfang und zum Speichern der digitalen Datenbits, einen Polaritätsschalter (21) am Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters, einstellbare Abschwächer (22) an jedem Schalter zur Steuerung der Amplitude der Signale von den Stufen des Schieberegisters, einen Summierer (23) zum Aufsummieren der Signale von den einstellbaren Abschwächern, so daß ein zusammengesetztes Signal entsteht, und ein Filter (24) zum Glätten des zusammengesetzten Signals.

4. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalformer (11) ein Mehrstufenschieberegister (25) zum Empfang und zum Speichern der digitalen Datenbits umfaßt, zwei Polaritätsschalter (28a, 28£>), die mit dem Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters verbunden sind, einen einstellbaren Abschwächer (22) am Ausgang jedes Polaritätsschalters zur Steuerung der Amplitude des Signals aus jeder Stufe des Schieberegisters und einen ersten und einen zweiten Summierer (26, 27), je einen der einstellbaren Abschwächer der beiden Polarilätsschaller mit dem ersten Summierer verbunden und die übrigen einstellbaren Abschwächer von den beiden anderen Polaritätsschaltern.

5. Anlage nach Anspruch 2, 3 oder 4 mit einem Modulator (13) zur Modulation des ersten und des zweiten analogen Signals, gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Modulator (31, 32) zur Aufnahme des ersten und des zweiten analogen Signals, durch eine Quelle (14, 15) zur Modulation des Trägersignals zur Lieferung eines Trägersignals zum ersten Modulator (31), durch einen Phasenschieber (33) zur Aufnahme des Trägersignals von der Signalquelle und zur Verschiebung der Phase des Trägersignals, wobei der Phasenschieber die Trägerquelle mit dem zweiten Modulator (32) verbindet, durch einen Inverter (35) zur Umkehrung des Signals vom zweiten Modulator (32) und einen Summierer (36) zur Addition des Signals vom ersten und vom zweiten Modulator zum Trägersignal.

6. Anlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger eine Trägerwiederherstellungseinrichtung (43) zur Aufnahme und Wiederherstellung des Trägers des empfangenen analogen Signals und zur Weiterleitung des wiederhergestellten Signals zum Demodulator (44) umfaßt.

7. Anlage nach Anspruch 6 mit einer Trägerwiederherstellungseinrichtung (43), gekennzeichnet durch eine Phasenverriegelungsschleife (63) zur Aufnahme des Trägers des Empfangssignals und zum Ziehen des empfangenen Trägersignals beim Vorhandensein von Rauschen und Phasenjitter und zur Lieferung eines Signals zur Anzeige des Trägersignals und durch eine Phasenversetzungskorrektureinrichtung (64) zur Aufnahme des das Trägersignal anzeigenden Signals und zur Korrektur der Phase dieses Signals zur Anpassung an die Phase des empfangenen Datensignals.

8. Anlage nach Anspruch 7 mit einer Phasenversetzungskorrektureinrichtung, gekennzeichnet durch einen Phasenmodulator (90), der mit dem Ausgang (D) der Phasenverriegelungsschleife (63) verbunden ist, zur Beschleunigung oder Verzögerung der Trägerphase in Abhängigkeit von einem Steuersignal, wobei der Ausgang (B) des Phasenmodulators dem Demodulator (44) zugeführt wird, durch eine Phasenverzögerungseinrichtung (91) zur Aufnahme des Ausgangssignals (B) vom Phasenmodulator (90) zur Verzögerung der Phase des Empfangssignals um einen festen Betrag, durch einen zweiten Demodulator (92) zur Aufnahme des modulierten, analogen Signals (C) vom Sender und des phasenverzögerten Trägersignals von der Phasenverzögerungseinrichtung zur Demodulation des Empfangssignals mit der verzögerten Trägerrate und durch eine die Differenz ermittelnde Schaltung (98) zur Aufnahme der demodulierten Signale vom ersten und zweiten Demodulator (44, 92) und zur Lieferung eines Steuersignals zum Phasenmodulator (90), das die Differenz zwischen diesen anzeigt und den Ausgang des Phasenmodulators (90) zur Verringerung dieser Differenz auf ein Minimum verändert.

9. Anlage nach Anspruch 1 oder 8 mit einer Entscheidungsrückkopplungseinrichtung (72), gekennzeichnet durch ein binäres Mehrstufenschieberegister (73) zur Aufnahme und zum Speichern der binären Ausgangssignale der Entscheidungseinrichtung, durch einstellbare Verstärker (74) am Ausgang jeder Stufe des Schieberegisters zur Einstellung der Amplitude der Signale von jeder Stufe, derart, daß sie der Amplitude eines ausgewählten Samples des Systemimpulsverlaufs am Ausgang des Transversalentzerrers entsprechen, ohne daß die Entscheidungsrückkopplungseinrichtung in die Schaltung gelegt ist, und durch einen zweiten Summierer (75) der die Ausgangssignale der einstellbaren Verstärker summiert und das summierte Signal dem ersten Summierer (48) zuführt.

