DE1762010B2 - Verfahren und Schaltung zur Übertragung digitaler Daten über eine insbesondere aus Telefonleitungen aufgebaute Ubertragungsstrecke - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Über-

Bandfilteranordnung (2, 8; 31, 41) eine Band- 40 tragung von digitalen Daten von einem Sender über breite von l/T Hz erhält, wobei T die durch jede eine Übertragungsstrecke zu einem Empfänger, wobei Datengruppe festgelegte Modulationsperiode des Trägersignals ist.

jeweils Gruppen aufeinanderfolgender Daten entsprechend ihrem Informationsgehalt als phasendifferenz-

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekenn- moduliertes Trägersignal auf die Übertragungsstrecke zeichnet, daß im Empfänger ein Detektor (53) das 45 gegeben werden und das Trägersignal durch eine zwi-Trägersignal sowie das um eine Modulations- sehen Sender und Empfänger im Übertragungsweg periode verzögerte Trägersignal aufnimmt und angeordnete Bandfilteranordnung geführt wird, sowie unter Steuerung eines mit der Modulationsfre- eine Schaltung zur Ausführung des Verfahrens, quenz synchronisierten Taktgenerators (57) die Werden bei diesem, aus der DT-PS 1165 657 be-Phasendifferenz an den Mitten aufeinanderfolgen- 50 kannten Übertragungsverfahren die digitalen Nach· der Modulationsperioden bestimmt. richten über Telcfonlcitungcn aus dem öffentlichen

7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch Fernsprechnetz übertragen, besitzen die durch Wangekennzeichnet, daß die Modulationsperiode ein len zufällig aufgebauten Übertragungsstrecken sehr Vielfaches der Taktperiode der

Daten ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsperiode das Dreifache der Taktfrequenz der übertragenen Daten ist.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung aus zwei Filtern besteht, die zu beiden Seiten der Übertragungsstrecke (4) angeordnet sind.

10. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor Phasenschieberstufen (SS ... 61) aufweist, in welchen das verzögerte Trägersignal um durch die Kodierung bestimmte Phasenwinkel verschoben

übertragenen unterschiedliche Dämpfungs- und Verzemings-Eigen-55 schäften. Die Folge ist, daß Qualität und Verläßlichkeit der im Empfänger aufgenommenen Nachrichten nicht nur generell erheblich zu wünschen übrig lassen, sondern auch je nach Beschaffenheit der Übertragungsstrecke beträchtlich schwanken.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren sowie eine Schaltungsanordnung anzugeben, die trotz unvorhersehbar schwankenden Übertragungscigcnschaftcn der Übertragungsstrecke eine möglichst verzerrungsfreie Übertragung der Nachricht erlauben.

Die Lösung gelingt bei dem eingangs genannten Verfahren nach der Erfindung dadurch, daß die

wird; und daß das nicht verzögerte Trägersignal Bandfilteranordnung eine Bandbreite von 1/7Hz er-

hält, wobei T die durch jede Datengruppe festgelegte Modulationsperiode des Trägersignals ist

Durch die von der Erfindung vorgeschlagene Korrelation zwischen Modulationsperiode der Phasendifferenz-Modulation und Bandbreite wird ohne wesentlichen zusätzlichen Schaltungsaufwand eine erhebliche Gleichmäßigkeit der Empiangsqualität unabhängig von der gerade gewählten Übertragungsstrecke erreicht. Dabei nutzt die Erfindung aus, daß bei einer Trägerfrequenz /₀ im Sprachband bei der Bandbegrenzung gemäß der Erfindung mit /₀ als Mittenfrequenz die Übertragungscharakteristiken der Telcfonlcüungen s'Ch im wesentlichen gleichen.

Bei dieser Bandbegrenzung erweist es sich als vorteilhaft, wenn die Phase-ilag" des empfangenen Trägersignals im Empfänger jevei's in der Mitte aufeinanderfolgender Modula Jonsperioden abgetastet wird. Die Modulationsperioiie, die gleich einem Mehrfachen der Bitperiode der Daten gewählt werden kann, wird zweckmäßig gleich dem Dreifachen der Bitperiode zugrunde gelegt; die aus dieser achtwertigen Phasendirlerenz-Modulation resultierende Bandbreite ergibt besonders günstige Übertragungsverhältnisse.

Zur Ausführung des Verfahrens eignet sich eine Schaltung zur Übertragung digitaler Daten über eine Übertragungsstrecke, wobei jeweils Gruppen aufeinanderfolgender Daten entsprechend ihrem Informationsgehalt als phascndifTerenzmodulicrtes Trägersignal auf die Übertragungsstrecke gegeben werden, sowie mit einem Empfänger und einer zwischen Sender und Empfänger im Übertragungsweg angeordneten Ba: dfilteranordnung, welche sich erfindungsgemäß dadurch auszeichnet, daß die Bandbreite l/T Hz ist, wobei T die durch jede Datengruppc festgelegte Modulationsperiode des Trägersignals ist. Obgleich diese Schaltung in vielerlei Weise im einzelnen ausgeführt sein kann, empfiehlt es sich, im Empfänger einen Detektor vorzusehen, der das Trägersignal sowie das um eine Modulationsperiode verzögerte Trägersignal aufnimmt und unter Steuerung eines mit der Modulationsfrequenz synchronisierten Taktgenerators die Phasendifferenz an den Mitten aufeinanderfolgender Modulationsperioden bestimmt. Auch hier empfiehlt es sich, für die Modulationsperiode ein Vielfaches, insbesondere das Dreifache, der Taktperiode der übertragenen Daten zu wählen. Ferner kann die Filteranordnung aus zwei Filter bestehen, die zu beiden Seiten der Übertragungsstrecke angeordnet sind.

Der Detektor kann Phasenschieberstufen aufweisen, in welchen das verzögerte Trägersignal um durch die Kodierung bestimmte Phasenwinkel verschoben wird, wobei dann das nicht verzögerte Trägcrsignal mit den Ausgang- -ignalcn der Phasenschieberstufen in den zeitlichen Mittelpunkten aufeinanderfolgender Modulationsintcrvallc in besonderen Vergleichsstufcn verglichen wird.

Die Ausgänge der Vergleichsstufen können dann über Torschaltungcn an Schieberegister angeschlossen sein, die vorbestimmte Datenbitgruppcn enthalten, wobei die Ausgabe des jeweiligen Schieberegister-Inhaltes von dem Taktgenerator gesteuert wird.

Es versteht sich, daß die Mittcnfrequenz der Filteranordnung gleich der die Information enthaltenden Trligcrfrcquenz ist, die für den Fall, daß die Üdcttragungsstrecke eine Tclefonleitung ist, beispielsweise zu 1700 Hz gewählt werden kann.

Weitere bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand weiterer Unteransprüche. Nachstehend wird die Erfindung im einzelnen an Hand der Zeichnungen beschrieben. Im einzelnen s zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Senderstation, die über eine Übertragungsstrecke mit einer entfernten Empfängerstation verbunden ist,

F i g. 2 den idealen Kurvenverlauf für ein während ίο der Modulationsperiode T auftretendes Trägersignal, F i g. 3 Jas Trägersignal aus F i g. 2 nach Durchlauf durch ein Bandbegrenzungsfilter,

F i g. 4 das Trägcrsignal nach F i g. 1 nach Durchlauf durch ein zu schmales Bandfilter, is Fig. 5 ein Trägersignal nach Durchlauf bei zu großer Bandbreite ohne Verzerrungen,

F i g. 6 ein Trägersignal nach Durchlauf durch ein Bandfilter mit großer Bandbreite und starker Verzögerungsverzerrung,

so F i g. 7 ein Trägcrsignal nach Durchlauf durch ein Bandbegrenzungsfilter bei einem Modulationsintervall, das größer als T ist,

F i g. 8 ein Trägersignal von 1700 Hz, das gemäß einer achtwcrtigen Phasendifferenz-Modulation moa5 dulierl ist,

F i g. 9 in den Zeilen a bis d die Signalkomponentcn zur Übertragung der einzelnen Datengruppen ge· maß F i c. 8, Zeile c das zusammengesetzte Signal nach Durchgang durch einen phasenlinearen Bandpaßfmcr, dessen Durchlaßbercich beispielsweise von 1300 Hz bis 2100 Hz reicht bei einer Mittenfrequenz von 1700Hz,

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Sendemodulators, der erfindungsgemäß verwendet werden kann, F i g. 11 ein Blockschaltbild eines zur Verwendung in dem erfindungs, »äßen Übertragungsverfahren geeigneten Empfängers,

Fig. 12 ins einzelne gehende Blockschaltbilder eines Phasendetektors und eines Datenumsetzers, wie sie in dem erfindungsgemäßen Verfahren verwendet werden können,

Fig. 13 ein Zeigerdiagramm von vier erzeugten Bezugssignalen aus der Schaltung nach Fig. 12 und von acht möglichen, durch die Decodierungseinrichtung feststellbaren Signalen,

Fig. 14 ein detailliertes Schaltbild des in Fig. 10 gezeigten, zur Umsetzung von Daten in Impulse dienenden Codiergerätes, und

Fig. 15 ein detailliertes Schaltbild des in Fig. 12 gezeigten Datenumsetzers.

Die Grundzüge der Erfindung lassen sich besonders gut an Hand des Blockschaltbildes von Fig. 1 der Zeichnungen erläutern. Daten werden in digitaler Form von einer nicht dargestellten Dateninformationsquclle einem digitalen Modulator 1 zugeführt. Der digitale Modulator 1 kann ein Phasenwinkel-Modulator zur Phasenmodulation sein. Die von dem Modulator 1 abgegebenen, digital modulierten Signale werden in einem Bandpaßfilter 2 mit schmalem Durchlaßband hinsichtlich des Frequenzbandes begrenzt und über ein unveränderliches Angleichungsgerät 3 einer willkürlich und zufällig wählbaren, normalen, unangepaßten Telefonleitung zur Sprachübe* tragung einer durch das Blocksymbol 4 dargestellten Leitungsgruppe zugeführt. Es vcistcht sich, daß derartige Leitungen, Fernleitungen und Nahverkehrsleitungen enthalten können und die jeweils ausgewählte Leitung kann eine von vielen verschiedenen

und unterschiedlichen Übertragungskanälen sein. So können beispielsweise die Leitungen 6-1, 6-2 ... 6-n durch am Ort befindliche Telefon-Schaltmittel ausgewählt werden, und eine der Leitungen 7-1. 7-2... 7-n wird für Ferngespräche mittels Fern-Telefonwählvermittlungseinrichiungcn ausgewählt Jeder der Leitungszüge 6 kann mit jeder der Leitungen 7 verbunden wurden, so daß sich in der beschriebenen Weise eine vollständige Übertragungsleitung ergibt. Jede Kombination von Leitungsabschnitten bzw. Leitungsteilen ergibt demgemäß hinsichtlich der Gesamtleitung eine unterschiedliche Charakteristik der relativen Amplitudendämpfung und der Phasenverzögerung, und es versteht sich daher, daß es reiner Zufall wäre, wenn für aufeinanderfolgende Gespräche dieselbe Leitung ausgewählt würde.

Auf der Empfangsseite uer Modulator-Demodulatoreinheit wird das empfangene Signal vorzugsweise über einen weiteren Bandpaßfilter G mit schmalem Durchlaßband einem geeigneten Demodulator 9 zu- ao geführt. Das gewünschte schmale Durchlaßband kann durch eine die Filter 2 und 8 in sich vereinigende Anordnung erreicht werden, welche entweder im Empfangsteil oder im Senderteil der Modulator-Demodulatorcinhcit angeordnet ist. Vorzugsweise wer- den jedoch sowohl das Filter 2 als auch das Filter β verwendet, und diese Filter haben jeweils ein Durchlaßband von weniger als 1000 Hz. Die Filter sind phasenkorrigiert (wie weiter unten näher ausgeführt wird), so daß die Bandpaßfilter ein lineares Phasenverhalten haben. Feiner kann das unveränderliche Anpassungsgerät 3 im Senderteil und/oder im Empfängerteil der Modulator-Dcmodulatcrcinheit angeordnet sein. Vorzugsweise ist das unveränderliche Anpassungsgerät 3 jedoch im Senderteil der gcnannten Einheit angeordnet.

