DE2018885B2

DE2018885B2 - Adaptiver entzerrer fuer eine digitale datenempfangseinrich tung

Info

Publication number: DE2018885B2
Application number: DE19702018885
Authority: DE
Inventors: Gerald Kevin Mahopac N.Y. Mcauliffe (V.St.A.)
Original assignee: North American Rockwell Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1969-04-21
Filing date: 1970-04-20
Publication date: 1971-10-28
Also published as: JPS5019421B1; NL7005661A; GB1269747A; NL167821C; DE2018885C3; DE2018885A1; FR2039332A1; NL167821B; US3614623A

Description

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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen , Verzögerungsleitung und eine Vielzahl von Vervieladaptiven Entzerrer für eine digitale Datenempfangs- fächern, von denen jeder zu einer einzelnen Abzweieinrichtung, bestehend aus einem digitalen Daten- gung der Verzögerungsleitung führt. Die Vervielfacher Signalempfänger, einem mit demselben verbundenen, stellen die Amplitude und Polarität des Signals ein, Verformungen des empfangenen Signals entfernenden 5 das von der Verzögerungsleitung an der entsprechenden und ein korrigiertes Datensignal erzeugenden Signal- Abzweigung stammt. Die Ausgänge dieser Vervielkorrekturkreis sowie einem mit dem Signalkorrektur- fächer werden dann an dem Ausgang des transversalen kreis verbundenen, die korrigierten Datensignale Filters summiert. Durch geeignete Selektion der Abdigital speichernden Schieberegister. zweigungsintervalle und der Multiplikationsfaktoren, Jahrelang wurden riesige Geldsummen zur Erstellung io die zu jedem der Abzweige gehören, werden die Filter von Fernsprechübertragungseinrichtungen ausgegeben, zu einer Zwischenannullierung verwendet. Durch Ausdie im wesentlichen für Sprechverbindungen entworfen wahl der Amplitudencharakteristiken der Vervielsind. Nachdem die Nachfrage nach Übertragung von fächer, die den Impulscharakteristiken der Überdigitalen Daten zusehends angestiegen ist, ist es not- tragungsleitung entsprechen, eliminieren die Filter tatwendig geworden, Systeme zu entwickeln, die es ge- 15 sächlich das Ausschwingen der über die Leitung überstatten, Daten über die bestehenden Leitungen zur tragenen digitalen Impulse. Optimal sollten die trans-Sprachübermittlung zu übertragen. Bei diesen Syste- versalen Filter jedoch eingestellt werden, um dem men waren aber beträchtliche Probleme zu über- Impulsverhalten der Leitung zu entsprechen; dies erwinden, deren bedeutendstes darin bestand, daß die fordert aber entweder auch wieder lästige manuelle typischen Fernsprechübertragungskanäle eine beträcht- 20 Einstellungen oder komplizierte Schaltanordnungen, liehe Verzögerungsverzerrung aufweisen. Signalkompo- Solange eine Kompromißeinstellung vorgenommen nenten bestimmter Frequenz erfahren in dem Tonfre- wird, die die gesamte Verzerrungsinterferenz für Leiquenzdurchlaßbereich eine längere Übertragungszeit- · tungen in einem bestimmten Bereich der Impulsverzögerung als Komponenten bei anderen Fre- Charakteristiken auf ein Mindestmaß beschränkt, qüenzen. Obwohl diese Verzögerungsverzerrungen die 25 genügt eine solche Einstellung im allgemeinen nicht, Verständlichkeit der Sprechsignale, die über die Lei- um eine einzelne Leitung zu kompensieren, tung übertragen werden, nicht wesentlich beeinträchti- Transversale Filter sind wiederum so begrenzt, daß gen, verursachen sie doch eine beachtliche Verzerrung sie, ohne auf eine spezielle Leitung passend eingestellt von digitalen Signalen, die auf der Leitung übertragen zu sein, die Verzerrung des Signals doch nicht vollwerden. 30 ständig kompensieren. Solche Filter sind nicht an Früher wurden zahlreiche Verfahren zur Korrektur Änderungen in den Charakteristiken der Leitung andieser Verzerrung von digitalen Daten auf dem Über- passungsfähig. Nachteilig ist auch, daß solche transtragungsweg angewendet. Wenn beispielsweise die versale Filter keine digitale Einrichtungen, sondern Charakteristiken der Übertragungsleitung bekannt eher analoge Verzögerungsleitungen sind. Wenn auch waren, kann eine Entzerrung durch eine Vorverzerrung 35 Versuche unternommen wurden, solche transversalen durchgeführt werden. Das zu übertragende Signal wird Filter zu digitalisieren, so sind doch komplexe PuIsdann in der Weise verzerrt, daß die zusätzliche Lei- codemodulationsverfahren und ein beträchtlicher tungsverzerrung das vorverzerrte Signal so ändert, daß Schaltungsaufwand erforderlich. Darüber hinaus muß ein empfangenes Signal die gewünschte Wellenform die Verzögerung des transversalen Filters beträchtlich aufweist. Selbstverständlich ist der Gebrauch solcher 40 länger sein als das Ausschwingen der Impulsüber-Verf ahren auf die Fälle begrenzt, wo die Verzögerungs- tragungscharakteristik. Weiterhin mindern die Filter Charakteristiken der Leitung bekannt und konstant das Signal-Rausch-Verhältnis der Anordnung, da an sind. jeder der Abzweigungen Rauschkomponenten hinzu-In vielen Fällen sind die Impulsübertragungs- kommen.

Charakteristiken der Übertragungsleitung nicht be- 45 Bei einem weiteren bekannten System wird die Imkannt, und außerdem ändern sie sich mit der Zeit. Be- pulsübertragungscharakteristik des Kanals bestimmt kannte Übertragungssysteme zur Kompensation sol- und aus den gemessenen Impulscharakteristiken eine eher unbekannten Charakteristiken enthalten Ent- Rückkopplung oder ein Korrektursignal abgeleitet. Zerrungsnetzwerke auf der Empfängerseite. Die Ar- Wenn dieses Korrektursignal mit dem auf dem Kanal beitsweise dieser Netzwerke besteht darin, daß sie eine 50 empfangenen Signal kombiniert wird, ist eine Rückzusätzliche Verzögerung in den Übertragungsweg für gewinnung des digitalen Signals in beinahe unverzerrter die Frequenzen einschalten, welche eine minimale Ver- Form möglich. Es zeigt sich jedoch, daß zur Gewinzögerung auf der Übertragungsleitung erfahren. Hier- nung eines Korrektursignals relativ lange Zeiträume durch werden dann die Signalkomponenten, die als notwendig sind, so daß nicht unter allen Betriebsbeerste empfangen werden, durch das Entzerrungsnetz- 55 dingungen eine zufriedenstellende Entzerrung vorgewerk verzögert, und zwar für eine Zeit, die der Verzöge- nommen werden konnte.

rungszeit des Restes der Frequenzen, die über die Lei- Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen uni-

tung übertragen werden, entspricht. Obwohl solche versal einsetzbaren adaptiven Entzerrer für eine digi-Entzerrungssysteme weit verbreitet sind, besitzen sie tale Datenverarbeitungseinrichtung zu schaffen, der beträchtliche Nachteile; sie müssen eingestellt werden, 60 diese obengenannten Nachteile nicht aufweist und der da jederzeit eine Änderung in der Leitungsverzöge- innerhalb eines äußerst kurzen Zeitraums ein Korrekrungscharakteristik vorkommt. Die Einstellungen sind tursignal zur genauen Korrektur der der digitalen lästig, zeitaufwendig und müssen im Normalfall von Datenverarbeitungseinrichtung über Fernsprechkanäle Hand durchgeführt werden. zugeführten Datensignale abgibt.

Bei einem anderen Verfahren zur Korrektur von 65 Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß Verzögerungsverzerrungen auf einer Übertragungs- ein Restverzerrungsfeststellkreis mit einem mit dem leitung werden transversale Filter verwendet. Ein trans- Schieberegister verbundenen Korrelator vorgesehen versales Filter enthält eine mit Anzapfungen versehene ist, welcher entsprechend dem gerade empfangenen

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'Datenbit ein Ausgangssignal erzeugt, welches in dem Entzerrer gemäß Fig. 1 erzeugten Korrektursignals Restverzerrungsfeststellkreis zusammen mit dem Kor- bei Empfang von Signalen gemäß F i g. 4d,
rektursignal zur Feststellung einer Restverzerrung des F i g. 4f eine Darstellung der sich ergebenden Datenkorrigierten Signals herangezogen ist, und daß der signale nach Kombination des Restkorrektursignals auf ein Endsignal und das zuvor in*dem Schiebere- 5 von Fig. 4e mit dem empfangenden Signal gemäß gister gespeicherte digitale Datensignal ansprechende F i g. 4 d,

Korrelator ein Korrektursignal erzeugt, welches an F i g. 5 ein vereinfachtes schematisches Diagramm

den Signalkorrekturkreis geleitet ist. eines in Verbindung mit dem adaptiven Entzerrer ge-

Der vorliegende adaptive Entzerrer ist so anpassungs- maß F i g. 1 verwendeten Probenwertentnahmekreises,

fähig, daß er fortwährend Änderungen in der Impuls- io F i g. 6 ein vereinfachtes schematisches Diagramm