10. Anlage nach Anspruch 2 mit einem als Mehr- bei niedrigeren Übertragungsgeschwindigkeiten wurstufensignalformer ausgeführten Signalformer (11), den bisher verschiedene Verfahren angewandt. Bei begekennzeichnet durch erste und zweite binäre Mehr- kannter Charakteristik der Übertragungsleitung kann Stufenschieberegister (101,102), durch einen Wech- eine Entzerrung durch Vorverzerrung erreicht werden, selschalter (100) zur Weiterleitung eines Bits eines 5 Das zu übertragende Signal wird dabei so verzerrt, daß jeden Paares von Eingangsbits zum ersten binären die Leitungsverzerrung das vorverzerrte Signal so ab-Mehrstufenschieberegister (101) und des anderen ändert, daß ein Empfangssignal der gewünschten Bits jedes Eingangsbitpaares zum zweiten binären Wellenform entsteht. Das Verfahren ist auf jene Fälle Mehrstufenschieberegister (102), durch eine erste beschränkt, bei denen die Wellencharakteristik der Logikschaltung (103), angeschlossen an den Ein- io Leitung zeitlich konstant und bekannt ist.

gang des ersten binären Mehrstufenschieberegisters, Ein anderes Verfahren zur Korrektur der Laufzeit-

zur Lieferung eines Ausgangssignals (</<), das den Verzerrungen auf der Übertragungsleitung erfordert

Mehrstufen-Ziffernwert des digitalen Eingangs- die Anwendung eines Transversalentzerrers (s. bei-

signals anzeigt, durch einen Summierer (109), durch spielsweise deutsche Auslegeschrift 1 294 431, deutsche

einen ersten einstellbaren Verstärker (106), der das 15 Offenlegungsschrift 1487 784 sowie USA.-Patent-

Ausgangssignal der ersten Logikschaltung auf- schrift 3 462 687). Ein Transversalentzerrer umfaßt

nimmt und auf den Summierer gibt, durch mehrere eine mit Anzapfungen versehene Verzögerungsleitung

Logikschaltungen (104, 105) zur Aufnahme der und mehrere Vervielfacher, die je einer Anzapfung der

Ausgänge einer Stufe des ersten und des zweiten Verzögerungsleitung zugeordnet sind. Die Verviel-

binären Mehrstufenschieberegisters, wobei die *o fächer stellen die Amplitude und Polarität des von der

Schaltungen (104, 105) ein Ausgangssignal (άι-_χ, Verzögerungsleitung an der jeweiligen Anzapfung ge-

</<-„) liefern zur Anzeige der Höhe oder der Stufe wonnenen Signals ein. Die Ausgänge der Vervielfacher

der Signale, die von den obenerwähnten Stufen werden zur Erzielung eines Transversalentzerreraus-

aufgenommen wurden, durch mehrere einstellbare ganges summiert. Durch entsprechende Auswahl der

Verstärker (107, 108) mil je einem Ausgang einer 25 Anzapfungsabstände und der den Anzapfungen zuge-

Logikschaltung (104,105) verbunden zur Steuerung ordneten Multiplikationsfaktoren kann man mit dem

der Verstärkung des Signals der Logikschallungen Entzerrer die Zwischensignalinterferenzen auslöschen,

und zur Weitergabe des Signals zum Summierer Transversalentzerrer allein sind jedoch nur beschränkt

und durch ein Glättungsfilter (110) zur Glättung anwendbar, weil sie bei starker Verzerrung des Signals

des Ausgangssignals vom Summierer. 30 keine vollständige Kompensation bewirken können,

11. Anlagenach Anspruch 10 mit einer Entschei- ohne das Signal stärker als das Rauschen abzudungsrtckkopplungseinrichtung (72) in der Aus- schwächen.

führung als Mehrstufen-Entscheidungsrückkopp- Es ist ferner ein System zur Anpassung des Impulslungseinrichtung, gekennzeichnet durch ein drittes Verhaltens eines Übertragungskanals zur Ableitung und ein viertes binäres Mehrstufenschieberegister 35 eines Korrektursignals bekannt (s. deutsche Offen- (131, 132), durch einen Wechselschalter (130) zur legungsschrift 1 762 361), das durch Verbindung mit Weiterleitung jedes kennzeichnenden Bits eines dem Empfangssignal die Restitution der übermittelten digitalen Eingangssignals zum dritten binären Daten in praktisch unverzerrter Form erlaubt. Man er-Mehrstufenschieberegister (131) und jedes am reicht dies durch Speichern der vorher empfangenen, wenigsten kennzeichnenden Bits eines digitalen 40 korrigierten Datenbits und durch Kreuzkorrelation Eingangssignals zum vierten binären Mehrstufen- dieser gespeicherten Bits und des Empfangssignals, so Schieberegister (132), durch mehrere Logikschal- daß sich das Impulsverhalten des Übertragungskanals tungen (133 bis 136) mit je einer Stufe des dritten ergibt. Die Kreuzkorrelation erreicht man durch digi- und vierten binären Mehrstufenschieberegisters zur tales Vervielfachen der η unmittelbar vorher empfan-Lieferung eines Ausgangssignals verbunden, das 45 genen Datenbits mit dem vorher empfangenen, korri-Signale von diesen Stufen anzeigt, durch einen gierten Signal und durch zeitliche Integration der ProSummierer (141), durch mehrere einstellbare Ver- dukte. Daraus wird ein Korrektursignal abgeleitet, instärker (137 bis 140) mit je einer der Logikschaltun- dem man die gemessenen Werte des Impulsverhaltens gen verbunden zur Steuerung der Verstärkung des mit den gespeicherten Daten multipliziert und die ProSignals von den Logikschaltungen und zur Weiter- 50 dukte summiert. Dieses Korrektursignal wird von dem gäbe des Signals zum Summierer und durch ein Empfangssignal subtrahiert, wodurch das korrigierte Glättungsfilter zur Glättung des Ausgangssignals Signal entsteht, also sowohl das Ausgangssignal des vom Summierer. Systems als auch das gespeicherte Signal. Eine der