Zum besseren Verständnis der Zusammenhänge bei der Erläuterung der Erfindung sei ein in F i g. 2 dargestellter trägerfrequcnter Impuls 10 betrachtet, welcher eine Dauer von 7-Sekunden habe. Die Träger- frequenz dieses Signals sei /₀, und das Modulationsintervall sei T Sekunden. Dieses Signal k?nn nun über viele verschiedene Bandpaßfiltcr geleitet werden, um festzustellen, welches die notwendige und hinreichende Bandbreite ist, um die in F i g. 3 dargc- stellte Wiedergabe zu erhalten.

Die Wellenform in F i g. 3 der Zeichnungen zeigt nun die notwendige und ausreichende Form des Wicdsrgabesignals, welchem sich alle Irformationen entnehmen lassen, und eine derartige Wiedergabeform wird bei dem crfindungsgcmäßen Verfahren verwendet. Ein erstes wesentliches Merkmal dieser erwünschten Wellenform ist es, daß die Umhüllende ihren Scheitel in der Mitte des Modulationsintcrvalls T besitzt und daß die Amplitude der Umhüllen- den in der Mitte der benachbarten Modulationsintervallc zu Null wird. Die Modulationsumhüllcndc soll zu beiden Seiten des Scheitels der Umhüllenden in der dargestellten Weise symmetrisch verlaufen. Ein zweites wesentliches Merkmal ist es, daß die Frcquenz des Trägers innerhalb des Modulationsintcrvalls T im wesentlichen dieselbe wie die ursprüngliche Eingangs-Trägerfrequenz/_n gemäß Fig. 2 der Zeichnungen sein soll. Als drittes Merkmal ist zu nennen, daß der Phasenwinkel der Trägcr-Sinuswcllc in der Mitte des Modulationsintervalls im wesentlichen mit tlcmjcniccn des Eingangssignals nach F i g. 2 der Zeichnungen übereinstimmen soll. Sind die Phasenwinkel jedoch nicht gleich, so sollen sie sich um einen konstanten Winkel unterscheiden, so daß beispielsweise bei einer Änderung des Phasenwinkels am Eingang um 45° der Phasenwinkel des Ausgangssignals in der Mitte des Modulationsinter· valls ebenfalls um gleiche 45° geändert wird.

Das Ergebnis analytischer und experimenteller Untersuchungen läßt die folgenden Gesetzmäßigkeiten erkennen:

1. Wird das in Fig. 2 der Zeichnungen dargestellte Signal über ein Bandpaßfilter geleitet, dessen Durchlaß-Bandbreite, nachfolgend ein· fach als Bandbreite bezeichnet, l/ΓΗζ beträgt, wobei die Mittelfrequenz/₀ also der Trägerfrequenz gleich ist und wenn das Phasenverhalten innerhalb des Durchlaßbandes in« wesentlichen linear ist, so erfüllt die Signalwiedergabe am Ausgang des Filters alle drei im Zusammenhang mit F i g. 3 der Zeichnungen erläuterten Forderungen.

2. Wird die Bandbreite des Filters schmaler als MT Hz gemacht, während die übrigen Eigenschaften beibehalten werden, so nimmt die Scheitelhöhe der Modulationsumhüllcndcn ab, und die Dauer des Wiedergabcsignals zieht sich auseinander, wie der Wellenform nach Fig.4 der Zeichnungen zu entnehmen ist. Die Amplitude wird jedoch nicht in der Mitte der benachbarten Modulationsintervalle zu Null.

3. Wird die Bandbreite des Filters größer als 1/THz gemacht, während die übrigen Eigen· schäften beibehalten werden, so nähert sich die Form des Wiedergabcsignals derjenigen des ursprünglichen Eingangssignals. Das Wiedergabesignafeines solchen breitbandigen Filters ist in F i g. 5 der Zeichnungen angedeutet. In der Mitte des Modulationsintervalls T sind die Wiedergabekurven gemäß Fi g. 5 und Fi g. 3 der Zeichnungen im wesentlichen gleich, und in der Mitte der benachbarten Modulationsintcrvalle erreicht die Amplitude den Wert Null. Auf Grund der Tatsache, daß größere Bandbreiten zu einer Wiedergabe führen, die dem ursprünglichen Signal ahm ic! ι ei isi, gehl man allgemein davon aus. daß die Wiedergabe um so besser ist, je größer die Bandbreite ist. Eine größere Bandbreite führt tatsächlich zu besseren Ergebnissen, wenn man das Dämpfungsmaß und das Phasenmaß der betreffenden Übertragungsleitung für alle Schaltungsfälle auf einem bestimmten Wert halten könnte. Dies ist auch der Grund, warum nach dem Stande der Technik versucht wird, wie oben bereits erwähnt, kostspielige automatische Lcitungs-Anpassungsgerätc zu schaffen. Ist das Dämpfungsmaß und das Phasenmaß nicht für das gesamte Durchlaßband geeignet, so wird das Wicdcrgabcsignal verzerrt, wie Fi g. 6 der Zeichnungen zeigt. Wenn nun die Übertragungseigenschaften der Leitung innerhalb der Bandbreite von ITHz gut, jedoch außerhalb dieses Bereiches schlecht sind, so ist es besser, nur eine Bandbreite von l/ΓΗζ zu übertragen und eine Ausgangskurvenform nach Fig. 3 der Zeichnungen zu erhalten als eine größere Bandbreite übertragen zu wollen und dabei wichtige Merk· male der Wiedergabekurve zu verlieren. Wie sich weiter unten n-jr'- ergibt, sind es die obenge-

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nannten drei Merkmale, welche es ermöglichen, empfangen und sie wieder in die ursprüngliche Serien-

daß im Empfänger die gesendeten Informationen anordnung binärer Daten zurückzuverwandeln, wobei

von dem empfangenen Signal abgeleitet und wie- die richtige Geschwindigkeit einzuhalten ist und eine

dergewonncn werden können. minimale Zah! von Bit-Fehlern gewährleistet sein

4. Wird das Filter wie \in Falle 1. belassen und das S soll.

Modulationsintcrvali des Eingangssignals auf Da die Wortübertragungsgeschwindigkeit 2400 Bits

eine Zeitdauer, welche größer als T ist, vergrö- je Sekunde beträgt, ist die Dauer eines jeden Bits

ßcrt, so hat das Ausgangssignal des Filters die 417 Mikrosekunden (0,000417 Sekunden). Um eine

in F i g. 7 der Zeichnungen gezeigte Gestalt. Die Trägerwelle mit einem Modulationsintervall vou Modulationsumhüllcnde zieht sich in die Länge, io 417 Mikrosekunden übertragen zu können, muß eine

ohne daß die Amplitude bedeutend größer wird, Bandbreite vorgesehen sein, die nach den oben ange-

so daß sich eine Wellenform ergibt, die derjcni- stellten theoretischen Überlegungen notwendig und

gen der Umhüllenden von Fig. 5 ähnlich ist, hinreichend 2400Hz (1/0,000417 = 2400) beträgt,

jedoch zeitlich in die Länge gezogen ist. Eine Bandbreite von 2400 Hz ist ohne die Verwen-

5. Wird bei Verwendung desselben Filters wie im »j dung eines variablen Anpassungsgerätes bei norma-FaIIc 1. das Modulationsintcrvali unter den lcn Telefonkanälen nicht zu erreichen. Bei jeder nor-VVert T verkleinert, so hat die Ausgangswcllc malen, mC\\ angepaßten Telefonlcitung würde ein eine Gestalt ähnlich F i g. 3 der Zeichnungen, Signal mit einer Bandbreite von 2400 Hz eine Amplijcdoch mit der Ausnahme, daß die Amplitude tudcnvcrändcrung von über 15 db und eine Verzögeocs Wicdergabesignals in demselben Verhältnis ao rung der Modulutionsumhüllcnden von über 2 Milliabnimmt. Wird beispielsweise das Modulations- Sekunden erleiden, was jedoch nicht zulässig ist. intcrvall auf 7/3 verkleinert, so ist die Ampli- Werden einem Modulationsintervall zwei Informatudc des Wicdergabesignals nur ein Drittel von tions-Datcnwörtcr zugeordnet, so ergibt sich ein Moderjenigen von F i g. 3 der Zeichnungen. dulationsintcrvall von 833 Mikrosekunden, und die

6. Wird eine Impulsspannung mit einer Dauer von as notwendige Bandbreite wäre in diesem Falle 1200Hz. 77100 un'J einer Amplitude von dem Zehnfachen Eine Bandbreite von 1200Hz, welche bei einer nordcs Signalspannungspcgcls in das Filter des FaI- malen Telefonlcitung unter besten Leitungsbcdingun-Ies 1. eingegeben, so zeigt die Ausgangswclle gen manchmal angetroffen wird, ermöglicht immercine Gestalt entsprechend F i g. 3 der Zcichnun- hin eine Datenübertragung ohne Anpassung. In den gen, jedoch beträgt die Amplitude nur ein Zehn- 30 meisten Fällen ist jedoch eine Anpassung erfordertcl (10/100). Ein solcher Impuls kann als tnodu- lieh. Die Änderungen der Leitungsbedingungen bei licrfcr Trägerimpuls betrachtet werden, dessen einer Bandbreite von 120Uj-Iz sind so groß, daß die Dauer 771 <>J beträgt und dessen Amplitude der Verwendung eines einzigen unveränderlichen Anpas-Schcitclsponnung entspricht. Da also die Ampli- sungsgcrätcs nicht möglich ist, welches den Betneb tudc das Zehnfache der Amplitude des Signals 35 des Modulator-Dcmodulatorsystems in Verbindung nach Fall 1. ist, beträgt die Amplitude des Wie- mit den meisten Leitungskombinationen möglich madcrgabesignals 10'100, d. h. nur ein Zehntel. Bei chcn würde. Dies bedeutet mit anderen Worten, daß den meisten Telcfonleiüingcn ist der Rausch- immer noch ein veränderbares Anpassungsgerät erpegcl verhältnismäßig niedrig. Häufig angctrof- forderlich ist. Im genannten günstigsten Falle von fcnc Störsignale haben im allgemeinen die Form 40 1200-1 Iz-Dandbrcitc hat die gebräuchliche Wählverimpulsartigcr Störungen. mittlungslcitung eine Amplitudendämpfung von über

7. Unter der Annahme jeweils gleicher Filter ist 10 db und eine Phasenverzögerung der Modulationsdic Ausgnngs-Signalamplhudc direkt proportio- umhüllenden von über I Millisekunde aufzuweisen, nnl zur Amplitude des Eingangssignals. Werden jedoch drei Datenwörter einem Modula-

45 tionsintcrvall zugeordnet, so ergibt sich ein Modu-

Die Anwendung der oben dargelegten Gedanken lationsintcrvall von 1250 Mikrosekunden, und die wird nun am Beispiel eines Datcnübcrtragungs- notwendige Bandbreite ist 800Hz. Eine Bandbreite problems gezeigt. Die Erfindung wird unter Zugrun- von 800 Hz mit einer Mittclfrcqucnz von 1700Hz, delcgung einer bestimmten Wortübcrtragungs· d.h., eine Bandbreite von 1300 bid 2100Hz ergibt geschwindigkeit von 2400 Bits ic Sekunde betrachtet, 50 gute und zuverlässige Übcrtragungscigenschaften. wobei untersucht wird, wie die Sendung und der Diese Bandbreite führt zu eil er mittleren Verzöge* Empfang über einen normalen Tclcfon-Übcrtragungs- rungschaiakteristik mit U-förmigcr Einhüllender, wokanal vor sich geht Dieselben Grundsätze und Be- bei im Durchlaßband die Verzögerung nur 200 Mtgründungen gehen jedoch auch für andere Wortübcr- krosckundcn beträgt, während die Amplitude linear tragung^cschwindigkeiten und entsprechend in ihrer 55 abfällt und der mittlere Abfall S db je 800 Hz beBandbreite begrenzte Übcrtragungskanäic. trägt. Mit einem unveränderlichen Abglcichungsgerät, Das hier abgehandelte Beispiel besteht in dem dessen Amplitudendämpfungscharakteristik einen An· Problem, 2400 Bits je Sekunde als Scrieninformation stieg von S db von 1300 bis 2100 Hz und dessen üDcr einen normalen Tclcfonlcitungskanal zu über- Charakteristik der relativen Verzögerung der Umhültra^en. Dem Datenmodulator werden 2400 Bits je 60 lendcn eine Gestalt aufweist, die einem umgekehrten Sekunde als binäre Daten in Scricnform (Folgen von (oder komplementären) U-Profil mit einem Scheitel »1« und »0« wie beispielsweise 1!000100010OU von 200 Mikrosekunden entspricht, können die im Ufw.) zusammen mit einem 2400-Hz-Zcitzcichcn zu- allgemeinen unangcpaßten Tclefonleitungcn zur geführt. Der Modulator hat die Aufgabe, diest Infor- Stimmübertragung derart abgeglichen werden, daß mat^:on in c^:nc andere Form von elektrischen Signa- 65 sie Änderungen der Amplitudendämpfung von etwa lcn umzusetzen, welche über eine Telefonlcitung unter 2 db und Andeningen der Verzögerung der übertragen werden können. Die Aufgabe des Demo- Umhüllenden von etwa unter 200 Mikrosekunden dulators besteht darin, die übertragenen Signale zu innerhalb eines Frequenzbereiches von 1300 bis