übertragungscharakteristik des Kanals wahrnimmt eines in Verbindung mit dem adaptiven Entzerrer

und kompensiert. Auch braucht der vorliegende Ent- gemäß F i g. 1 verwendeten digitalen Vervielfachers

zerrer nicht von Hand eingerichtet oder eingestellt zu und Integrators,

■werden und kann sogar weitgehend ohne jede Bedie- Fig. 6 a eine Logiktabelle für das Durchlassen von

nung arbeiten; auch können Quadratur-und Vielfach- 15 Signalen mit Datenbits von »1« oder »0« bei dem in

Modulationsentzerrer verwendet werden, die die Über- Fig. 6 dargestellten digitalen Vervielfacher,

tragung von mehr als einem Datenbit gleichzeitig er- F i g. 7 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines in

leichtern. Der Entzerrer gemäß der Erfindung erlaubt Verbindung mit dem erfindungsgemäßen adaptiven

auch eine Übertragung von digitalen Daten über eine Entzerrer verwendbaren Zweikanalübertragungs-

Sprachleitung bei Frequenzen, die oberhalb oder unter- 20 systems,

halb der Nyquistfrequenz für diese Leitung liegen. Fig. 7a ein Vektordiagramm zur Darstellung der

Im Unterschied zu bekannten adaptiven Entzerrern Vier-Vektormodulation des in F i g. 7 dargestellten

benötigt der Entzerrer gemäß der Erfindung eine ge- Übertragungssystems,

ringere Zeit, um eine Verzerrung bei der Übertragung F i g. 8 ein Blockdiagramm des Empfängerteils des

digitaler Daten zu eliminieren, und liefert ein end- 25 Zweikanalübertragungssystems unter Verwendung ei-

gültiges Korrektursignal in erheblich kürzerer Zeit. ner abgewandelten Ausführungsform des erfindungs-

Der Entzerrer gemäß der Erfindung ist universell für gemäßen adaptiven Entzerrers,

Übertragungskanäle anwendbar, die Entzerrer zur F i g. 9 eine typische Impulsübertragungscharakte-

aufeinanderfolgenden ^Abfrage-^vgrsctiigdener Orte ristik des Inphasenkanals des Zweikanalübertragungsüber verschiedene Übertragungskänäle enthalten, wo-~3o systems von F i g. 7,

bei das Zeitintervall für die Datenübertragung geringer Fig. 9d eine Darstellung der Querkanalimpulsist als die bisher benötigte Zeit, um das endgültige, für charakteristik des Inphasenkanals des in F i g. 7 und 8 die Genauigkeit bei der Datenübertragung notwendige dargestellten Zweikanalübertragungssystems bei gleich-Korrektursignal abzuleiten. Ebenso liefert der adaptive zeitiger Datenübertragung auf dem Quadraturkanal Entzerrer gemäß der Erfindung eine geringereDisper- 35 und

^sion in den endgültigen Datenpegeln, die voriHen ein- Fig. 10 a und 10 b Darstellungen typischer In-Czelnen Datenfolgen abhängig sind, weil an Stelle des phasen- und Querkanal-Impulsübertragungscharakte- ^empfangenen Signals ein Restsignal an den Korre- ristiken bei Verwendung von eine Cosinus-Quadrat- ö lationsnetzwerken angelegt wird. Charakteristik aufweisenden Formungsfiltern inner-Die Erfindung soll im folgenden an Hand von Aus- 40 halb des Übertragungskanalsystems,
f ührungsbeispielen näher erläutert und beschrieben Ein Blockschaltbild eines bevorzugten Ausführungswerden, wobei auf die Zeichnung Bezug genommen ist. beispiels des adaptiven Entzerrers gemäß der Erfindung Es zeigt ist in F i g. 1 dargestellt. Der Entzerrer empfängt ein

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer vorteilhaften Aus- Signal von einem Übertragungskanal, der digitale

führungsform des adaptiven Entzerrers gemäß der 45 Daten enthält, die_originalüb3rtragen sind, aber auf

Erfindung, Grund der Impulsübertragungscharakteristik d;s Ka-

F i g. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines nals verzerrt sind. Demgemäß prüft die Anordnung

typischen, in Verbindung mit dem Entzerrer von Fig. 1 nach F i g. 1 das empfangene Signal und bestimmt

verwendeten Übertragungskanals, digital die Impulsübertragungscharakteristik des zuge-

F i g. 3 a und 3 b graphische Darstellungen typischer 50 hörigen Übertragungskanals. Es wird dann ein

Verzögerungscharakteristiken von zwei Arten her- Korrektursignal erzeugt, das, wenn es mit dem

kömmlicher Fernsprechleitungen, empfangenen Signal kombiniert wird, eine Rückge-

F i g. 4 a bis 4f Darstellungen verschiedener Wellen- winnung der übertragenen digitalen Daten in unverformen bei digitaler Datenübertragung auf einen Über- zerrter Form erlaubt. Der Entzerrer paßt sich an; d. h., tragungskanal gemäß F i g. 2 in Verbindung mit einem 55 Änderungen der Impulscharakteristik des Überträ-Entzerrer gemäß F i g. 1, und zwar gungskanals werden fortwährend abgetastet und dann

Fi g. 4a und 4b Darstellungen von typischen, über kompensiert.

einen Übertragungskanal geleiteten Binärdatenfolgen Im folgenden sei beispielsweise ein typischer Über-

in Form von nicht auf Null zurückgehenden Signalen tragungskanal Ϊ2 betrachtet, so wie er in Form eines

und Impulssignalen, 6° Blockdiagramms in F i g. 2 dargestellt ist. Da die digi-

• Fig. 4c eine Darstellung einer typischen Impuls- talen Daten nicht direkt auf einer Sprechverbindungs-

übertragungscharakteristik eines Übertragungskanals, leitung übertragen werden können bzw. solche Pfade

so wie er in F i g. 2 dargestellt ist, ausgelegt sind, um Gleichstromsignale zu verarbeiten,

Fi g. 4d die Darstellung von über einen Übertra- wird ein Modulator 13 verwendet. Der Modulator 13

gungskanal mit einer Impulsübertragungscharakte- 65 erzeugt an seinem Ausgang ein Hörfrequenzsignal, das ristik ähnlich F i g. 4c geleiteten Signalen mit einer durch die Eingangsdaten amplituden-, frequenz- oder

Datenfolge entsprechend F i g. 4 a oder 4 b, phasenmoduliert ist. Diese digitalen Eingangsdaten

Fig. 4e eine Darstellung des durch den adaptiven können in einer NRZ-Form (s. F i g. 4a) oder in Im-

pulsform (s. Fig. 4b) vorliegen. Die Eingangsdaten zerrung auf. Ein solcher Entzerrer erlaubt also eine können vor der Modulation auch durch den Filter 14, fehlerfreie Datenübertragung, weist aber die große dessen Arbeitsweise weiter unten beschrieben wird, Schwierigkeit auf, daß die Minimalzeit zwischen den umgeformt werden. aufeinanderfolgenden Datenbits mit der Periode des

Die Ausgangsdaten des Modulators 13 werden über 5 Ausklingens der Impulsübertragungscharakteristik koreinen Übertragungsweg 15 an eine entfernte Stelle respondieren muß, wie sie durch die typische Wellenübertragen, wo sie durch einen Demodulator 16 zu form 25 dargestellt ist. Dies stellt ein bsachtliches einem Empfangssignal verarbeitet werden. Das emp- Handicap dar, das nicht mit der heute geforderten fangene Signal enthält auf Grund der individuellen hohen Datenübertragungsgeschwindigkeit vereinbar Impulsübertragungscharakteristiken h_t auf dem Über- io ist.

tragungskanal 12 die Eingangsdaten in verzerrter Form. Eingangsdaten, die über einen Übertragungskanal

Diese Impulsübertragungscharakteristik h stellt die gesendet werden, können entweder in eine NRZ-gesamte Verzerrung dar, die durch das Filter 14, die Wechselschrift-Form (s. Fig. 4a) oder in Impulsform Umänderung in und aus der Niederfrequenz durch den (F i g. 4 b) empfangen werden. In jedem Fall kann der Modulator 13 und den Demodulator 16, die Verzöge- 15 Zeitraum zwischen aufeinanderfolgenden Datenbits, rung sowie die individuelle Amplitudenverzerrungs- d. h. zwischen den Marken 40 oder 40 a und aufeincharakteristik auf dem Übertragungsweg 15 entsteht. anderfolgenden Zwischenräumen 41 oder 41 a, bein einem besonderen Entzerrer sind die Signalver- trächtlich geringer sein als die gesamte Ausschwingzeit Zerrungscharakteristiken des Filters 14, des Modu- der Impulsübertragungscharakteristik entsprechend lators 13 und des Demodulators 16 bekannt und kön- 20 der Wellenform 25. Wenn solche aufeinanderfolgenden nen leicht kompensiert werden. Andererseits sind die Eingangsdatenbits in den Übertragungskanal 12 ein-Verzerrungscharakteristiken eines typischen Über- gespeist werden, besitzt das resultierende empfangene tragungsweges 15 während der Übertragung vor der Signal die in F i g. 4d wiedergegebene Wellenform 45. Gleichrichtung unbekannt und ändern sich mit der Die Wellenform 45 entspricht der Überlagerung Zeit. Soll ein Übertragungsweg 15 eine Fernsprech- 25 (algebraische Summe) der individuellen Impulswellenleitung enthalten, so wird eine beachtliche Verzöge- formsn 25, 26, 27 und 28 ... und den übertragenen

rungsverzerrung auf den Übertragungsweg eingeführt. Datenimpulsen 39, 40, 41, 42

Kommsrzislle Fernsprechübertragungsleitungen der Das empfangene Signal 45 weist offensichtlich eine

Klasse 4 B oder 4 C, wie sie bevorzugt für die Sprach- beträchtliche Verzerrung wegen des Ausschwingens übertragung eingesetzt werden, besitzen Verzögerungs- 30 der Impulsübertragungswellenformen auf, die zu der Charakteristiken, wie sie in Fi g. 3 a bzw. 3 b graphisch Übertragung der vorhergehenden Datenimpulse gedargestellt sind, und können zur Übertragung von Daten hörten. Die Amplitude des empfangenen Signals 45 benützt werden. Wie durch schraffierte Bereiche 20 ist nicht dieselbe bei der Datenprüfzeit t₀, t_x, t₂, t₃ ... in F i g. 3 a dargestellt, kann eine Leitung Klasse 4 B Beispielsweise beträgt die Amplitude des empfangenen etwa eine Verzögerung von 3 msec für Signalkompo- 35 Signals 45 zur Zeit t₀ (die dem Empfang der Marke 39 nenten unter 500 Hz und über 2800 Hz aufweisen, in F i g. 4a entspricht) eine Amplitude von +4, wähwährend dieselbe Leitung der Klasse 4 B (wie durch rend zur Zeit t_x und t_% (entsprechend einer Übertraschraffierte Bereiche 21 dargestellt) eine Verzögerung gung der Marke 40 und 42) das empfangene Signal 45 von weniger als 500 \iszc zwischen 1000 und 2600 Hz Amplituden von +2 und bzw. +7 besitzt. Die Ampliaufweist. Eine Leitung der Klasse 4 C weist eine Ver- 4° tude des empfangenen Signals 45 zur Zeit /₂ (die der zögerung von weniger als 300 μβεσ bei Frequenzen Übertragung des Zwischenraums 41 entspricht) bezwischen 1000 und 2600 Hz (s. Bezeichnung 22 in sitzt eine Amplitude von—5. Unter extremen Bedin-F i g. 3 b) und längere Zeitverzögerungen bei anderen gungen, die von der Impukübertragungscharakteristik Frequenzen auf. Diese Verzögerungscharakteristiken des einzelnen benützten Übertragungskanals und von bewirken eine beträchtliche Verzögerung des modu- 45 den übertragenen Daten abhängt, kann die Aufzeichlierten, über eine Fernsprechleitung übertragenen digi- nung eines empfangenen Signals zufällig auf einem talen Signals. Diese Verzögerungsverzerrungen stellten Fehler beruhen, so daß eine Marke empfangen worden die größte Schwierigkeit bei der Datenübertragung mit ist, wenn in Wirklichkeit ein Zwischenraum ausgehoher Geschwindigkeit dar. sendet worden ist. Genauso kann das empfangene

Die Impulsübertragungscharakteristik ht eines ty- 50 Signal negativ sein (Empfang eines Zwischenraums), pischen Übertragungskanals ist durch die Wellen- wenn es positiv sein soll (da eine Marke ausgesendet form 25 in F ig. 4 c wiedergegeben. Die Wellenform 25 worden war). Ebenso ist es bei mehrfacher Übertrastellt ein empfangenes Signal des Übertragungskanals gung möglich (wobei die Amplitude und das Zeichen 12 dar (s. F i g. 2), wenn die Eingangsdaten einen ein- des empfangenen Signals die Daten wiedergeben), daß zelnen, isolierten Impuls enthalten. Die Wellenform 25 55 sich eine fehlerhafte Interpretation der empfangenen erreicht ein positives Maximum A₀ bei einer Zeit t₀ Daten wegen der Einflüsse des Übertragungskanals (dargestellt durch eine Vertikallinie 30) und weist nach- auf die Impulsübertragungscharakteristik ergeben eilende Komponenten auf, die positive oder negative kann.

Werte besitzen können. Die Amplituden der Wellen- Der beschriebene adaptive Entzerrer mißt die Im-

form 25 nach den Datenübertragungszeiten t_t und t₂ 60 pulsübertragungscharakteristik des benützten Übersind durch A₁ (Linie 31) und A₂ (Linie 32) dargestellt. tragungskanals und erzeugt ein Korrektursignal, das, Wenn aufeinanderfolgende Datenbits in den Über- wenn es mit dem empfangenen Signal 45 kombiniert tragungskanal 12 mit einer ausreichend niedrigen Fre- ist, in der Übertragung eher eine korrigierte Wiederquenz eingespeist werden, besteht das empfangene gewinnung des übertragenen Datensignals sicherstellt. Signal aus aufeinanderfolgenden, zeitlich geballt auf- 65 Gemäß F i g. 1 wird das empfangene Signal (d. h. tretenden Störungen mit der Wellenform 25. In so das Signal 45 der F i g. 4d), das auf dem Übertraeinem Fall tritt wegen des Ausschwingens des vorher gungskanal 12 (s. F i g. 2) erhalten wird, an den empfangenen Impulses eine sehr niedrige Signalver- Signalkorrekturkreis 70 gekoppelt, indem das empfan-

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gene Signal abgetastet und für die vorausgehende, besitzt, tastet die an dem Kondensator 58 anliegende gleichgerichtete Impulsübertragungscharakteristik kor- Spannung ab und liefert ein Ausgangssignal niedriger rigiert wird; das korrigierte Signal S₀ wird an die Impedanz mit einer Größe und einem Vorzeichen, die Schaltungsanordnung 50 zur Ermittlung der Impuls- . durch die Größe und das Vorzeichen der an dem übertragungscharakteristik angekoppelt. Die Schal- 5 Kondensator 58 gespeicherten Spannung bezeichnet tungsanordnung 50 zur Ermittlung der Impulsüber- ist. Wegen der hohen Eingangsimpedanz des Verstärtragungscharakteristik mißt die Impulsübertragungs- kers 59 wird der Kondensator 58 zwischen dem Aufcharakteristik des benutzten Übertragungskanals und treten der aufeinanderfolgenden Taktimpulse 46 nicht erzeugt einen Satz von Ausgangssignalen A₀, A₁, A₂.. .Α», entladen.

die die Amplitude der Wellenform 25 der Impulsüber- io Beim folgenden Taktimpuls wird der Kondensator 58 tragungscharakteristik zu den entsprechenden Daten- über das Gatter 68 entladen und anschließend wieder abtastzeiten anzeigt. Entsprechend der Kurve 25 des auf den neuen Wert des empfangenen Signals aufge-Impulsübertragungscharakteristik gemäß F i g. 4c er- laden. Der Ausgang des Verstärkers 59 weist dann ein zeugt die Impulsübertragungscharakteristikfeststellein- Signal^ auf, wie es durch die gestrichelte Linie47 richtung Ausgangssignale, die mit A₀ zu einem Zeit- 15 in F ig. 4 d dargestellt ist. ' punkt i₀ bezeichnet sind (sie besitzen einen Wert von Die Amplitude Xi des durch Abtasten empfangenen +4 und entsprechen der Amplitude 30 in Fig. 4 c) Signals kann durch folgende Gleichung wiedergegeben und die mit A₂ mit einer Amplitude von+1 bezeichnet werden:
sind, zu einem Zeitpunkt t₂ auftreten und der Amplitude 32 in F i g. 4c entsprechen. 20 '

Der Ausgang A₀ ist der Korrelatorausgang, der der -^s = &^ηο + <k-~\h_x + di-₂h₂ + · · · + di-_nh_n + · · ·

Amplitude des Strombits entspricht; hierbei sei ange- i , > . (1) nommen, daß A₀ geringer ist als der Wert +4 vor der
»Lern«-Periode von 2O₁^eC, um beispielsweise ein End-

^fh/Wl/ signal Ri zu liefern. Das Endsignal stellt die unkorri- 25 wo i = 1, 2, 3 ... anzeigt, welches Bit (erstes, zweites,

gierte Impulsübertragungsverzerrung in dem korri- drittes) in der Datenfolge gerade empfangen worden

gierten Signal S₀ dar und wird durch Subtraktion von ist. Der Wert von di-_n ist +1, wenn das empfangene

der besten Annäherung des tatsächlichen Pegels des Signal in dem Zeitpunkt (i—n) (durch einen digitalen

Strombits abgeleitet, das durch den Wert dih₀ von dem Entscheidungskreis 57) als eine binäre »1« ausgewertet

korrigierten Signal S₀ in dem Subtraktionskreis 73r 30 worden war, oder der Wert ist —1, wenn es als binäre

angezeigt wird. »0« ausgewertet war. Die Werte von h_t stellen als Bit-

Der Signalkorrekturkreis 7ö benutzt dann den Rest abtastzeiten der Taktimpulse 46 die Amplituden der der Signale (angezeigt durch die Werte hi), um ein Wj^lleirfarm25 der Impulsübertragungscharakteristik Korrektursignal Yi zu liefern, das bei Kombination dar. di A₀ ist das Amplitudenniveau des ersten Datenmit dem empfangenen Signal ein korrigiertes Empfangs- 35 bits 39, das beispielsweise in der —0-Zelle des Schiebesignal erzeugt, das exakt den in den Übertragungs- registers 52 zum Zeitpunkt t₀ gespeichert ist.
kanal 12 eingespeisten Eingangsdaten entspricht F i g. 4d ist zu entnehmen, daß die Gleichung (1) (F i g. 2). tatsächlich die Höhe der Kurve 47 zu dem Bitzeitpunkt i