2100 Hz besitzen. Außerhalb dieses Bereiches ändern sich die Charakteristiken selbstverständlich in vollständig unvorhersehbarer Weise. Ein 1700-Hz-Trägerimpuls von 1250 Mikrosekundcn Dauer, wie er in Fi g. 2 der Zeichnungen dargestellt ist, hat ein Energiespektrum, welches einen weiten Frequenzbereich umspannt, und wenn ein solches Signal über emc normale Telefonleitung übertragen wird, so wird die Wellenform in typischer Weise verzerrt, wie dies in Fig. S wiedergegeben ist, obwohl die betreffende Leitung bei einer Bandbreite von 800 Hz eine zufriedenstellende Signalwiedergabc besitzt. Was also zu der Verzerrung des Signals führt, sind die außerhalb dieser Bandbreite gelegenen, unnötigen Signalkomponenten, welche jeweils zur falschen Zeit und mit regelwidriger Amplitude durch die Leitung hindurchgelangen.

Durch Begrenzung des Bandes des Signals und durch Zurückhaltung aller an sich unnötigen Signalkomponenten und Übertragung nur cihcs 800-Hz-Bandcs von 1300 bis 2100Hz wird eine Form der Signalwelle erzeugt, v/ie sie in F i g. 3 gezeigt ist. Bei dem Verfahren der Bandbegrenzung ist jedoch mit einiger Vorsicht vorzugehen. Es ist zwar nicht schwierig, einen Bandpaßfilter mit einem symmetrisch zu dem 1700-Hz-Punkt gelegenen Durchlaßband von 800 Hz zu bauen. Das Filter führt jedoch im allgemeinen eine beträchtliche Vcrzögcrungsvcrzcrrung ein. Es wurde gefunden, daß es besser ist, nicht notwendige Signalkomponcntcn, welche außerhalb des gewählten schmalen Durchlaßbandes liegen, so weit wie möglich auszuscheiden. Eine erhöhte Ausfiltcrung von außerhalb des Durchlaßbandes gelegenen Signalkomponcntcn hat jedoch eine erhöhte Verzögerungsverzerrung zur Folge. Beispielsweise weist ein bekannter Chcbyshcv-Bandpaßfilter mit einem Durchlaßband von 800 Hz eine Änderung der Verzögerung von immerhin 1 Millisekunde auf. Dies ist ein schlechterer Wert, als eben eine Telefonlcitung aufweist.

Hrfindungsgcmäß findet jedoch ein unveränderliches Filter Anwendung, und demzufolge liegt auch die zusätzliche Verzögerung des Filters fest und kann durch Hinzunahme eines einer festliegenden Verzögerung entsprechenden Korrcklurnctzwcrkcs ausgeglichen werden, bis die durch das Filter verursachte Verzögerungsveränderung so klein wird, wie dies gewünscht wird. Bandpaßfilter mit linearem Phasenvcrhaltcn sind unter anderem in folgender Literatur beschrieben:

H. Nyquist, Phase Compensating Network, US-PS 1770422, 15.JuIi 1930; S. Y. Whang, Electrical Filter Consisting of Frequency Discriminating Section Concatenated With All-Pass Complementary Phase Correcting Section, US-PS 3 122716, 25. Februar 1964; R. M. Lerner, Band-Pass Filters with Linear Phase, Proceedings of the IEEE, S. 249 bis 268, März 1964.

Hersteller von Filtern haben Rcchcnmaschincnprogramme entwickelt, um für eine beliebige gegebene Verzögerungsverzerrung bei einem bestimmten Lcitungszustand ein Verzögerungskorrekturnetzwerk berechnen zu können.

Mit Hilfe eines hinsichtlich des Vcrzögerungsverhaltcns kompensierten Bandpaßfilters kann erreicht werden, daß sämtliche Telcfonübertragungskanäle im obigen Sinne gleich zu sein scheinen. Filter der hier betrachteten Art haben eine geringere Bandbreite als die meisten Tclcfonlcitungnn, sie haben jedoch den Vorteil, daß innerhalb der Grenzen des Durchlaßbandes alle Leitungen einander sehr genau gleichen und die hierbei eingeführte zusätzliche Verzögemngsverzerrung wird zusammen mit der konstanten Kompensation hinsichtlich der durchschnittlichen Leitungscharakteristik ebenfalls mit unveränderlichen Mitteln kompensiert. In dem Übertragungskanal befinden sich daher keine unbestimmten Schaltungselemente und bei Verwendung des beschriebenen, unveränderlichen Angleichur.gsgerätes erzeugen alle Leitungen eine zufriedenstellende Wellenform der Wiedergabe, wenn über sis modulierte Trägerimpulse von etwa 1700Hz Trägerfrequenz und einer Dauer

is von 1250 Mikrosekunden übertragen werden.

Die Verwendung eines unveränderlichen, hinsichtlich seines Verzögerungsverhaltens kompensierten Bandpaßfilters mit schmalem Durchl ßband zu dem Zwecke, sämtliche Telefonleitungen annähernd gleich

so und für die angegebenen Zwecke brauchbar erscheinen zu lassen, so daß für hohe Wortübertragungsgeschwindigkeiten ein veränderlicher Entzerrer in Wegfall kommt, ist ein ganz wesentliches Merkmal der Erfindung.

Da also wirkungsmäßig die durch einen Wählvorgang ausgewählten im Verkehr anzutreffenden TeIefonlcitungskanälc einem phasenlinearen 800-Hz-Bandpaßfilter zu gleichen scheinen, kann nachfolgend ein genau ausgebildetes Datenmodulations- und Demodulationstystem angegeben werden, welches über den genannten brauchbaren Bandpaßfilter mit hohen Wortübertragungsgeschwindigkeiten betrieben wird, wobei eine Phasenwinkelmodulation zur Anwendung kommt und die Modulationsintervalle in Beziehung zum Durchlaßbandbereich stehen.

In einem Modulationsintervall werden jeweils drei Bits zusammengefaßt, ur die erforderliche Bandbreite auf 800 Hz /u begrenzen, entsprechend einer Signal übertragungsgeschwindigkeit von 800 Signalen je Sekunde. Drei aufeinanderfolgende binäre Datenbits können acht verschiedene Kombinationen bilden, nämlich 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110 und 11). Dies bedeutet, daß jedes Modulationsintervall in der Lage sein muß, acht verschiedene Nachrichten oder Informationswcrlc zu übertragen. Beispielsweise kann der Trägerimpuls mit acht verschiedenen Amplituden erzeugt werden, und jede der verschiedenen Amplituden kann einem bestimmten, aus drei Bits bestehenden Informationswort zugeordnet werden. Da der Scheitel des Wicdcrgabcsignals in der Mitte des Modulationsintcrvalls proportional zur Amplitude des Eingangssignal ist und da in dem Wicdcrgabcsignal die Amplituden in der Mitte der jeweils benachbarten Modulationsintcrvallc zu Null werden, kann im Empfänger durch Untersuchung der Amplitude der Modulationsumhüllcndcn in der Mitte eines Mnduiationsintcrvalls eine Decodierung der übertragenen Information vorgenommen werden. Der Empfänger muß derart ausgebildet werden, daß er feststellen kann, welches die Scheitclamplitudc ist und welche Amplitudcnschritte für ein Übertragungswort erforderlich sind, um empfangsscitig eine einwandfreie Entschuldung vorzunehmen. Unglücklicherweise treten auf Tclcfonlcitungcn unvorhersehbare Ampli· tudcnändcrungcn sowohl langanhaltcndcr als auch kurzzeitiger Art auf. Diese Amplitudenänderungen können die Empfüngcrabstimmung zerstören und eine fehlerhafte Decodierung verursachen. AtM diesen

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Gründen ist eine Amplitudenmodulation nicht voll- F ig. 8 gezeigte Signal wird als die Summe von vier

ständig zufriedenstellen und eine Phasenwinkelmodulation ist daher vorzuziehen. Im folgenden ist daher eine differenticllc Phasenmodulation als Beispiel beschrieben, obwohl auch eine Frequenzmodulation S oder andere Formen einer kodierten Phasenmodulation zur Anwendung kommen können.

Die bei eine; Ausführungsform der Erfindung verwendete Technik ist eine differeniiclle Acht-Phasen-Modulation. Die acht verschiedenen Informations- ίο werte werden in Form von acht verschiedenen Phasertunterschieden zwischen jeder jeweils neu gewählten Phase der Trägerschwingung einerseits und der

getrennten modulierten Trägerimpulsen (u>, jr, y, z) von jeweils 1250 Mikrosckunden Dauer betrachtet. Die Wiedergabe eines jeden dieser Trägerimpulse ist in F i g. 9 eingezeichnet. Die Wiedergabekurven wurden dann graphisch addiert und führen zu der resultierenden Wellenform in der untersten Kurve gemäß Zeile e. Als sehr wesentlicher Punkt ist den F i g. 8 und 9 der Zeichnungen zu entnehmen, daß in der Mitte jedes Moduiationsintervalls die Phasenwinke! der sinusförmigen Welle bei erzeugter Wellenform und empfangener Wellenform im wesentlichen gleich ist. Sind die Phasenwinkel nicht dieselben, so unter

fache von 45° entsprechend folgender Tabelle:

Phase während des vorausgegangenen Modulations- scheiden sic sich zumindest um denselben Betrag, und Intervalls andererseits codiert. Die Frequenz der »5 die relativen Phasen zwischen benachbarten Modula-Trägcrschwingung ist für alle Phasen gleich und be- tionsintcrvallen bleiben empfangsseitig und sender* trägt beisoielswcisc 1700Hz. Die acht verschiedenen seitig jeweils in gleicher Beziehung. Größen der Phasenverschiebung sind Null und Viel- Diese Tatsache ist ohne weiteres zu verstehen, da

farh<» vnn a*i° ontcnrerhrnH fnWnrW T»h»ifo· die Amplitude der Modulationsumhüllenden beim

ao Wiedergabesignal in den beiden benachbarten Modulationsintervallen jeweils in der Mitte des Modulationsintervalls zu Null wird, während die diesem Modulationsintervall zugeordnete Wiedergabekurve den maximalen Amplimdenwert annimmt. Dies ist *5 der Grund, warum die in Verbindung mit Fig. 3 angegebenen Merkmale von solch wesentlicher Bedeutung sind.

Hat die Wiedergabekurvc des ersten empfangenen impulsmodulierten Trägcrsignals in der Mitte des Modulaiionsintcrvalls eine von derjenigen der gesendeten oder erzeugten Welle verschiedene Phasenlage, so haben die übrigen drei Wiedcrgabewellen

Bit-Kombination	Phasenverschiebung	(-45°-0)
001	0°	ί-45°·η
000	- 45°	(-45Ο·2)
100	- 90°	(-45°· 3)
101	-135°	(_45°·4)
IU	-180°	(-45°·5)
110	-225°	(-45-·6)
010	-270°	(-45°· 7)
OU	-315°

ebenfalls verschiedene Phasenwinkel. Der Unterschied zwischen gesendeter oder erzeugter und emp-

Wird beispielsweise in den Sender eine binäre Scricninformation von Daten der Gestalt U1 000 000

eingespeist, so erzeugt der Sender ein Signal der in 35 fangencr Welle bleibt jedoch konstant Aus diesem

Fig.8 dargestellten Art. Grunde wird die in .Tster Linie interessierende rcla-

Gemäß F i g. 8 erzeugt der Sender eine sinusför- tive Phasenverschiebung zwischen den Wellen in den mige Spannung von 1700 Hz Frequenz, und beliebiger einzelnen Modulationsintervallen nicht verändert. Phase. Sobald der Sender die drei Bits des Daten- Wie ohne weiteres aus Fig.9 der Zeichnungen wortcs 111 empfangt, wird die angegebene Phasen- 40 hervorgeht, ist die Gestalt der Wiedergabewelle im lage des 1700-Hz-Signals gegenüber der Phasenlage Bereich des Überganges am Ende der Modulationsdes zuvor abgegebenen Signals um - 180° verscho- Intervalle der Gestalt des erzeugten Signals nicht bcn. Sobald die nächsten drei Datenbits des Daten- ähnlich. Doch ist eine Phaseninformation während wortcs 000 empfangen werden, wird die Phase wei- dieser Übergangszeit bedeutungslos. Tatsächlich wird tcr um - 45" verschoben. Das nächste Datenwort 45 die Fehlcrlosiggkeit der Phasenaussage im Empfangs-100 bewirkt eine Phasenverschiebung um - 90°. Da signal nur im mittleren Drittel des jeweiligen Modudic Phasenverschiebung jeweils nach Empfang einer lationsintcrvalls aufrechterhalten. Gruppe von drei D«itenbits vorgenommen wird, findet Würde das empfangene Signal nicht wie Fig. 3, jeweils alle 1250 Mikrosekunden gewöhnlich unter sondern wie F i g. 5 aussehen, so würde die Phasen-Steuerung eines Zeitsignal eine Phasenverschiebung so information des empfangenen Signals über einen bestatt. Die in Fig.8 der Zeichnungen eingezeichnete deutend weiteren Bereich des Modulationsintervalls gestrichelte Linie verdeutlicht die Wirkung der Pha- erhalten. Hierzu wäre jedoch ein veränderbares Anscnvcrschicbung und bildet jeweils eine Fortsetzung passungsgerät erforderlich, welches, wie oben crder Schwingung im vorausgegangenen Intervall wie wähnt," für alle Tclefonlcitungcn jeweils gesondert sie auftreten würde, wenn keine Phasenverschiebung SS eingestellt werden müßte. Wird die Eandbrcite sehr stattfände. Wird das in F i g. 8 der Zeichnungen dar- groß gew ählt und ist die Leitung gut auf das breite gestellte Signal in der vorstehend angegebenen Weise Band abgeglichen, so hat das Empfangssignal im wedurch Filter und durch Tclefonlcitungcn einem Band- sentlichen eine konstante Amplitudcncharaktcristik begrenzungsvorgang unterzogen und besitzt das gc- und besitzt weitgehende Ähnlichkeit mit dem utsamte, eine Bandbegrenzung bewirkende Netzwerk 60 sprünglichen, erzeugten Signal. Ein solch breitban-

(Filter, Leitung, unveränderlicher Leitungsabschnitt, Anpassungsgerät usw.) eine lineare Phascncharaktcristik, so hat das empfangsseitig auftretende Wicdcrgabcsignal eine Gestalt, wie sie in F ig. 9 durch die in Zeile c wicdergcgebcnc Kurve dargestellt ist. Fig.9 zeigt in den Zeilen a bis d außerdem, aus welchen Komponenten sich die resultierende Wiedergabckurvc zusammensetzt. Das ursprüngliche, in

diges System bereitet jedoch die oben dargelegten Schwierigkeiten hinsichtlich der Anpassung mittels eines variablen Anpassungsgerätes.

Das empfangene Signal gemäß Fi g. 9 c weist keine konstante Amplitude auf. Dies beruht auf der Bandbegrenzung. Eine genaue Untersuchung von Fig.9 zeigt, daß die Amplitude des Signals an den Ober* gängcn im allgemeinen niedriger ist als die Amplitude

13 14

des Signals in der Mitte des Modulationsintervalls. Ausgänge 24-1, 24-2,24-3 usw. In jedem Augenblick

Findet eine Phasenverschiebung um 180^J statt, so ist befindet sich ein und nur ein Ausgang des Ringzan-

die Amplitude im Übergangsbereich nahezu Null. iers im binschaltzustand, während alle übrigen Aus-

Die Umhüllende des empfangenen Signals enthält gängc sich im Ausschaltzustand befinden. In den eine starke SOO-Hz-Komponente, welche synchron 5 Ringzähler eintretende Impulse verschieben die Lage

zur Modulationsgcschwindigkeit des Sendeteils ist. des Einschaltzustandes fortschreitend über die Aus-

Die 800-Hz-Welle wird außerdem dazu verwendet, gange hin. Ein Impuls bewirkt eine Verschiebung um

den Taktgeber auf der Empfangsseite zu synchroni- einen Ausgang weiter, zwei Impulse bewirken eine

sieren, der im Empfänger festlegt, wann die Phase Verschiebung um zwei Ausgänge weiter usw. Befindet

des Empfangssignals zu untersuchen ist. io sich beispielsweise der Ausgang 24-6 gegenwärtig im

Die Bandbegrenzung gemäß der Erfindung bewirkt Einschaltzustand und werden nun vier Impulse entalso nicht nur, daß sämtliche Übertragungsleitungen sprechend dem Datenwort 111 empfangen, so wird gleich erscheinen und für die Übertragung geeignet der Einschaltzustand über die Ausgänge 24-7, 24-8, sind, sondern liefert auch eine synchronisierte Zeit- 24-1, 24-2 hin verschoben und verweilt bei dem letztgeberinformaiion auf der Empfangsseite. Man kann »5 genannten Ausgang, bis die nächste Impulsgruppe dies auch :·.ο ausdrücken, daß die Mitte des Modula- empfangen wird. Wie gesagt, erfolgt eine Verschietionsintcrvalls eine Dateninformation liefert, während bung des Einschaltzustandes jeweils vom Ausgang die Übergangsbereiche zwischen den Modulations- 24-8 aus zum Ausgang 24-1. Dies ist eine allgemein Intervallen eine Zeitinformation liefern. Die im Emp- bekannte Eigenschaft eines Ringzählers.
fänger angeordnete 800-Hz-Zeitangabe dient /.ur Ab- ao Wie in Fig. 10 der Zeichnungen darccstMli ist, leitung einer 2400-Hz-Zeitzeichengabe zum Aussen- liefert ein 1700-Hz-Oszillator 26 eine sinusförmige den der Informationen mit einer VVortübertragungs- Signalspannung von 1700Hz an ein Phasenverscniegeschwindigkeit von 2400 Bits je Sekunde. Eine dif- bungsneuwerk 27, welches über die Ausgangsleitunferentielle Phasenverschiebung in acht Stufen in Da- gen 28-1 28-2, 28-3 usw. acht verschiedene sinus- *.cnmodulations-und Demodulations) steinen ist zwar 25 förmige Ausgangsspannungen abgibt. Alle acht Ausan sich bekannt, doch wurden bisher stets breitban- gängc liefern kontinuierliche sinusförmige Signale dige Übertragungskanäle angestrebt und verwendet, einer Frequenz von 1700 Hz mit jeweils gleicher um das empfangene Signal dem gesendeten Signal Amplitude, jedoch mit jeweils unterschiedlichen möglichst ähnlich zu machen. Entsprechende Emp- Phasenwinkeln, die sich jeweils um Schritte von 45° fangssysteme sind davon abhängig, daß die Phasen- 30 unterscheiden. Die genannten acht sinusförmigen Siinformation während eines längeren Zeitraumes un- gnale werden jeweils über acht gesonderte Übertraverzcrrt ist, und außerdem sind sehr komplizierte gungstorschaltglieder 3Λ-1, 30-2, 30-3 usw. an einen Maßnahmer, zur Erhaltung einer synchronisierten Verstärker 29 weitergegeben. Die genannten Tor-Zeitzeichengabe auf der Empfangsseite erforderlich. schaltglieder werden durch die Ausgangssignale des

Nunmehr seien einige typische Schaltungen unter- 35 Ringzähler 23 ein- und ausgeschaltet, beispielsweise

sucht, welche die obenerwähnten Aufgaben erfüllen also leitend oder sper.end geschaltet. Da sich stets

können. Fig. 10 der Zeichnungen zeigt ein Block- nur ein Ausgang des Ringzählers im Einschaltzustand

schaltbild eines Senders oder Modulators. Über Lei- befindet, ist auch jeweils nur ein Übeitragungstor-

tungcn 21 und 22 gelangen einerseits binäre Daten- schaltglicd 30 leitend geschahst. Aus diesem Grunde

informationen in Serienform mit einer Geschwindig- 40 gelangt zu einer bestimmten Zeit auch jeweils nur

keit von 2400 Bits je Sekunde und andererseits 2400- eines der sinusförmigen Signale zu dem Verstärker29.

Hz-Zeitzeichen zu einem Codierungsgerät 20 zur Der Schaltzustand der Übenragungstorschaltglie-

Umset7ung von Daten in Impulse. Das Codierungs- der 30 wird über diese hin entsprechend der Z.ihi der

gerät 20 untersucht die ankommenden Serien-Daten- Impulse verschoben, welche jeweils alle 1250 Mikro-

informationen jeweils in Gruppen von 3 Bits. Wie 45 Sekunden auftreten. Da jeder der sinusförmigen

nachfolgend in Verbindung mit Fig. 14 noch erläu- Ausgangssignale von dem Ausgangssignal des be-

tert wird, melden drei Zeitzeichen der auf der Lei- nachbarten Netzwerkausganges um 45° phascnver-

tung 22 ankommenden Zeitzeicheasignale dem Co- schoben ist bewirkt die Anzahl der Verschiebungs-

dierungsgerät 20, daß die drei während der drei Zeit- schritte des Schalizustandes Phasenverschiebungen

zeichen bzw. Zählungen empfangenen oder gespei- 50 entsprechend Vielfachem von 45°. Auf diese Weise

cherten Bits nunmehr untersucht werden sollen. Das wird das gewünschte Maß der Phasenverschiebung

Ccdicrungsgc.-ü: 20 sendet jeweils in Abstünden von zwischen zwei benachbarten Modulatlonslntervallen

1250 Mikrosekunden Gruppen hochfrequenter Im- in Abhängigkeit von dem über die Leitung 21 emp-

pulse aus, wobei die Zahl von Impulsen in einer fangenen Datenwort aus jeweils 3 Bits bestimmt.

Gruppe von dem aus jeweils drei Bits gebildeten 55 Fig. 14 zeigt das Codierungsgerät 20 zur Umset-

Datcnwort entsprechend der innerhalb des Block- zung von Daten in Impulse. Dieses Gerät enthält ein

symbols des Codierungsgerätes 20 eingezeichneten dreistufiges Schieberegister 80, in welches die binären

Tabelle abhangt. Hat daher das Datenwort die Form Datenbits in Serienform von der Leitung 21 aus mit

111, so werden von dem Codierungsgerät 20 vier einer Geschwindigkeit von 2400 Bits je Sekunde

Impulse abgegeben, und wenn das Datenwort die 60 eingegeben werden, wobei jedes binäre Bit eine Re-

Form 000 hat, so wird von dem Codierungsgerät 20 gisterverschiebung nach rechts bewirkt. Das 2400·

ein Impuls abgegeben usw. Die Impulsgruppen haben Hz-Zeitsignal wird in einem Zähler oder Teiler 81

einen gegenseitigen Abstand von 1250 Mikrosekun- durch drei geteilt, so daß auf der leitung 82 bei

- -Li?* ^{dic Zcit ist}' ^{in wcIcner} das Codierungs- Auftreten jedes dritten Zeitzeichens ein Ausgang-

gerat 2© bc. der angenommenen Bitgeschwindigkeit 65 impuls erhalten wird »ind man folglich auf der Lei-

3 Informationsbits empfängt. tung 82 ein 800-Hz-Zeitsignal erhält. Die drei über

ο- ·*£«?? V^{on Im}P^ulsSruppen werden in einen die Leitungen 83, 84 und 86 von dem Register 80

Kingzamer 23 eingegeben. Dieser Ringzähler hat acht abnehmbaren Ausgangssignale werden jeweils Und-