In F i g. 1 wird das Signal zuerst in den Signalprüf- wiedergibt. Beispielsweise ist zum Zeitpunkt t₃ das

kreis 51 empfangen. Die Aufgabe des Signalprüf- 40 1 = 4-te Datenbit, das dem Bit42in Fig. 4a entspricht,

kreises 51 besteht darin, die Amplitude des empfange- empfangen worden. Da das Bit 42 eine binäre 1 ist,

nen Signals 45 zu jeder Datenprüfzeit t_o—t_n zu prüfen ist di = d_t = +1. Das vorher empfangene (i—l)-teBit

und eine Ausgangsspannung Xi zu lief ern, deren Ampli- (entsprechend dem Bit 41 in Fig. 4 a) war eine bi-

tude für die Zeit eines Bits konstant und gleich der näre »0«; daher ist di-₁ = d_% = —1. Ähnlich ist

Amplitude des zu dieser Zeit empfangenen Signals ist. 45 dt-₂ = d₂ = +1 (da das Bit 40 eine binäre 1 ist) und

In F i g. 4d ist das Signal X% durch die gestrichelte di-_s — J₁ =+1 (da das Bit 39 ebenfalls eine binäre 1

Linie 47 dargestellt, welche dem empfangenen Signal 45 ist). Durch Substitution dieser Werte in Gleichung (1)

entspricht. In dem Beispiel ist das Signal 45 zu den den ergibt sich:

Auftrittszeitpunkten der Taktimpulse 46 entsprechen- \ 0 ; jien Zeitpunkten t₀, Z₁, t₂ abgetastet. 5° . Λ ^J \/ ■ Eine Ausführungsform des Signalabtastkreises 51 χ^ ₌ (-Ll) (4)_|_(_i) (_2)+(+l) (l)+(+l) (0) /\ ist in Fig. 5 dargestellt. Das empfangene Signal45 .. , _t ■-- α ο 1 -7 wird über ein Gatter 68 an einen Kondensator 58 ge- ^h JC¹Wy ' ^^-S %t ^Si^^{= =} liefert, das normalerweise geschlossen ist, aber durch A* ^N Anlegen eines Taktimpulses 46, der einmal in jeder 55 > L^ Bitzeit erzeugt wird, geöffnet wird. Wie aus F i g. 4d wobei natürlich A₀ = 4, A₁ = —2, A₂ = +1 und zu entnehmen ist, besitzen die Taktimpulse 46 eine A₃ = 0 ist, wie sich augenscheinlich aus der Wellen-Zeitdauer, die erheblich kürzer ist als die Zeitdauer form 25 der Impulsübertragungscharakteristik in ^- \ eines Bits; in einem Entzerrer für Daten mit einer Fre- Fig. 4 c ergibt. Die Gleichungen (1) und J^f b&- (^f ig,,' quenz von 4800 Bits pro Sekunde besitzt ein Taktim- 60 schreiben dann korrekt die Amplidute der Kurve 45 V" puls eine Länge in der Größenordnung von 50 μβεα (s. Fig. 4d). s ..

Wenn ein Taktimpuls 46 eintrifft, passiert in dem Das empfangene Datensignal von dem Signalkorrek-

Ausführungsbeispiel der F i g. 5 das empfangene turkreis 70, d. h. dem Subtraktionskreis 73, wird über

Signal das Gatter 68 und lädt den Kondensator 58 auf den digitalen Entscheidungskreis 57 in das digitale

eine Spannung mit einer Polarität auf, die der ent- 65 Schieberegister 52 eingespeist (F i g. 1).

spricht, die das empfangene Signal 45 in dem Eintritts- Der digitale Entscheidungskreis 57 liefert einen Zeitpunkt des Taktimpulses 46 besitzt. Ein Funktions- binären »!«-Eingang an das Schieberegister 52, wenn Verstärker 59, der eine sehr hohe Eingangsimpedanz das Signal von dem Korrekturkreis 70 positiv ist, und

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eine binäre 0, wenn das Signal negativ ist. In einem den Korrelator 53« in Fig. 6 wiedergegeben; er bevorzugten Ausführungsbeispiel kann das Schiede- enthält einen digitalen Vervielfacher 55« und einen register 52 wenigstens das Strombit und die Anzahl Integrator 56 n. Der digitale Vervielfacher 55« entder Bits speichern, welche während der Ausklingpe- hält einen Funktionsverstärker 60 mit einem Eingangsriode des Antwortimpulses des verwendeten Über- 5 ' widerstand 61 und einem Nebenschlußwiderstand 62. tragungskanals übertragen werden. In dem gewählten Ein solcher Funktionsverstärker weist eine Verstär-Beispiel, wo der Antwortimpuls des Übertragungs- kung von 1 auf, kehrt aber die Polarität des Eingangskanals 12 durch die Wellenform25 (Fig. 4c) darge- signals um. Der digitale Vervielfacher55« enthält stellt wird, sollte das Schieberegister 52 wenigstens zwei identische Gatter 63 und 64, welche durch die 3 Bits speichern, da nach einem Zeitraum von 3 Bits io komplementären Eingänge di-_n und IkT_n kontrolliert das Ende der Wellenform 25 der Impulsübertragungs- werden. Wie aus der naturgetreuen Wiedergabe der charakteristik eine vernachlässigbare Amplitude be- Tafel in F i g. 6 a zu ersehen ist, wird das Gatter 63 gesitzt. Selbstverständlich enthält die — O-Zelle 54 des öffnet, wenn eine binäre 1 in der «-ten Zelle 54« des Schieberegisters 52 das empfangene Strombit zu dem Schieberegisters 52 eingespeichert ist. Gleichzeitig ist Datenzeitpunkt (i) und die —1-Zelle 54a das empfan- 15 der komplementäre Eingang (dargestellt durch </,·_„) gene Binärbit zu dem Zeitpunkt (i—l). Ebenso ent- an dem Gatter 64 falsch und dieses Gatter 64 geschloshält die — 2-Zelle 54b das empfangene Bit zum Zeit- sen. Der i?i-Eingang |ete£ Subtraktionskreis&3 73 r er- <_. punkt (i—2), und die «-te Zelle 54« enthält das emp- scheint an dem Ausgangsknotenpunkt 65 des digitalen ' fangene Bit zu dem Zeitpunkt (i—n). Vervielfachers 55« (über das offene Gatter 63) ohne

Jede Zelle 54, 54a, 54b ... 54« ... des Schiebere- 20 Vorzeichenwechsel. Wenn dagegen die Zelle 54« eine gisters 52 liefert ein Eingangssignal für eine ent- binäre 0 enthalten sollte, ist das Eingangssignal an sprechende »1« des Korrektors 53,53 a, 536 ... 53« ... dem Gatter 63 falsch und das Eingangssignal an (F i g. 1). Das Ausgangssignal des Korrektors 53 wird dem Schalter 64 richtig. In diesem Fall gelangt das bei der Bildung des Korrektursignals Yi nicht in der- Eingangssignal von dem Subtraktionskreis 73 r zu der selben Weise verwendet wie die Ausgänge der anderen 35 Ausgangsklemme 65 über den invertierenden Funk-Korrektoren 53a, 536 ... 53« ... Statt dessen liefert tionsverstärker 60. Das Ausgangssignal des digitalen der Korrelator 53 über einen digitalen Vervielfacher 71 Vervielfachers 55« ist gleich, aber in seiner Polarität ein Eingangssignal an den Subtraktionskreis 73 r zur entgegengesetzt dem Eingangssignal Ri. Erzeugung des Endsignals Ri. Am Ausgang des digi- Das geprüfte empfangene Signal Xi, das in dem ge-

talen Vervielfachers 71 liegt ein Signal djji_o an, das der 30 wählten Beispiel durch die Wellenformen der Fig. 4 a Amplitude des Strombits entspricht. Das Signal dih₀ bis 4 c zum Zeitpunkt t₃ dargestellt ist (s. Wellenform wird von dem korrigierten Signal S₀ in dem Subtrak- 47), besitzt den Wert +7. Der empfangene Datentionskreis 73 r subtrahiert, um das Signal Ri zu er- impuls zum Zeitpunkt t₂ war eine binäre 0 und ist in zeugen, welches der End verzerrung in dem korrigierten der Zelle 54« des Schieberegisters 52 eingespeichert; Signal S₀ entspricht. Dieses Endsignal Ri liegt als Ein- 35 di-₁ stellt eine binäre 0 dar. Der digitale Vervielgangssignal an den Korrelator 53 a, 536 ... 53« zur fächer 55 a wählt d₁-_n mit einem Vorzeichen aus, das Korrelation des Antwortimpulses des empfangenen eine Inversion des Vorzeichens des Eingangssignals Ri Signals 54 an. Die Ausgänge A₁, A₂ ... A» sind an das bewirkt; der Ausgang des digitalen Vervielfachers 55a Summiernetzwerk 72 angelegt, um das Korrektur- ist dann ein negatives Signal. War andererseits das signal Yi zu erzeugen. Da das Endsignal Ri so auf Null 40 empfangene Signal zum Zeitpunkt 1—2 = I₁ eine zurückgeht, wie das Korrektursignal Yi sich der Im- binäre »1«, dann ist dieser Wert in der Zelle 54 b des pulsübertragungsverzerrung des Übertragungskanals Schieberegisters 52 eingespeichert. di-₂ stellt eine nähert, müssen die Korrelationsnetzwerke Integra- binäre 1 dar; dies wird durch einen digitalen Vervieltionskreise 56, 56a, 56b ... 56« vorsehen, die tatsäch- fächer 55b in einem Korrelator 53b in der Weise auslich die Ausgänge der digitalen Vervielfacher 55, 55 a, 45 gewertet, daß das Vorzeichen des Endsignals Ri nicht 55b ... 55« ... integrieren. Jeder der Korrektoren 53, umgekehrt wird. Der Ausgang des digitalen Verviel-53a, 53b, ... 53« enthält einen digitalen Vervielfacher fachers 55b ist dann ein positives Signal. 55, 55a, 55b ... 55« ... bzw. einen Integrator 56, Das Endsignal Rt weist die Verzerrung in dem korri-