IS 16

Schaltglicdern 87, 08 und 09 zusammen mit dem zeigt sich, daß nur das Torschaltg'.ied 93-2 unter 800-Hz-Zeiizeichcnsignal von Leitung 32 zugeleitet, allen Torschaltgliedcrn 93 die erfoidtrliche Anord· so daß jeweils aufeinanderfolgende Gruppen von je nung von Invertern aufweist, die bei der eingegebedrei binären Bits, die während jedes dritten Zähl- ncn Bitkombination zu einer öffnung des Torschaltschrittes des 240C-Hz-Zeitzeichensignals empfangen 5 gliedes führen. Es wird also auch das Torschaltgüed werden, stets gleichzeitig an die Leitungen 90, 91 96-2 geöffnet, so daß das 2-MHz-Sigi>al die Abzähl- und 92 abgegeben werden. Wie bereits früher er· schaltung 98-2 erreichen kann, welche dann eine Eins wähnt, gibt es acht verschiedene Kombinationen, in zählt, so daß ein Impuls an den Ringzähler 23 abweichen Gruppen von drei binären Bits auftreten gegeben wird, der seinerseits einen Verschiebungskönnen. Die Leitungen 90, 91 und 92 liefern die to schritt macht und dann wieder in Ruhe verbleibt und binären Daten an üie Eingangsseite von jeweils mit so die Aussendung einer um — 45° phasenverschodrei Eingängen ausgestatteten Und-Schaltgliedern benen Welle bewirkt, wobei diese Phasenversc'die-93-1, 93-2. 93-3, 93-4, 93-5, 93-6, 93-7 und 93-0, bung der Bitkombination 000 zugeordnet ist. doch wird während einer bestimmten Zeit jeweils nur Das Signal aus der Eingangsseite des Verstärkers eines dieser Schaltglieder freigegeben, und das jeweils »5 29 hat das Aussehen des Signals nach Fig. 8 der freigegebene Schaltglied wird durch die jeweils vor- Zeichnungen.

handene Kombination der drei binären Bits auf den Dieses Signal wird nun in dem Bandpaßfilter 31

Leitungen 90, 91 und 92 bestimmt. Dies wird nun einer Bandbegrenzung unterzogen, in dem Verstärker

dadurch erreicht, daß man Inverter 94 verwendet, 32 verstärkt und kann dann durch ein gebräuchliches

welche eine binäre Null in eine binäre Eins invertie- ao Koppelglied 33 an die Übertragungsleitung angekop-

ren und umgekehrt. Die Inverter 94 sind jeweils pelt werden. Wie oben bereits bemerkt, gleichen sich

zwischen den Leitungen 90, 91 und 92 einerseits und »m Verkehr befindliche Übertragungsleitungen bei

den Und-Schaltgliedern 93 jeweils in einer Anord- einer Bandbegrenzung auf den Bereich zwischen

nung eingesetzt, weiche den acht möglichen Kombi- 1300 und 2100 Hz in hohem Maße. Die Leitungen

nationen entspricht, welche die drei binären Daten- «5 haben in diesem Bereich im Mittel einen Amplitu-

bits annehmen können. denabfall von etwa S db und ein U-förmiges Profil

Das Ausgangssignal eines jeden der Torschaltglie- der Verzögerungscharakteristik bei mittleren Ände-

der 93 wird je einem der Torschaltglieder 96-1, 96-2, rungen von 200 Mikrosekunden. Das in Fig. 10 an-

96-3, 96-4, 96-5, 96-6, 96-7 und 96-6 zugeleitet. Das gedeutete unveränderliche Leitungs-Anpassungsgerät

zweite Eingangssignal für die Torschaltglieder 96 30 34 ist so ausgebildet, daß es hinsichtlich der relativen

wird von einer 2-MHz-Spannungsquelle zugeführt. Amplitudendämpfung und der Verzögerung eine Cha-

Eine Reihe von Abzählschaltungen 93-1, 98-2, 98-3, rakieristik aufweist, die zu der durchschnittlichen

93-4, 93-5, 93-6, 90-7 und 98-8 (welche mit einer Charakteristik der relativen AmpÜtudendämpfung

Zählegeschwindigkeit von 2 MHz arbeiten) sind mit und Verzögerung der Leitung innerhalb des Berei-

den Torschaltgliedern 96-1, 96-2, 96-3. 96-4, 96-5, 35 ches von 1300 bis 2100Hz komplementär ist.

96-6,96-7 und 96-8 jeweils verbunden. Wenn irgend- Das feste Anpassungsgerät 34 kann auch an das

eines der Torschaltglieder 96 geöffnet ist, was der Ende der Leitung an Stelle an den Anfang der Lei-

Fail ist, wenn durch die aus je einem Inverter 94 und tung gesetzt werden. Es dient dazu, die Charakteristik

einem Torschaltglied 93 gebildete Schaltung eine aus der Amplitudendänpfung und der Verzögerung der

drei Bits bestehende Datenkombination läuft, für 40 Leitung flacher zu machen. Es sei darauf hingewie-

deren Aufnahme die soeben genarnte Schaltung aus- sen, daß einstellbare bzw. veränderliche Anglei·

gelegt ist, so beginnt der betreffende, mit dem geöff- chungsgeratc im allgemeinen auf der Empfangsseite

neten Torschaltglied verbundene Zähler 98 mit einer aufgestellt werden, da hier eine Bedienungsperson

Geschwindigkeit der obengenannten 2 MHz abzu- Einstellknöpfe bedienen kann, bis der Empfänger

zählen und diejenige Impulszahl abzugeben, für 45 ordnungsgemäß arbeitet. Das hier zur Anwendung

deren Abzählung er ausgelegt ist. Diese Anzahl von kommende feste Anglcichungsgerät ist ein passives

Impulsen gelangt dann zu dem Ringzähler 23, wel· Netzwerk in der Bedeutung, daß es das Signal ab·

eher seinerseits eines der Torschaltglieder 30 öffnet schwächt und nicht verstärkt. Wird das feste Anpas-

und damit durch Auswahl des gewünschten phasen- sungsgerät 34 auf der Empfangsseite eingesetzt, so ist

verschobenen Ausgangssignals von dem Oszillator 26 50 das tatsächlich vom Empfänger aufgenommene Signal

eine Aussendung der richtigen Phase bewirkt. Die in. seiner ι eistung schwächer als das über die Leitung

Anzahl der von jeder einzelnen Abzählschaltung 98 übertragene Signal, da das Angleichsgerät veilustbe-

an den Ringzähler 23 abgegebenen Impulse ist ent- haftet ist.

sprechend der in Fig. 10 gezeigten Tabelle einge- Wird jedoch das feste Anpassungsgerät 34 auf der

stellt. 55 Sendeseitc der Übertragungsleitung aufgestellt, so ist

Hierzu sei folgendes Beispiel angegeben. Wenn in die auf die Leitung übertragene Leistung bei gleicher dem Register 80 als Kombination von drei binären tatsächlich zum Empfänger gelangender Leistung geBits die Folge 000 gespeichert ist, so treten beim ringer, da der Leistungsbetrag, der im Anpassungsöffnen der Torschaltglieder 87, CS und 89 durch das gerät vernichtet worden ist, nicht über die Leitung 800-Hz-Zeitsignal auch auf den Leitungen SO, 91 60 laufen muß.

und 92 jeweils die Werte »0« auf. Die Und-Schalt- Um das Nebensprechen auf Telefonleitungen weit-

glieder 93 benötigen für ihre Erregung gleiche binäre gehend auszuschalten, ist die über eine Leitung zu

Bits des Wertes »1«, und da die Inverter 94 den Wert führende Maxir.ialleistung im allgemeinen begrenzt

sämtlicher Bits umdrehen, verwandeln die drei Inver- Ein Beseitigen einer Überschußleistung auf der

ter $4 auf der Eingadgsseite des Torschaltgliedes 93-2 65 Sendeseite ermöglicht daher eine Übertragung einer

die drei Werte »0« in die drei Werte »1«, so daß das größeren Nutzleistung. Man kann die Verwendung

Torschaltglied 93-2 geöffnet wird und sein Ausgangs· eines festen Angleichungsgerätes auf der Sendeseite

signal an das Torschaltglied 96-2 abgeben kann. Es auch als ein Verfahren der Vorverzerrung oder Vor*

verformung bezeichnen, um einer Verzerrung durch geschickt und dann in dem Verstärker 44 nochmals die Leitung entgegenzuwirken.

Fig. 11 der Zeichnungen zeigt ein Blockschaltbild eines geeigneten Empfängers oder Demodulators. Im Empfänger wird das von der Leitung her kommende Signal an einen Verstärker 40 angekoppelt und nach Veisiürkung durch diesen durch ein Bandpaßfilter 41

Störungen bei der Decodierung vermieden werden. Bei Bandpaßfiitcrn r*.it breiterem Durchlaßband ist natürlich die Amplitude des Impulses auf der Widergabeseite bedeutend größer.

Nachdem das Leitunosrauschcn ausgesiebt worden ist, wird das Signal durch einen AGC-Verstärker

verstärkt. Der Verstärker 44 gleicht den Verlust in der Verzögerungsleitung 43 aus, so daß der Signal· pegel am Ausgang des Verstärkers 44 im wesent-5 liehen mit demjenigen am Ausgang des Verstärkers 42 übereinstimmt. Da das Ausgangssignal des Verstärkers 44 also dem Ausgangssignal des Verstärkers

geführt, welcher das Rauschen der Leitung aussiebt. 42 mit der Ausnahme gleich irt, daß der Ausgang Typische Arten von Leitungsstörungen sind Brumm- des Verstärkers 44 genau um ein Modulationsintertöne von Energiequellen mit einer Frequenz von io vall (1250 Mikrosekunden) verzögert ist, liefert ein 60Hz, 120 Hz₁ 400 Hz sowie impulsartige Störungen. Vergleich der Phasenwinkel zwischen diesen beiden Die Wirkung eines Bändpaßfillcrs mit schmalem Signalen jeweils in der Mitte eines Modulationsinter-Durchlaßband auf eine impülsartige Störung wurde valls eine Aussage über die gegenseitige Phasenlage vorstehend schon erläutert. Die Impulsdauer wird zwischen benachbarten Modulationsintervallen. Diese im Wiedergabcsignal in die Länge gezogen, doch 15 Information kann zur Decodierung der Ursprung· die Amplitude wird beträchtlich verkleinert, so daß liehen Dateninformation verwendet werden.

In einem Zeitraum von 1250 Mikrosekunden treten jedoch bei einer Signalfrequenz von 1700 Hz nur etwa zwei Wellenzüge je Modulationsintervall auf, ao und außerdem ist die Phasenlage, wie oben bereits ausgeführt wurde, nur im mittleren Drittel des Modulationsintervalls fehlerfrei wiedergegeben. Aus diesem

42 verstärkt, welcher an seinem Ausgang den Signal- Grunde verbleibt weniger als eine Periode der sinuspegel im wesentlichen konstant hält. förmigen Signalschwingung für einen Phasenver-

Die Form des vom Ausgang des Verstärkers 42 as gleich. Um diese Schwierigkeit zu vermeiden, werden abnehmbaren Signals hat etwa das Aussehen der in die beiden Signale unter Beibehaltung der einwand-Fig.9a dargestellten Welle. Da das Signal im Be- freien Phasenwiedergabe in einen höheren Frequenzreich der Mitte eines Modulationsintervalls im we- bereich verschoben bzw. übersetzt. Sie werden also seitlichen konstante Scheitelhöhe aufweist, genügt durch Multiplikation mit einem 9,6-kHz-SignaI in ein AGC-Verstärker (Verstärker mit automatischer 30 den Frequenzbereich von 10,9 bis 11,7 kHz übersetzt. Verstärkungsgradsteuerung) mit einer großen Zeit- Auf diese Weise steht eine größere Anzahl von Pekopstante für die Regelung der Scheitelhöhe. Da die riodcn für den Phasenvergleich zur Verfugung. Demzu übertragende Information nicht durch die relativ? gemäß werden die Ausgaugssignale der Verstärker Amplitude, sondern durch die relative Phasenlage 42 und 44 zusammen mit einem 9,6-kHz-Signal eines wiedergegeben wird, stören Amplitudenänderungen 35 Oszillators 48 jeweils Produktmodulatoren 46 bzw. in der Größenordnung von 2:1 oder 3:1 die De- 47 zugeführt. Die Produktmodulatoren erzeugen modulation nicht. Der AGC-Vcrstärker 42 dient da- jeweils zwei Scitenhändcr, doch sind den Produktmodulatoren 46 und 47 jeweils BandpaßfiHer 49 bzw. 50 nachgeschaltet, welche jeweils das obere Seitcn-40 band auswählen.