56a,56b, ... 56n ..., von denen eineAusführungsform giert empfangenen Signal S_e auf und wird durch Subschematisch in F i g. 6 dargestellt ist. Wegen der Ver- 5° traktion des korrigierten Signals Yi von dem abgeminderung der Amplitude des Endsignals Ri ist das tasteten, empfangenen Signal Xi (Xi- Yi = S₀) abge-Rauschen in dem Entzerrer nach der kurzen »Lern«- leitet. Das Endsignal Rt nimmt etwa auf Null ab, wie Periode, die in dem Entzerrer erforderlich ist, d. h. das Korrektursignal Y% den Pegel der Impulsüber-20 msec, vernachlässigbar. tragungsverzerrung bildet (»Lern«-Periode). Der Vor-

Die Arbeitsweise der Korrelation 53, 53 a, 53 b ... 55 teil des vorliegenden Entzerrers besteht in der kurzen 53« ... entspricht der des Korrektors 53«, der zu der erforderlichen Zeitperiode. Zur Erzeugung eines «-ten Zelle 54« des Schieberegisters 52 gehört. Der Korrektursignals, welches bis auf 1% ^an den enddigitale Vervielfacher 55« liefert an den Integrator 56« gültigen Wert herankommt; d. h., die kurze »Lern«- ein Ausgangssignal entweder mit demselben oder mit Periode von 20 msec beispielsweise steht einer bei den umgekehrten Vorzeichen und hat denselben Ampli- 60 früheren Entzerrern benötigten »Lern«-Periode von tudenpegel wie KR/ (K ist eine Konstante kleiner als 1), 10 bis 20 Sekunden gegenüber; d.h., die gemessene } was davon abhängt; ob das gespeicherte Bit in Zelle 54« Zeitdauer vom Zeitpunkt des ersten Datenbits der

eine binäre »1« oder eine binäre »0« ist. Der digitale Übertragung bis zu dem Zeitpunkt des Übertragungs-Vervielfacher 55« enthält das Vorzeichen (Polarität) signals beträgt 1 % des Endwertes, von Ri, wenn di-_n = +1 ist (binäre 1), oder wechselt 65 Das Endsignal Ri wird abgeleitet, damit die Korredas Vorzeichen (umgekehrt zur Polarität) von Ri, latorausgänge A₁, A₂ · ■ · ^Λ» · · ■ die besten Annähewenn di-n = —1 ist (binäre 0). rungen der Amplituden und Zeichen (+ oder —) an Eine Ausführungsform eines Korrektors ist durch der Impulsübertragungscharakteristik der entsprechen-

ύ J

11 12

den früheren Datenbits darstellen. Die Endverzerrung ~ die besten Annäherungen der tatsächlichen Ampli-

läßt sich folgendermaßen ausdrücken: tude der Impulsübertragungsverzerrung der entspre-

_{ΛΛΛΛ ΛΛ} /ν_Λ chenden Datenbits darstellen. Durch Substitution von

R_{ = Xi — [iüA₀+di-iAi + di-_%h₂ + di-_n h_n] (2) Gleichung (1) für X₁ in Gleichung (2) ergibt sich

worin - ⁵ folgendes:

_{Λ Λ Λ}

j-, * ■·, j τ> , · j „j/ Ri = di(h₀ — A₀) + ί/ί-, (A₁ — A₁) + di-₂(h₂ — ho)

J die besten Annäherungen der Datenbits darstellen, d£ ^v ° ^{0J l 1} ^v ¹ "' ^U! ^2J

j C da sie durch den Entscheidungskreis^f7 geliefert wer- · · · + d_n-\ Qi_n — H_n) · · · (3)

£~ den und in den entsprechenden Zellen des Schiebe- io

registers 52 eingespeichert sind, und worin

Dann läßt sich beispielsweise A₁ aus Gleichung (3) A₀, A₁, A₂ ... Α» wie ioigt ableiten:

■■^— — -^J L

di-^Ri = didi-! (A₀ - A₀) + (A₁ - A₁) + ^-10W(A₂ - A₂) (4)

oder

= dt di-i Ah₀ + Ah₁ + OV₁ d_t-₂ Ah₂. (5)

Da die Signale zufällig sind, werden die Mittelwerte pegel der zugehörigen digitalen Vervielfacher 55 a, über die integrierte Zeitperiode eines jeden der Begriffe 556 ... .55h ... über eine Zeitdauer. Während dieser

di di-i Ah_n und di-i dU Ah₂ ^{25 Periode ist es bei} dem gewählten Ausführungsbeispiel

nicht kritisch, daß die Integrationsperiode in der

Null sein, und nur A₁ ist unveränderlich. Gleichung (5) Größenordnung von 90_Bit Zeitperioden liegt. Die vereinfacht sich dann: Frequenz, bei der das gegenwärtige SystenTselbst an die

- Änderungen der Impulsübertragungscharakteristik des

di-^Ri = ^A₁ (oder) J d_n~]Ri dt = h_x. (6) ₃₀ Übertragungskanals 12 anpaßt, hängt teilweise von der

Zeitkonstante der Integratoren 56a bis 56« und teil-

In der Praxis ist in dem empfangenen Signal und weise von der Konsjtotejf ab. Wenn die Integradem Endsignal 45 oft ein Rauschen enthalten, wenn toren 56 a bis 567Teme relativkurze Zeitkonstante bedas Endsignal Ri am Anfang der »Lern«-Periode breit sitzen, d. h. eine Zeitkonstante von weniger als 100 Bit, ist. Es ist bei der Bestimmung des Betrages des End- 35 dann wird sich der Entzerrer sehr schnell an die Imsignals Ri unerheblich, welches in den Korrektoren pulsübertragungscharakteristik des Übertragungska-(F i g. 1) verwendet wird, und im besonderen bei der nals 12 anpassen.

Bestimmung des Betrages des Teils des Endsignals Ri, In dem vorliegenden Entzerrer kann das empfangene

welches in dem Integrator 56 beispielsweise in F i g. 6 Signal (und das begleitende Rauschen) nicht an die verwendet wird. Nur ein Teil des Endsignals Ri ist 40 Korrektoren 53 bis 53« angelegt werden, und nur ein von dem digitalen Vervielfacher 55« her über den ein- Teil des Endsignals Ri ist an die Integratoren angelegt, stellbaren Abgriff des Spannungsteilers 67 r in den Das Rauschen stellt kein Problem mehr dar, und die Integrator 56 eingekoppelt. Nur ein Teil des End- Integrationszeitkonstante kann auf die engere »Lern«- signals Ri wird integriert, und die Rauschbeträge wer- Periode reduziert werden.

den in der »Lern«-Periode gemittelt, da sie in ihrer 45 Ein Ausführungsbeispiel der Integratoren 56 bis 56η Polarität zufällig sind. Dieser Teil des Endsignals Ri ist in F i g. 6 durch einen typischen parallelgekoppelten sorgt für das Anwachsen jedes der Werte A₀, A₁, Integrator 56η dargestellt. Der Integrator 56« weist h₂ ... h_n, und ein größeres Anwachsen wird für einen einen Funktionsverstärker 60 a und einen parallel dazu größeren Endwert benötigt und umgekehrt; d. h., es liegenden Kondensator 66 auf, der an den Spannungsbesteht eine funktioneile Beziehung, bei der das An- 50 teiler 67 r über einen Serienwiderstand 67 gekoppelt wachsen proportional dem Endsignal ist. Der ausge- ist. Der Pegel am Ausgang h_n bleibt unverändert, einwählte Teil des Endsignals Ri liegt in einem Bereich von schließlich der Wechselperioden in den Übertragungs-Werten von einem Achtel bis einem Sechzehntel, der'" kanälen, ausgenommen bei Erwiderung auf das Endmit ÜTbezeichnet ist und die kleiner als 1 sind. Die Lern-' signal Ru das, wenn es integriert ist, einen Wechsel im Zeitperiode ist enger, wenn K groß ist. Wenn K zu 55 Pegel in jeder Richtung verursachen kann. Die Integroß ist, kann ein langsames »Lernen« oder sogar eine gratoren in F i g. 6 sind bekannt und in »Electronic Divergenz auftreten. Ein niedriger Wert von K, d. h. Analog and Hybrid Computers« bei Korn and K = 0,1, liefert eine »Lern«-Periode von 1 % des End- Korn, McGraw-Hill, Inc. 1964, auf den Seiten 17 ~werIes~Xö3er des Endkorrektursignals F₁) nach 80 und 18 offenbart.

(2-Bit) Kennzeichnungen, d. h. in 20 msec. Wenn 60 Wenn die ankommenden Daten willkürlich sind, K = 0,1 ist, reduziert sich beispielsweise das Rauschen werden annähernd eine gleiche Anzahl von binären der Integration auf 20 db, und die Einflüsse des Rau- »1« und binären »0« über eine längere Zeitdauer schens auf die Frequenz des »Lern«-Prozesses sind ver- empfangen. Weiterhin wird auch die Größenordnung, nachlässigbar. in welcher binäre »1« und binäre »0« anliegen, will-

In F i g. 1 werden die Ausgänge der digitalen Ver- 65 kürlich sein. Unter diesen Bedingungen werden die vierfacher 55 a, 55b ... 55 η ... den Integratoren 56 a, Ausgangssignale der Korrektoren 53, 53 a, 53 b ... 56b ... 56« zugeführt. Die Integratoren 56a, 566 ... 53« ... die Werte A₀, A₁, A₂ ... h_n ... wiedergeben, 56k ... integrieren tatsächlich die Ausgangsspannungs- und zwar in Größe und Vorzeichen. Die Korrektoren

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53 α bis 53« liefern Ausgangssignale, die der Impuls- resultiert aus der Übertragung der Datenbits 40 bzw. übertragungscharakteristik des verwendeten Über- 41. Das Signal 26 stellt eine Energiekomponente +A₂ tragungskanals 12 entsprechen. In dem Beispiel der dar (dargestellt durch Punkt 32') mit einer Amplitude F i g. 4 a bis 4f stellen die Ausgangssignale der und einem Vorzeichen, das gleich dem bei Punkt 32 Korrektoren 53 a und 53 b in Amplitude und ihrer 5 ist. In ähnlicher Weise weist die Wellenform 27 eine Vorzeichen die Werte A₁ bzw. A₂ dar; diese Werte sind Komponente+A₁ (s. Punkt 31') mit einer Größe mit 31 und 32 bezeichnet (s. die Eingangsantwort- gleich der bei Punkt 31, aber mit entgegengesetztem wellenform 25 der F i g. 4c). jtcLusu^.. Vorzeichen auf, da die Wellenform 27 aus der Über-,->£Wenn «das _v empfangene Datensignal gerade—eine tragung einer binären Null resultiert. Selbstverständ-EeÄääeVaauer?,' wird der Durchschnittswert der io lieh wird das notwendige Korrektursignal Yi (zur Datenbits (di-j) (oY) gleich Null; auch der Durch- Zeit t₃) gleich der Summe der Amplituden der Impulsschnittswert von (di-n) (di-τ) wird dann gleich Null, übertragungscharakteristik an den Punkten 31' und 32' der Durchschnittswert von (di-_n) (dt-₂) wird ebenfalls sein. Dieses Korrektursignal Yi = (+A₁ +A₂) muß gleich Null usw. Da dies im Durchschnitt der Fall ist, natürlich von dem empfangenen Signal 45 subtrahiert wird die Autokorrelation der aufeinanderfolgenden 15 werden.

Datenbits Null sein. Hierbei werden di-_x und di die Im allgemeinen wird das gewünschte Korrektur-Werte +1 und —1 für eine annähernd gleiche Anzahl signal F« zu einer bestimmten Datenabtastzeit durch von Zeitabschnitten und ziemlich willkürlich an- folgende Gleichung wiedergegeben: nehmen. Wenn diese Faktoren über einen Zeitabschnitt integriert werden, werden sie durchMieXJlei- 20 _v .., ν , . ,, s , . \ υ \u l. ιά\

1 /λ\ j-iij /i; «ι ■ 1.1 -\_y · ^i ⁼ \"t-i) «1 + \fli-₂) «₂ + 1 (Ui-n) fin+"·, (ο)

chung (4) ausgedruckt und nur Ah_n übrigbleiben, wie
es beispielsweise als ZlA₁ in Gleichung (6) dargestellt ist.

Das Ausgangssignal von einem der Korrektoren 53 a, in der die verschiedenen Symbole den gerade definier-

53 b ... 53« ... kann dann folgendermaßen ausge- ten entsprechen.

drückt werden: 25 Um dieses Korrektursignal Yi zu erhalten, verwendet

der Signalkorrekturschaltkreis 70 (F i g. 1) eine Viel-

Q zahl digitaler Vervielfacher 71a, 71 b ... 71« ..., von

' denen jeder an einem Eingang die Ausgangssignale der entsprechenden Korrektoren 53a, 53b ... 53η des

Die Querkorrelation zur Bestimmung der Endver- 30 Kreises 50 zur Bestimmung der Impulsübertragungszerrung wird in dem Kreis 50 zur Bestimmung des charakteristik empfängt. An einem zweiten Eingang Antwortimpulses verwendet, um die Impulsüber- empfängt jeder der digitalen Vervielfacher 71a, tragungscharakteristik ht des Übertragungskanals 12 71 έ ... 71« ... ein Signal, das ein Datensignal in den zu messen. Insbesondere benützt der Entzerrer folgen- entsprechenden Zellen 54a, 546 ... 54« ... des Schiedes Prinzip: Wenn die Autokorrelation des Eingangs- 35 beregisters 52 darstellt. Beispielsweise empfängt der signals am Übertragungskanal eine Deltafunktion ist, digitale Vervielfacher 71 α an seinem ersten Eingang dann entspricht die Querkorrektion zwischen dem ein Signal von dem Korrelator 53 a (angezeigt durch Übertragungskanaleingang und den Ausgangssignalen einen Antwortimpulswert A₁). Der digitale Vervielder Impulsübertragungscharakteristik fa des Kanals. fächer 71a empfängt ein Eingangssignal dj-i» das an-

Das Leistungsspektrum einer echten Deltafunktion 4° zeigt, ob eine binäre »1« oder eine binäre »0« (früher ist über den gesamten Frequenzbereich konstant und empfangen während der Zeitdauer eines Bits) in der stellt ein physikalisch nicht realisierbares Signal dar. Zelle 54 a des Schieberegisters 52 eingespeichert ist. Es ist aber nicht nötig, eine echte Deltafunktion zu Jeder der digitalen Vervielfacher 71 a, lib .. .71« ... benützen, um eine Messung der Impulsübertragungs- arbeitet wie die digitalen Vervielfacher 55 b ... 55« ..., charakteristik des Übertragungskanals zu erhalten. 45 und jeder benützt den Schaltkreis gemäß F i g. 6. Das Es kann statt dessen ein Eingangssignal mit begrenzter Ausgangssignal des digitalen Vervielfachers 71 κ ist ein Leistung verwendet werden, dessen Autokorrelation Signal mit einer Amplitude, gleich der des Impulsannähernd gleich der einer Deltafunktion ist und Charakteristiksignals Ji_n (von dem Korrelator 53«), dessen Leistungsspektrum annähernd konstant über und mit einer Polarität gleich der von h_n (wenn di-_n die Bandbreite des Kanals ist. Eine zufällige binäre 5° = +1 ist und als eine binäre 1 in der Zelle 54« darge-JDatenfolge stellt so auf diese Weise ein Signal dar. stellt ist) oder entgegengesetzt der von h_n (wenn

In F i g. 1 werden die Ausgangssignale A₁, A₂ ... di~_n = 1 ist und eine binäre 0 in der Zelle 54« des h_n ■ ■. des Kreises 50 zur Begrenzung der Impuls- Schieberegisters 52 eingespeichert ist). Das Ausgangsübertragungscharakteristik (entsprechencj den ge- signal des «-ten Digitalvervielfachers 71« wird wiedermessenen Werten von ^)WUaex_das-wJi"-€terf Signal- 55 gegeben durch (dt-_n) A_n. Das gewünschte Korrekturkorrekturschaltkreis 70 verwendet,r*nBHlas Korrektur- signal Yi wird dann durch Summierung der Ausgänge signal Yi abzuleiten, das, wenn es mit dem abge- der digitalen Vervielfacher 71a, 71 b ... 71« ... in tasteten empfangenen Signal 45 in dem Subtraktions- einem Summierverstärker 72 erhalten. Das Korrekturkreis 73 kombiniert wird, eine Rückgewinnung der signal Y%, das von dem Verstärker 72 erhalten wird, originalen Eingangsdaten erlaubt (korrigierte Signale 60 wird dann exakt durch die oben angeführte Glei- S_c = Xi — Yi). Eine Analyse von Fig. 4 c zeigt das chung (8) wiedergegeben und besitzt das Aussehen, wie geforderte Korrektursignal Yi. Beispielsweise gibt die es in F i g. 4e nach der »Lern«-Periode dargestellt ist. Amplitude der Wellenform 28 zum Zeitpunkt t₃ den Um die originalen Eingangsdaten zu rekonstruieren, Teil des empfangenen Signals wieder, der direkt aus der wird das Korrektursignal Yi vom Summierverstärker 72 Übertragung eines Einbinärbits 42 resultiert (s. Fi g. 4 a 65 mit dem abgetasteten Empfangssignal Xi in dem Sub- oder 4b). Zur Zeit t₃ weist also das empfangene Signal traktionskreis 73 kombiniert und so ein korrigiertes 45 (F i g. 4d) Energiekomponenten der Wellenform 26 Empfangssignal S_c erzeugt. Die Subtraktion des end- und 27 auf; die Impulsübertragungscharakteristik gültigen Korrektursignals Yi (Fig. 4e) von dem ab-

getasteten Empfangssignal Xi gibt ein korrigiertes Empfangssignal S₀, wie es in F i g. 4f dargestellt ist. In dem gewählten idealisierten Beispiel entspricht das korrigierte Empfangssignal S₀ exakt den Eingangsdaten am Übertragungskanal, entsprechend den Datensignalen der F i g. 4a oder 4b. Zu bemerken ist, daß die Amplituden jeder der empfangenen Datensignale (F i g. 4e) gleich sind; d. h. die Mehrdeutigkeit,, die zu dem empfangenen Signal 45 gehört, ist vollständig beseitigt.