Werden die Signale ohne Verzerrung ordnungsgemäß multipliziert und gefiltert, so haben das Signal

auch bei ein und derselben Leitung tritt von Zeit zu mit der geringeren Frequenz und das zugehörige Zeit eine Änderung auf. Betrachtet man die Ände- Signal der hohen Frequenz die gleiche Gestalt der rungen zwischen den Leitungen und zu allen Zeiten, 45 Umhüllenden. Selbstverständlich hat das Signal der so kann sich die Amplitude des empfangenen Signals höheren Frequenz innerhalb eines Modulationsinterfür einen konstanten Senderpegcl um immerhin 30 db valls eine größere Anzahl von Trügcrwellenzügen ändern. Ein AGC-Verstärker mit einer dynamischen aufzuweisen. Die relative Phasenbeziehung des Trä-Regelspanne von etwa 40 db berücksichtigt also die gers zwischen benachbarten Modulationsintervallen ist möglichen Änderungen zwischen allen Leitungen und 50 bei dem Signal der hohen Frequenz die gleiche wie bei in allen Augenblicken. dem Signal der ursprünglichen niedrigeren Frequenz.

Das Ausgangssignal des Verstärker« 42 wird über Der Beweis für die soeben aufgestellte Behauptung

eine 1250-Mikrosekunden-Verzögerungsleitung 43 läßt sich mathematisch in folgender Weise führen:

zu, die Amplitude des zu verarbeitenden Signals im wesentlichen in dem Bereich der Konstiuktionsw^rte zu halten.

Die Dämpfung auf Tclefonleitungen verändert sich jeweils von einer Leitung zur nächsten Leitung, und

Ursprüngliches Signal: [I+ m cos (W_m: -t- Θ_η)] · cos (W_c t + S_c) = cos (W_e t + 0_r ^#) Mod.-Umhüliende Träger

+ —cos[(W₆ + W_m)t + A, + O_n) + --cos[(W,- W_n)t + β,- θ_Λ)

2 2

Hierin ist θ eine Variable und kann die Werte —45°, —135° usw. annehmen. Multiplizieren wir nun das ursprüngliche Signal mit cos (W_ßt+e_p) und

filtern alle Frequenzanteile unter W₁, aus, so ergibt sich folgendes:

θ,)

W_m)t+

B_1n] + ~

= - cosf(W„

,- W_m)t + Θ,- e_m)}·cos(W_pf + θ_ρ)

oberes Seitenband

Das obere Seitenband kann folgendermaßen angeschrieben werden: A-[I +mm(W_mi + 0J] · [cos ((^ + H^ Mod.-Umhüllende

Träger

Die Modulationsumhüllei! ic stimmt bei diesem umhüllenden mehr Schwingungsperioden liegen, wird Ausdruck mit derjenigen des ursprünglichen Signals die Untersuchung der Umhüllenden an einem der überein, und die Trägerfrequenz ist die Summe der ao Ausgangssignale höherer Frequenz an Stelle an dem ursprünglichen Trägerfrequenz und der zur Multi- Signal der Leitungsfrequenz durchgeführt, plikation verwendeten Frequenz. Die sich verändernde Gemäß Fig. 11 erfolgt die Untersuchung de?

Phase ö_r erscheint als Phasenänderung des neuen Modulationsumhüllenden durch Vollwellengleichzusammcngcsetztcn Trägers. Dies bedeutet, daß bei richtung am Ausgang des Verstärkers 51 mittels eines einer Veränderung von &_e um 135° in der ir~nrüng- 35 auf die Modulationsumhüllende ansprechenden Delichen Frequenz auch der höher frequente Träger tektors 54, dessen Ausgang über einen Bandpaßfilter eine Veränderung um 135° erfährt. 56 ma einem schmalen Durchlaßband geleilet wird,

Es sei bemerkt, daß die Übersetzung von einer dessen Mittelfrequenz 800 Hz beträgt. Der Ausgang Frequenz in eine andere Frequenz zur Erleichterung des Bandpaßfilters 56 ist eine sinusförmige Schwinder Untersuchung an sich bekannt ist. Ein wesent- 3» gung einer Frequenz von 800 Hz, deren Amplitude licher, ζ beachtender Punkt ist, daß die Bandpaß- nicht konstant sein mag, deren Frequenz jedoch mit filter 49 und 50 für das obere Seitenband innerhalb der Modulationsgescnwindigkeit von 800 Hz synchroeiner Bandbreite von 10,9 bis H,7 kHz, welche nisiert ist. Unterschiedliche Leitungen haben auch in dem ursprünglichen Frequenzband einer Band- unterschiedliche absolute Verzogeningaeigenschaften, breite'.on 1,3 bis 2,1 kHz entspricht, eine flache Am- 35 Eine übertragene Information erreicht daher den plitudencharakteristik und eine lineare Phasencharak- Empfänger zu jeweils unterschiedlichen Zeiten. Ist teristik aufweisen müssen. Dabei sollen die Phasen- die Zeitvorgabe einmal vorgegeben, so hält sie die Charakteristiken der beiden genannten Filter nicht Geschwindigkeit von 800 Hz ein. Da nun das 800-Hznur linear sein, sondern sie müssen auch identisch Ausgangssignal des Bandpaßfilters 56 von dem empfansein, so daß durch diese Filter verursachte relative 40 genen Signal abgeleitet ist, steht die relative Phasen-Phasenveränderungen vernachlässigbar klein sind. Ut lage dieses 800-Hz-Signals gegenüber der Mitte des jedoch im gesamten interessierenden Frequenzbereich Modulationsintervalls ungeachtet der absoluten Verzwischen den beiden Filusrn ein konstanter Phasen- zögerung der betreffenden Übertragungsleitung fest, unterschied vorhanden, so muß dieser konstante Pha- Das 800-Hz-Signal des Bandpaßfilters 56 wird einem senwinkel beim Vergleich der Phasen der beiden 4S eine Schwingung von 800 Hz abgebenden Oszillator Ausgangssignale zur Bestimmung der ursprünglichen, 57 zugeführt, um diesen mit derModulationsgeschwinaus drei Datenbits bestehenden Informauonswörter digkeit des Senders zu synchronisieren. In Abwesenberücksichtigt werden. heit des genannten Signals schwingt der genannte

Die Ausgangssignale der Bandpaßfilter 49 und 50 Oszillator frei mit einer Frequenz von 800 Hz. Der werden in Verstärkern 51 und 52 verstärkt und einer 50 Oszillator kann in seinem Schwingungsverhalten sehr als Phasendetektor und Datenumsetzer arbeitenden stabil ausgebildet sein, so daß bei einer Unterbre-Schaltung 53 zugeführt, welche in F i g. 12 in ihren chung des Synchronisierungssignals für einige Zeit Einzelheiten wiedergegeben ist und zur Dekodierung der Oszillator im wesentlichen mit dem Sender-Zeit-

zeichen in Phcse bleibt. Je länger man in Abwesen-55 heit des Synchronisierungssignals in Phase bleiben will, desto teurer wird die Einrichtung. Verständlich

dß d Ziih

g g

Einzelheiten wiedergegeben ist und zur Dekodierung der Phaseninformationen in binäre Dateninformationen dient.

Fig. 12 zeigt zeigt alsso ein Blockschaltbild des Phasendetek' :>rs und Datenumsetzers 53. Um jedoch eine Phasenuntersuchung und eine Umsetzung der Signale in Daten vornehmen zu können, ist ein Zeitzeichen erforderlich, welches aussagt, wann der Pha- 60 senvergleich vorzunehmen ist und mi» welcher Ge hidk

, g

ist hierbei die Annahme gemacht, daß das Zeitzeichen auf der Senderseite zumindest gleiche Stabilität aufweist.

Der Oszillator 57 stellt zwei Zeitzeichen bereit: Eines mit einer Wiederholungsfrequenz von 800 Hz und ein zweites mit einer Wiederholungsfrequenz

schwindigkeit binäre Daten abgegeben werden sollen gq

usw. Wie bereits vorstehend erwähnt, wird die Zeit- von 2400 Hz. Diese beiden Zeitzeichen werden zu-

aussage, von welcher ein Zeitzeichen abgeleitet wird, sammen mit den Ausgangssignalen der Verstärker Si aus der Umhüllenden des übertragenen Signals gc- 65 und 52 dem Phasendettktor und Datenumsetzer 53

wonnen. zugeführt.

Da die Modulationsumhüllende leichter nachzu- Fig. 22 zeigt also das Blockschaltbild eines geweisen ist, wenn unter der betreffenden Modulations- eigneten Phasendetektors und Datenumsetzers. Ge-

21 22

maß Fig. 12 wird das von dem Verstärker 52 abge- multiplizieren können und als Ausg. ng Jen Gleichleitete Signal mittels Phasenverschiebungsnetzwerken Strommittelwert abgeben. Diese Aufgabe kann mittels S3, 59, 60 und 61 viermal phasenverschoben. Die eines gebräuchlichen Produktmodulators erfüllt wer· erste Phasenverschiebung beträgt —22,5° und die den, dessen Ausgang durch einen Tiefpaßfilter geleiweiteren drei Phasenverschiebungen betragen jeweils 5 tet wird.

—45°, und zwar jeweils mit Bezug auf die Phase des Der Gleichstrominittelwert des Produktes bei Sinuszugehörigen Eingangssignals. Die Phascnverschie- schv/ingungen gleicher Frequenz ist proportional zu bungswinkel beziehen sich auf eine Frequenz von dem Cosinus des gegenseitigen Phasenwinkels:
11,3 kHz, was die Summe der Frequenzen von
1,7 kHz und 9,6 kHz ist. Beim Phasenvergleich wird ι«

der Ausgang des Phasenverstärkers 52 als Bezugs- Λ sin (ω/ + θ) Ά sin (ω/ + /?)
signal verwendet, da dieses Signal dasjenige ist, welches um 1250 Mikrosekunden verzögert ist, und _{A% A}%
unter den zwei zur Verfügung stehenden Signalen = — cos(ö-/?) — cos(2u>f + 9 + 1) stellt das genannte Signal das jeweils vorausgegangene »5 ² -—-* ²
Modulationsintervall dar. Von dem genannten Be- Mittelwert
zugssignal werden vier weitere Unter-Bezugssignale
Ra* &b* Rc und ^rd jeweils mit Hilfe der vier obengenannten Phasenverschiebungsnetzwerke 53, 59, 60 Dies bedeutet, daß die Ausgangssignale der Multi- und 61 abgeleitet. Ein Zeigerdiagramm der genann- ao plikationsschaltungen positiv sind, wenn der relative ten vier Unter-Bezugssignale ist in Fig. 13 wieder- Phasenwinkel zwischen den beiden Eingangssignalen gegeben, in welcher die Unter-Bezugssignale R ₄, R₀, der Multiplikationsschaltung kleiner als 90° ist, wäh- R_c und R₀ jeweils durch Pfeile mit doppelten Linien rend ein negatives Ausgangssignal bei einem Phasenangedeutet sind. winkel größer als 90° erhalten wird.