Während der »Lern«-Periode der Impulsübertragungscharakteristik kann das Signal Yi nicht exakt gleich den Signalen der Fig. 4a oder 4b sein. Aus diesem Grund wird ein digitaler Entscheidungskreis 57 in F i g. 1 verwendet, um eine logische »1« zu erzeugen, wenn das Signal S₀ positiv ist, und eine logische »0«, wenn das Signal S₀ negativ ist. Der digitale Ausgang des digitalen Entscheidungskreises 57 speist dann das digitale Schieberegister52 der Fig. 1.

Wie oben ausgeführt, ist es für eine sehr exakte Messung der Stromdatenbits A₀ und der Impulsübertragungscharakteristiken A₁, A₂ ... hu ... und daher für eine optimale Arbeitsweise des vorliegenden adaptiven Entzerrers notwendig, daß die übertragenen Daten so willkürlich wie nur möglich sind. Die Willkür der Daten kann dadurch sichergestellt sein, daß die empfangene digitale Information mit dem Ausgang eines Generators, der eine digitale Pseudo-Willkürfolge erzeugt, in einem Modul-2-Addierer kombiniert ist. Die Modul-2-Addition einer Pseudo-Willkürfolge der Eingangsinformation wird eine Datenfolge erzeugen, die selbst willkürlich ist. Um die originale Information wiederzugewinnen, wird das korrigierte empfangene Signal mit dem Ausgang eines Generators kombiniert, der eine Pseudo-Willkürfolge in einem anderen Modul-2-Addierer erzeugt.

Wenn die dem Übertragungskanal 12 zugeführten Eingangsdaten mit einer Pseudo-Willkürfolge kombiniert worden sind, können die Ausgangsdaten am Subtraktionskreis 73 in einem Modul-2-Addierer 76 mit dem Ausgang eines Generators 75, der eine Pseudo-Willkürfolge erzeugt, kombiniert sein. Wenn der Generator 75 eine Pseudo-Willkürfolge erzeugt, die mit der an dem Sender identisch ist, ist das Ausgangssignal an dem Modul-2-Addierer 76 eine exakte Nachbildung der original übertragenen Daten. Der Aufbau und die Arbeitsweise von Generatoren, die Pseudo-Willkürf olgen erzeugen, ist allgemein bekannt und beispielsweise in »Digital Communications with Space Applications« von S. M. G ο 1 ο m b et al, Prentice-HaIl, New Jersey (1964), beschrieben. Der Modul-2-Addierer 76 enthält einen Kreis, der entsprechend der folgenden Tabelle arbeitet:

Ausgang des Gene rators	Übertragene Daten	Ausgang des Modul-2-Addierers
0 1 0 1	0 0 1 1	Ι Ο 0 1

Bei Gebrauch von linearen Folgen codierenden Netzwerken in Verbindung mit den übertragenen Daten ist die übertragene Folge annähernd willkürlich. Um die originalen Daten wiederzugewinnen, wird das korrigierte digitale Signal von dem digitalen Entscheidungskreis 57 mittels des linearen Folgen codierenden Umkehrnetzwerks geliefert, das in dem Sender verwendet ist. Lineare, in dem vorliegenden Entzerrer verwendete Codierungsnetzwerke sind in dem Aufsatz »The Synthesis of Linear Sequential Coding Networks« von D. A. Huffmann, abgedruckt in dem Buch »Informationstheorie« Colin Charry (Ed) Academic Press, New York (1956), beschrieben. Durch die Verwendung von linearen Codierungsnetzwerken ist das

ίο Problem der Synchronisierung der sende- und empfangsseitig verwendeten Generatoren, die Pseudo-Willkürfolgen erzeugen, beseitigt.

Um eine maximale Ausnützung des Übertragungskanals sicherzustellen, ist es möglich, zwei ortho- gonale Unterkanäle mit Vielfachamplitudenmodulation in jedem Kanal zu verwenden. Mit dieser Anordnung kann mehr als eine 1-Bit-Information in jedem Nyquistintervall übertragen werden (ein Nyquistintervall ist eine Zeitperiode, in welcher aufeinanderfolgende Impulse durch einen Kanal ohne Interferenz zwischen den Spitzen der empfangenen Impulse übertragen werden können; die entsprechende Nyquistfrequenz ist eine Frequenz ia-Äts^pFe-Seteinden, die zahlenmäßig gleich der zweifachen verfügbaren Känalbreite in Hertz ist).

Ein Beispiel eines solchen Modulationssystems ohne die Vielfachamplitudenmodulation ist in einem Blockdiagramm in F i g. 7 (Sendeteil) und in F i g. 8 (Empfangsteil) dargestellt. Dieses System überträgt ein Vier-Vektoren-Signal, das durch Kombination von zwei um 90° verschobenen AM-Wellen erzeugt ist. Die Wirkungsweise eines Modulators und Demodulators für ein solches Vier-Vektoren-Modulationssystem ist auf den Seiten 202 und 203 in »Data Transmission« von William R. Bennett und James R. D a ν e y, veröffentlicht durch McGraw-Hill Book Company, New York, 1965, beschrieben. Das in den F i g. 7 und 8 dargestellte System benützt Pseudo-Willkürfolgen, um sicherzustellen, daß die über den Übertragungskanal gesendeten Daten willkürlich sind. Das System benützt eine Korrekturschaltung eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Diese letzte Ausführungsform kompensiert nicht nur die Impulsübertragungscharakteristik des in Phase liegenden oder um

90° verschobenen Übertragungskanals, sondern sie kompensiert auch die Verzerrung auf Grund der Quer-Kanalwechselwirkung.

In F i g. 7 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild des Sendeteils eines digitalen Datennachrichtensystems dargestellt, das eine Vier-Vektoren-Modulation benützt. Das zuerst zu übertragende Signal wird dadurch willkürlich, daß es in einem Modul-2-Addierer 78 mit dem Ausgangssignal an dem eine Pseudo-Willkürfolge erzeugenden Generator 77 kombiniert ist. Dies funktioniert genauso wie oben in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben. Das willkürliche Eingangsdatensignal, das von dem Modul-2-Addierer 78 stammt, ist analog dem Eingangsdatensignal, das an den Übertragungskanal 12 in F i g. 2 angelegt ist. Die Filter 81 und 81' (F i g. 7) entsprechen dem Filter 14 der Fig. 2, und der Rest des Blockschaltbildes in F i g. 7 entspricht dem Modulator 13 in F i g. 2.

In F i g. 7 tritt das willkürliche Eingangsdatensignal in einen Datenaufteiler 80 ein, der abwechselnd die Eingangsdatenbits zuerst auf den in Phase liegenden Modulator 82 und dann auf den um 90° verschobenen Modulator 83 leitet. Das erste durch den Datenaufteiler 80 empfangene Datenbit wird dem Modulator 82

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zugeleitet, das zweite Datenbit dem Modulator 83, das werden, ergibt sich eine Netzphasenschiebung von

dritte Datenbit dem Modulator 82, das vierte Datenbit —135°, wie durch das idealisierte Phasendiagramm der

dem Modulator83 usw. Die digitale Logik des hier Fig. 7a wiedergegeben ist. Sollten dagegen aufein-

verwendeten Datenaufteilers 80 gehört zum Stand der anderfolgende Bits eine 0 oder 1 sein, so ergibt sich

Technik. 5 eine Phasenänderung von +135°. Ähnlich ergibt sich

Die Datenbits, die in die Modulatoren 82 und 83 eine Änderung von —45° für zwei aufeinanderfolgende

eingespeist sind, passieren Filter 81 und 81'. Die vor- binäre 1- oder O-Datenbits.

herige Umformung der Eingangsdaten ergibt sich aus In F i g. 8 ist ein Blockschaltbild eines Empfängereiner Verminderung des Ausschwingens der empfan- teils eines Datenübertragungssystems dargestellt, das genen Datenimpulse. Beispielsweise zeigt die Darstel- io in Verbindung mit dem Übertragungsteil in F i g. 7 lung der Fig. 9a die in Phase liegende Charakte- verwendet wird. Ein über den Übertragungsweg anristik 100 einer Impulsübertragungscharakteristik eines kommendes Signal wird gleichzeitig an einen in Phase 4B-Fernsprechübertragungsweges, der eine Träger- liegenden Produktdetektor 91 und einen Produktfrequenz von 1800 Hz benützt, aber kein Impuls- detektor 92 in einen Demodulator 16' eingespeist. Der formerfilter verwendet. In Fig. 9a ist ein beträcht- 15 Produktdetektor91 erhält einen Träger eines Oszillaliches Ausschwingen dargestellt; d. h., das Ende der tors 93 mit einer Frequenz, die mit der des Oszillators Impulsübertragungscharakteristikkurve 100 besitzt 84 identisch ist (F i g. 7). In ähnlicher Weise erhält der viele Auslenkungen beträchtlicher Amplitude. Durch Produktdetektor 92 einen Träger, der durch den Vorformung der Eingangsdaten durch ein Filter, wie Oszillator 93 erzeugt ist, aber um +90° durch einen das Filter 81, weist diese tatsächliche Impulsüber- 20 Phasenschieber 94 gedreht ist. Der Demodulator 16' tragungscharakteristik desselben Kanals (wie durch arbeitet auf herkömmliche Weise und ist auf S. 203 ff. die Wellenform 101 der Fig. 10a dargestellt) ein er- des oben angeführten Buchs »Data Transmission« beheblich geringeres Ausschwingen auf, als es bei unge- schrieben.