Signale, welche von dem Verstärker 51 abgenom- as Aus dem Zeigerdiagramm nach Fig. 13 ist zu men werden (dem gegenwärtigen Modulationsinter- ersehen, daß der Ausgang der Multiplikationsschalvall entsprechende Signale) werden jeweils in Modu- lung 62 für die Datenwörter 000, 001, 100 und 101 lationsschaltungen 62,63,64 und 66 mit den erwähn- positiv ist und für die Datenwörter Ul, 110, 010 ten vier Unter-Bezugssignalen multipliziert. Zunächst und 011 negatives Zeichen hat.
sei die relative Phase des von dem Verstärker 51 ab- 30 In entsprechender Weise werden die Vorzeichen genommenen Signals gegenüber dem Bczugssignal am der Ausgangssignale der anderen Multiplikations-Ausgang des Verstärkers 52 betrachtet. Der ein- schaltungen bestimmt, und die Vorzeichen sind je· fachste Betrachtunesfall ist hierbei der, bei welchem weils in Fig. 12 eingetragen. Eine Untersuchung del in der Trägerschwingung überhaupt keine Phasen- Polarität der Ausgangssignale der vier Multiplika· verschiebung auftritt. Wird ein Signal entsprechend 35 tionsschaltungen 62, 63, 64 und 66 führt zu einer den binären Daten 001001001 wiedergegeben, so hat Bestimmung der binären Datenwörter. Da die Phadas Signal auf der Leitung die Form einer 1700-Hz- senbeziehungen in der Mitte des Modulationsinter-Sinusschwingung ohne jede Phasenverschiebung. Die- valls fehlerfrei sind, wird das in der geeigneten Phases Signal wird nach Multiplikation mit dem 9,6-kHz- scnlage bereitgestellte 800-Hz-Zeitzeichen vier Tor-Signal einfach ein 11,3-Hz-Signal in Form einer kon- 40 schaltgHcdern 67, 68, 69 und 70 zugeleitet, welche tinuicrlichen Sinusschwingung. Die Ausgangssignalc die Vorzeichen der Ausgangssignale der Multiplikadcr Verstärker 51 und 52 sind daher jeweils Sinus- tionsschaltungen 62, 63, 64 und 66 tasten. Ist einmal schwingungen mit einer Frequenz von 11,3 Hz, wo- das richtige, aus drei Bits bestehende Wort ausgebci jedoch das Ausgangssignal des Verstärkers 52 um wählt, so werden die Bits jeweils eines nach dem 1250 Mikrosekunden verzögert ist. Bei einem 45 anderen in der gewünschten Ordnung und in dem 1 UkHz-Signal nehmen 14 volle Perioden und 45 gewünschten Takt mittels einer Abgabeeinrichtung elektrische Grad einen Zeitraum von 1250Mikro- ausgesendet, welche durch das 2400-Hz-Zeitzeichen Sekunden ein. Aus diesem Grunde erscheint das nicht synchronisiert ist.

verzögerte Signal gegenüber dem um 1250Mikro- Ein geeigneter Datenumsetzer, welcher in Fig. 12

Sekunden verzögerten 11,3-kHz-Signal als gleiches 50 der Zeichnungen angedeutet ist, ist in seinen Einzel-

Sicnal, jedoch mit einer Phascnvorvcrschicbung von heiten in Fig. 15 wiedergegeben. Seine Aufgabe ist

4.450 es, die einzelnen Daten wieder in der Form zusam-

Dies bedeutet, daß bei einem aus drei binären Bits mcnzusetzcn und mit der Geschwindigkeit abzugeben, bestehenden Wort der Form 001 der Ausgang des mit welcher sie in den Sender eingegeben worden Verstärkers 51 einen Phasenwinkel von + 45° gegen- 55 sind. Wie vorstehend gesagt, bestimmen die am Ausüber dem Vergleichssignal einnimmt. Aus der Kodie- gang der Multiplikationsschaltungen 62, 63, 64 und rungstabclle nach Fi g. 10 ist zu entnehmen, daß das 66 festgestellten Vorzeichen der Ausgangssignalc die Informationswort 000 eine um 45^Λ geringere Phasen- empfangenen binaren Worter, Gruppen oder Bitfolverschiebung als das Wort 001 aufweist. Aus diesem gen. Wie aus Fig.12 ersichtlich ist, prüfen die Tor-Grunde ist für das Wort 000 das zugehörige Signal 60 schaltglicder 67, 68, 69 und 70 die Ausgange der in Phase mit dem Bezugssignal (45-45=0). Alle Multiplikationsschaltungcn 62, 63, 64 und 66 mit acht verschiedenen Datenwörter und ihr zugehöriger einer Wicderholungsgeschwindigkeit entsprechend Phasenwinkel gegenüber dem Bezugssignal sind in dem eOO-Hz-Zcitzeichen. Auf diese Weise werdsn Fig. 13 durch acht verschiedene Pfeillinicn mit ent- die Ausgangsignale der MultipliVationsschaltungen sprechenden Bezeichnungen eingezeichnet. 65 62, 63, 64 und 66 gleichzeitig den Leitungen 10·,

Die vier Multiplikationsschaltungcn 62, 63, 64 und 101, 102 und 103 zugeführt. Es sind nun insgesamt

66 [A. β. C und D) sind so ausgebildet, daß sie zwei acht jeweils 4 Eingänge aufweisende Und-Schaltglie-

Sinusschwingungcn derselben Frequenz miteinander der 104-1, 104-2, 104-3, 104-4, 104-5, 104-6, 104-7

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und ICi-C vorgesehen, und die 4 Einsänge eines bung von 22,5° in 1250 MikroSekunden entspricht

jsden dieser Und-Schaltglieder sind jeweils mit den einer Frequenzversetzung von 50 Hz.

genannten Leitungen ICO bzw. 101 bzw. 102 bzw.

103 verbunden. Im Zuge bestimmter Eingangsleitun- 22,5° 1 Periode 50 Perioden

gen zu <Scn Eingängen der Torschaltglieder 104 sind 5 τγιγ¹ :~— ⁸^ · ———— —

jedoch entsprechend der für die Ausgänge der Multi- ^I25° *^{I0 36}° *** plikationsschoitungen in Fig. 12 angsgebenen Vor·

zeichentafel Vorzeichcnumkehrungsstufen ICS ange- Theoretisch kann die Einrichtung also bis zu Fre-

ordnct. Beispielsweise ist jeweils eine Vorzeichen- quenzversetzungen von 50Hz arbeiten. Die größte

umkehrstufe ICS dem zweiten, dritten und vierten to Frequenzversetzung, welche jedoch je in einem nor-

Einsaag cf» Und-Schaltgliedes 104*1 vorgeschaltet, malen Telefonleitungsnetz festgestellt wurde, sind

so daß dünn, wenn das Vorzeichen des Ausganges der 10 Hz. Die genannte Erscheinung bildet daher für

MuStiplikstionsschaitung A positiv und die Vorzei· das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren kein

chcn an den Ausgängen der Multiplikationsschaltun· Problem.

gen 0, C und D negativ sind, letztere in positive Si· 15 Da die Γ „Codierung durch Untersuchung des Vorgnale umgeformt werden, so daß sich das Und-Schalt- zeichens der Ausgangssignale der Multiplikationsglied ICC-I eistet. Dabei wird nur eine der Und- schaltungen^, B, C und D jeweils nach Multiplika-Schaltglieder äC4 in jeweils einem Augenblick geöf?· tion zweier Signale erfolgt, beeinflußt die Größe der net Die zur Vorzeichenprüfung dienenden Vorschalt- Signaländerung auf Grund von Andeningen des Lei« gli«^r r 67 bis 70 prüfen und erhalten die Polarität, μ tungszustandes nicht die Genauigkeit der Dekodiebis das nächste Prüfsignal gegeben wird, so daß die rung.

Und-Schaltr*lieder 1C4 für die Dauer von 1250Mikro- Die Auswahl der Frequenz auf der Leitung in Sekunden im Einschaltzustand bleiben. Höhe von 1700 Hz ergibt sich aus dem besten Über- Die Und-Schaltglieder 104-1 bis 104-0 geben je- tragungsbc reich der verwendeten Tclefonleitung. Die

weils Eingangssignal an Und-Schaltglieder 107-1 as Leitungs-Signa I frequenz hat keinerlei synchrone Be-

bzw. 107-2 bzw. SC7-3 bzw. 207-4 bzw. 107-5 bzw. ziehung zu der Wortübertragungsgeschwindigkeit

107-6 bzw. 107-7 bzw. 107-Q. Das jeweils zweite oder zu der Art und Weise, in welcher das Signal

Eingangssignal für die Und-Schaltglieder 107 besteht erzeugt wird.

in einem 2400-Hz-Zeitzeichen, welches von dem in Eine benutzbare Bandbreite von 1000 Hz auf TeIe-Fig. 11 angedeutetem Oszillator 57 geliefert wird 30 fon'.eitungen der Vereinigten Staaten reicht beispiels-

und über die Und-Schaltglieder 107-1 bis 107-8 zu weise von 1200 Hz bis 2200 Hz. Eine Bandbreite von

einer Reihe von acht Schieberegistern IC3-1 bis 108-8 8OU Hz für ein Modulationsintervall von 1250 Mikro-

gelangt, weiche die Form kodierter Ausgangsringzäh- Sekunden kann daher entweder von 1200 bis 2000 Hz

ler haben können. Jedes Schieberegister 1C8 ist so oder von 1400 bis 2200 Hz reichen, wobei die Mittclcingcstcllt, daß es jeweils Gruppen aus drei Informa- 35 frequcnzcn jeweils 1600 bzw. 1800Hz betragen,

tionsbits abgibt, wobei die Bitfolge jeder Gruppe In einigen anderen Ländern können die nutzbaren

einer der insgesamt acht möglichen Bitfolgen ent- Bandbreiten etwas höher oder etwas niedriger liegen,

spricht. Sind beispielsweise die Vorzeichen der Aus- Bei dem beschriebenen Verfahren ist jedoch vorge-

gangssignale der Multiplikationsschaltungen Λ, £, C sehen, die günstigste Bandbreite von 800 Hz bei

und D plus, minus, minus, minus, so ist das Und- einem Signal mit einem Modulationsintervall von

Schaltglied 107-1 freigegeben und läßt das 2400-nz- 1250 Mikrosekunden aus den zur Verfugung stehen- Zettzeichen zu dem Register 103-1 durch, welches den Eigenschaften von Leitungen auszuwählen, über

geeignete Schaltschrittc ausführt, um das Datenwort welche aller Wahrscheinlichkeit nach Daten übertra-

mit der Bitfolge 001 einem in den Zeichnungen nicht gen werden sollen. Es ist selbstverständlich auch die dargestellten Verwertungsgerät zuzuführen. Auf diese 45 Auswahl anderer Bandbreiten als 800 Hz möglich,

Weise wird die Folge von binären Daten in Serien- wenn das Modulationsintervall einen anderen Wert

form, welche in dem Senderteil eingegeben worden als 1250 Mikrosekunden hat. Die Bandbreite in Hz

ist, auf der Empfangsseite in der ursprünglichen Rei- ist rein zahlenmäßig annähernd der Kehrwert des

henanordnung wiedergegeben. Modulationsintervalls in Sekunden.

Bei dem beschriebenen Modulations- und Demo- 50 Gemäß Fig. 8 der Zeichnungen wird ein phasen-

dulationssystcm sind verschiedene interessante Merk- verschobenes Signal unmittelbar mit einer Frequenz

male und Vorteile bemerkenswert. Die acht aus je- von 1700 Hz erzeugt. Will man jedoch das phasen-

weils drei binären Bits bestehenden Wörter sind in verschobene Signal bei einer geeigneten höheren Fre-

solchcr Weise gewählt, daß Wörter entsprechend zwei quenz erzeugen, so kann dies ohne weiteres gesche-

jeweilis zueinander benachbarten Phasen sich um nur 55 hen, wobei lediglich für die Übertragung über die

ein Bit von insgesamt drei Bits unterscheiden. Treten Telefonleitung eine Henintertransformierung auf

Nebengeräusche oder Störungen auf und macht die 1700Hz erfolgen muß, wobei ein Verfahren verwen- Empfangsseite einen Fehler, welcher die 22,5°-Fch- det wird, welches dem im Empfänger angewendeten

lerschwelle überschreitet, so ist nur eines der drei Verfahren einer Frequenzverschiebung ähnelt und

Bits eines Wortes fehlerhaft, nicht jedoch alle drei 60 man Sorge iragen muß, daß die verwendeten Filter

oder zwei von drei Bits. Hierdurch wird die Zahl der für diese Verarbeitung des Signales keine Verzerrung

Bitfehler auf geringstem Wert gehalten. verursachen. Telefonleitungen besitzen mitunter die Eigenschaft Wie aus den Fi g. 10 und 11 zu ersehen, sind zwi-

der Frequenzversetzung. Die Fehlergrenze für die sehen dem erzeugten Signal und dem endgültigen

Phasenbestimmung ist 22,5°. Die Frequenzversetzung 65 Wiedergabesignal, dessen Phase untersucht wird, drei

sollte iaher innerhalb des Zeitraumes von 1250Mi- Filter 31, 41 und 49, sowie die Leitung und das

krosekunden keine größere merkliche Phasenver- unveränderliche Angleichungsgerät angeordnet Alle

Schiebung als 22,5° erzeugen. Eine Phasenverschie- diese Schaltungselemente haben ihre Amplituden-

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ussd Verzogerun^sshoraMerfctik, welche sich sämtlich Stimmsignale vorzunehmen, daß sie in einem Frecd&eren. Was jsdoch für die Abgabe des richtigen quenzbereich liegen, der außerhalb des Frequenz-Tränerimpulses auf der Wiedergabessite von wesent- bandes liegt, das von den digitalmodulierten Signalen lieber B&Ssutung iat, ist die gesamte resultierende eingenommen wird. Amplituden- und Verzö^ranßccSiarakteristik. S Es ist durchaus möglich, auch eine 16phasigc Ko-

Die Forderung der Bandbecirenzung mit linearer dierung vorzunehmen und damit eine weitere Vaiiie-Phase Gilt für diese gesamte resultierende Amplitu- rung der erforderlichen Bandbreite zu erzielen, woden- und Phasencharaliteristik. Dies bedeutet, daß das bei unter der Annahme einer Bitgeschwindigkeit von gesamte System in seiner Qualität leidet, wenn einer 2400 Bits je Sekunde jeweils Gruppen von 4 Bits ccr Filter schlechte Eigenschaften besitzt Dies be- so verarbeitet werden und sich ein Modulationsintervall deutet femer, daß man, falb der Fite 31 eine von 1667Mikrosekuaden bei einer Bandbreite von schlechte Charakteristik aufweist, der Filter 41 mit 600 Hz ergibt. Die Menge an eingesparter Bandbreite einer komplementären Charakteristik, nus^sstattet ist nicht sehr groß, und die Fehlergrenze der Phasenwerden kann, um die Eigenschaften des Filters 31 zu verschiebung ist nun auf 11,25° herabgesetzt, so daß kompensieren und umgekehrt. 15 das System gegenüber Störungsgeräuschen exopfind-

Das Frequenzband des Filters 4S> unterscheidet sich lieber ist und die tneoretische Grenze fut ems Frevon demjenigen der Filter 31 und 41. Die konstante quenzübersetzung auf nur 18,75 Hz herabgesetzt wild. Frequenzverschiebung um 9,6 &Hz durch Produkt- Beträgt die gewünschte Woitütatragiingsgesdiwinmoduktion bewirkt jedoch, daß der 1,3-kHz-Punkt digkeit nur 1200 Bits je Sekunde, so erfordert eine dem 10,9-kHz-Pimkt entspricht, daß der 1,7-kHz- to übertragung mit Sphasiger Kodierung eine Band-Punkt dem 11,3-kHz-Punkt entspricht usw. Bei einer breite von 400Hz, eine Übertragung mit 4phasiger Addition der Charakteristiken zur Erzeugung der je- Kodierung eine Bandbreite von 600 Hz and eine weUigen resultierenden Charakteristik findet auch die Übertragung mit 2phasiger Kodierung eine Bandrichtige Frequenzverschiebung statt. Mit anderen breite von 1200Hz. Das 4phasige System stellt im Worten kann die Charakteristik des Filters 41 bei 35 allgemeinen ein Optimum dar, nachdem für eine 1,3 kHz mit derjenigen des Filters 40 bsi 10,9 kHz Bandbreite von 600Hz kein veränderbares Anpasaddiert werden. Das Filter 59 muß in jedem Falle sungsgerät erforderlich ist und die 4phasige Kodiedem Filter 49 gleich sein. rung gegenüber Störgeräuschen weniger anfällig ist

Sind sämtliche Filter für eine optimale Wiedergabe als das 8-phasige Kodierungssystem. Auch hier gilt, ausgelegt und ist außerdem das unveränderliche An- 30 daß ohne die richtige Bandbegrenzung das System passungsperät vorgesehen, so verbleibt immer noch für Datenübertragungen über unangepaßte Leitungen eine gewisse Amplituden- und Verzögerungsänderung zur Sprachübertragung nicht geeignet ist auf Grund von Änderungen der Übertragungsleitun- Wie bereits gesagt, ist im Falle eines 4phasigen gen in dem Frequenzband von 1300 bis 2100 Hz. Die Kodierungssystems und einer Wortübertragungsgrößten zu erwartenden Änderungen der Amplitu- 35 geschwindigkeit von 1200 Bits je Sekunde die gedendämpfung und der Verzögerung der Modulations- ringste notwendige Bandbreite 600 Hz. Es sei darauf umhüllenden, welche bei Wählvermittlungsleitungen hingewiesen, daß dies den geringsten Wert der erin der Praxis zu erwarten sind, betragen etwa 4 db forderlichen Bandbreite darstellt, welche auch größer bzw. 300 Mikrosekunden. Es wurden bereits Ver- sein kann. Die Bandbreite soll jedoch nicht zu groß suche mit verschiedenen Werten der Amplituden- und 40 gemacht werden, da sonst Veränderungen der LH-Verzö£erunssverzcrrung durchgeführt. Für Amplitu- tungseigenschaften innerhalb dieser Bandbreite so denvensrrungen allein arbeitet das erflndungs- groß werden können, daß wiederum ein verändtrgemäüs Übertragungsverfahren erfolgreich bei einem bares Anpassungsgerät zum Betrieb des Modolator-AmpHtudenabfall oder -anstieg von Sub innerhalb Demodulatorsystemserforderlich wird, des Frequenzbandes der Breite von 800 Hz. Für eine 45 Der grundsätzliche Gedanke der Bandbegrenzung Verzerrung auf Grund einer Verzögerung der Modu- ist darin zu sehen, daß man eine geringste notwendige iaiicnsun&üüe&des allein arbeitet das er^üdungs- Bandbreite hei guten Übertragungsbedingung«! gemäße Übertragungsverfahren zufriedenstellend bei sicherstellt, wobei diese geringste Bandbreite der Verzößerungsveränderungen bis zu 400 Mikro- Kehrwert des Modulationsintervalls ist und wob» Sekunden. 50 gleichzeitig die Bandbreite schmal genug gewählt

Das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren, wird, um im wesentlichen sämtliche Übertragungsweiches nicht die volle Bandbreite der Telefonleitun- leitungen gleich erscheinen zu lassen, wodurch ein gen benötigt, läßt noch genügend Frequenzbereiche veränderbares Anpassungsgerät in Wegfall kommt, der Bandbreite übrig, um auf derselben Leitung in und man zu den oben dargelegten neuen Ergebnissen hohen und/oder niedrigen Frequenzbereichen Fern· ss kommt, die bisher lange ohne Erfolg angestrebt worschreibkanäle einzurichten. Durch Verwendung eines den sind. Für die normalerweise im Verkehr anzu-1100-Hz-Tiefpasses und eines zusätzlichen Hochpaß- treffenden Bedingungen erweist sich eine Bandbreite filters über 2300 Hz kann man gegebenenfalls zusatz- von 800Hz bei einem Modulatkmsratervall von lieh noch ein Gespräch führen, während das erfin- 1250Mikrosekunden als besonders geeignet, wähdun£ssei&ä£& Verfahren Ober dieselbe Leitung Daten 60 rend es auch möglich ist, bis an eine obere Grenze Überträgt. Vorzugsweise sollten die Bandfilter zur von 1000 Hz zu gehen und unter Verwendung einet Abschneidimg bestimmter Frequenzbereiche für die konstanten Anpassungsgerätes immer noch zufriedeti· Stimia-Übertragung Frequenzbänder unterhalb 900 stellende Ergebnisse zu erhalten. Eine Bandbreite und oberhalb 2500 Hz durchlassen. Fur die gleich- unter 800 Hz führt zu Informationsverlusten, w8hzeitige Übertragung von digitalmodulierten Signalen 6s rend seine Bandbreite über 1000 Hz ebenfalls zu und "oa Sprach- oder Fernschreibsignalen über eine Informationsverlusten führt, welche auf Letamifvergemeins&me Telefonleitung ist es nur notwendig, eine Zerrungen beruhen. ^^

solche Bandbegrenzung der Fernschreib- und/oder Das hier beschriebene System einer 8pfaasJfea

Kodieret eröglt die Üerg von 2400BiH je Sekunde bei einer Bandbreite von SOO Hz. Ia AnwcttdungsfaU einer Wftffriirhfn übertragungs* lff welche sehr gut zur Eug einer Bandbreite w 1600 Hz airoafit werdra kira, lift ska das eritodungsgjsmifls Verfahren zur Übertn

4SOOBHs je Sekunde verwenden. Das Verh 3:1 ist fir jade gegebene Bandbreite konst Beise kacn auf einer Koaxialleituni einer Bandbreite von 5OkHz die _ 150000BiIs je Sekunde betragen,

betritt 100 000 Bits je Sekunde bei einer 4*phasigen Knilirimgiweipji

Es sei darauf hingewiesen» daft die AnoMnungni zur Phatwwmwhilation und zur iJemodulatkm m der Hpgr DwwCa^MlwDwOwH ^«iMPOUVmwl^L· mncn mn emm^BBeTHBH

DatenftbertaMUsstemen mit VorteM verwendet betrieben werden, die mit der Forderung wUlkQrttch

wlhtbsrer Übsrn^ttlungsleitunfien nichTIn Emklang steht oder welche unter Verwendung """

l/DcrtragjUngslettungjett mtt

»efzu7Btatt

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Verfahren zur Übertragung von digitalen Daten von einem Sender über eine Übertragungsstrecke zu einem Empfänger, wobei jeweils Gruppen aufeinanderfolgender Daten entsprechend ihrem Informationsgehalt als phascndiflerenzmoduliertes Trägersignal auf die Übertragungsstrecke gegeben werden und das Trägersignal durch eine zwischen Sender und Empfänger im übertragungsweg angeordnete Bandfiltcranordnung geführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandfilteranordnung (2, 8; 31, 41) eine Bandbreite von 1/THz erhält, wobei T die durch jede Datengruppe festgelegte Modulationsperiode des Trägersignals ist.

   2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenlage des empfangenen Trägersignals im Empfänger (9; Fi g. 11) jeweils etwa in der Mitte aufeinanderfolgender Moduiationsperioden abgetastet wird.

   3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsperiode gleich einem Mehrfachen der Bitperiode der Daten gewählt wird.

   4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsperiode gleich dem Dreifachen der Bitperiode der Daten gewählt wird.

   5. Schaltung zur Ausführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einem Sender zur Übertragung digitaler Daten über eine Übertragungsstrecke, wobei jeweils Gruppen aufeinanderfolgender Daten entsprechend ihrem Informationsgehalt als phascndifferenzmoduliertes ^Trägersignal auf die Übertragungsstrecke gegeben werden, sowie mit einem Empfänger und einer zwischen Sender und Empfänger im Übertragungsweg angeordneten Bandfiiteranordnung, dadurch gekennzeichnet, daß die

   mit den Ausgangssignaien (R_A, R₀, R₀ Ru) der Phasenschieberstufen in den zeitlichen Mittelpunkten aufeinanderfolgender Modulationsintervalle in Verglcichsstufen (67... 70) verglichen wird.

   11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Verg'eichsstufen über Torschaltungcn (104) an Schieberegister (103-1 ... 108-8) angeschlossen sind, die vorbestimmte Datcnbitgruppen enthalten, wobei die Ausgabe des jeweiligen Schieberegisterinhaltes von dem Taktgenerator (57) gesteuert ist.

   12. Schaltung nach einem der Ansprüche S bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß dem Detektor ein Frequenzumsetzer (46, 47, 48) für das empfangene Trägersignal vorgeschaltet ist.

   13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12 mit einer Übertragungsstrecke, die Amplitudenverzerrungen und Signalverzögerungen bewirkt, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung ein zusammengesetztes Netzwerk mit im wesentlichen linearer Amplituden- und Phasencharakteristik, über dem _f -Durchlaßband ist.

   14. Schaltung nach einem der Ansprüche S bis !3, bei der die Übertragungsstrecke eine Telefonleitung enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittenfrequenz der Filteranordnung gleich der Trägcrsignalfrcquenz ist, und beispielsweise 1700 Hz beträgt.

   15. Schaltung nach einem der Ansprüche S bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß über die Übertragungsstrecke in Frequenzbereichen, die außerhalb des y-Durchlaßbandes liegen, Sprache und/ oder Fcrnschrcibsignale übertragen werden.