füllten Eingangsdaten ermittelt wurde. Diese Verbesse- Der Ausgang des die Phase nicht drehenden Prorung in der, Impulsübertragungscharakteristik des 25 duktdetektors 91 enthält ein Signal, das dem durch die Übertragungskanals trägt zur Reduzierung der Ver- Wellenform des empfangenen Signals 45 der Fig. 4d zerrung der übertragenen Daten bei. ähnlich ist und das abwechselnd Bits der originalen

In F i g. 7 empfängt der in Phase liegende Modu- Eingangsdaten enthält. Die Verzerrung des nicht gelator 82 einen Träger von dem Oszillator 84, dessen drehten Kanalsignals spiegelt teilweise die Impuls-Frequenz in dem Durchlaßbereich des Übertragungs- 30 übertragungscharakteristik ht des verwendeten Überweges 15 liegt. Um die Verwendung von kommer- tragungskanals wieder. Diese nicht gedrehte Impulsziellen Fernsprechübertragungsleitungen zu ermög- übertragungscharakteristik entspricht der Wellenform liehen, hat der Oszillator eine Frequenz von 1800 Hz. der Fig. 9 a (ohne Vorformungsfilter) oder der Der Ausgang des Modulators 82 enthält einen Träger, Fig. 10 a (bei Verwendung eines Filters 81). Der Ausweicher in Phase mit dem Ausgang des Modulators 84 35 gang des die Phase nicht drehenden Produktdetektors liegt, wenn eine binäre 1 im Filter 81 empfangen ist, 91 stellt also die Querkanal-Verzerrungseinflüsse dar, und das um 180° in der Phase bezüglich des Signals des die von der gleichzeitigen Übertragung abwechselnder Oszillators 84 gedreht ist, wenn das Datenbit vom Datenbits in dem um 90° verschwenkbaren Kanal her-Filter 81 eine binäre 0 ist. stammen. Diese Querkanalverzerrung stellt sich allein

Der Modulator 83 wird durch ein Signal des Oszilla- 40 als eine Impulsübertragungscharakteristik zwischen tors 84 gespeist, das durch einen Phasenschieber 85 dem um 90° verschobenen und dem in Phase liegenden derart gedreht ist, daß es dem Oszillatorausgang um Kanal dar; seine Wellenform entspricht meist der 90° voreilt. Wenn eine binäre 1 von dem Filter 81' Wellenform 102 in F i g. 9 b (wenn keine Filter in dem empfangen wird, weist der Ausgang des Modulators 83 Übertragungskanal verwendet sind) oder aber der einen Träger auf, welcher in Phase mit dem Ausgang 45 Wellenform 103 in Fig. 10b (bei Verwendung einer des Phasenschiebers 85 ist (d. h. der dem Ausgang des Filterung). Zu beachten ist, daß die Verwendung von Oszillators 84 um 90° voreilt). Wenn dagegen das Aus- Filtern die Querkanalverzerrung erheblich reduziert, gangssignal am Filter 81' eine binäre 0 ist, weist der Das Ausgangssignal des Produktdetektors 92 beModulator 83 einen Träger auf, der um 180° in der sitzt eine Wellenform, die der des empfangenen Phaseinbezugauf den Ausgang des Phasenschiebers 85 5° Signals 45 in Fig. 4d ähnlich ist, und enthält abgedreht ist (d. h., es eilt dem Ausgang des Oszillators84 wechselnd Datenbits, die nicht von dem Phasenkanal um 90° nach). wiedergewonnen sind. Das Signal aus dem um 90°

Die Ausgänge des Phasenmodulators 82 und des verschobenen Kanal wird verzerrt sein, was sowohl Quadraturmodulators sind in einen Summierkreis 86 auf der Impulsübertragungscharakteristik des Überzusammengeführt, um an dem Übertragungsweg 15 55 tragungskanals als auch auf den Querkanal-Intereinen einzigen Ausgang vorzusehen (F i g. 2). Die Fre- modulationseff ekten des Phasenkanals beruht,
quenz dieses Ausgangssignals entspricht der des Der Datenempfänger in F i g. 8 verwendet getrennte Oszillators 84 und weist periodische Phasenänderungen Unterentzerrer 95 und 96 für jeden in Phase liegenden auf. Im Idealfall ist die Netzphasenschiebung des und um 90° verschobenen Kanal. Jeder Entzerrer dient Signals +45°, —45°, +135° oder —135°. 60 zur Herleitung des Querkanal- und der Kanal-Impuls-

Wenn von dem Datenaufteiler 80 zwei aufeinander- übertragungscharakteristik. Ein kombiniertes Korrekfolgende binäre 1-Bits empfangen werden, ist das Aus- tursignal, das die auf diesen Quellen beruhende Vergangssignal am Phasenmodulator 82 ein niederfre- zerrung kompensiert, wird abgeleitet und dazu verquentes Signal, dessen Phase dem Ausgang des Qua- wendet, um das empfangene Signal 45 in jedem der draturmodulators 83 um 90° nacheilt. Die Netz- 65 zugehörigen, in Phase liegenden und um 90° gedrehten phasenverschiebung des Ausgangssignals am Summier- Kanäle zu korrigieren.

kreis 86 ist dann +45°. Wenn zwei aufeinanderfol- Da die Wirkungsweise des Entzerrers in Verbindung

gende binäre 0 durch den Datenaufteiler 80 empfangen mit F i g. 1 sehr detailliert besprochen wurde, ist die

Claims

19 20

folgende Beschreibung des Datenempfängers gemäß binierte Korrektursignal Yig, das von dem Summier-F i g. 8 auf eine Beschreibung der zusätzlichen Schal- verstärker 72? geliefert ist, wird von dem abgetasteten tungsanordnung und deren Wirkungsweise in den Empfangssignal Xi₉ von dem Phasenproduktdetektor Unterentzerrern beschränkt. Deswegen sind auch nur 91 und von dem Signalabtastkreis Sl i in einen Subdie Korrektoren zur Ableitung der Amplitude der 5 traktionskreis 73/subtrahiert. Das Ausgangssignal des Stromdatenbits (gespeichert in den — O-Zellen) in Subtraktionskreises 72 / ist ein korrigiertes in Phase F i g. 8 dargestellt, während zusätzliche Korrektoren liegendes Signal, das die abwechselnden Eingangsund Digitalvervielfacher zur Ableitung der Eingänge datenbits enthält, die über den Phasenmodulator 82 di-i Kh dq-x htfq ... di-nhnudq-nhniq für den in Phase (Fig. 7) übertragen werden. Entsprechende Operaliegenden und die d_g-₁h_iq, di~₁h_1Qi ... d_q-_nh_nq, i° tionen und Komponenten wie in dem in Phase liegen- di-nhngi für den um 90° verschobenen Kanal nicht dar- den Kanal sind auch in dem um 90° gedrehten Kanal gestellt sind. Ihre Wirkungsweise wird aus der Be- vorgesehen, um die Impulsübertragungscharakteristik Schreibung der Korrektoren 53 i, 113/ und 53 q und und die Querkanal-Impulsübertragungscharakteristik der früheren Beschreibung der F i g. 1 klar, in welcher der Signale in dem um 90° gedrehten Kanal zu komdie Ableitung des Korrektursignals Yi im einzelnen 15 pensieren. Das Ausgangssignal des Summierverstärbesprochen ist. kers72gr des um 90° gedrehten Kanals enthält ein

Der Phasenentzerrer 95 (F i g. 8) enthält einen kombiniertes Korrektursignal Y_gt, das die Verzerrung

Signalabtastkreis 51/, Subtraktionskreise 73/ und 73 ir, kompensiert, die auf der Impulsübertragungscharakte-

einen digitalen Entscheidungskreis 57/, ein Schiebe- ristik des Quadraturübertragungskanals und ebenso

register 52/und Korrektoren 53/(von denen nur einer 20 auf der Querkanal-Impulsübertragungscharakteristik

in F i g. 8 dargestellt ist). Jeder Korrelator ist identisch beruht, die von der gleichzeitigen Übertragung der

mit dem entsprechend numerierten Block in F i g. 1. Daten in dem Phasenkanal herrührt. Das Korrektur-

Der Ausgang des Korrektors 53/ (F i g. 8) ist mit signal Y_ai von dem Summierverstärker 12 q ist mit den

einem digitalen Vervielfacher 71 / gekoppelt, um die empfangenen um 90° gedrehten Signalen (von dem

Komponente des Stromsdatenbits des in Phase liegen- 25 Quadraturproduktdetektor 92) durch einen Subtrak-

den Kanals zu liefern. Diese in Phase liegende Kompo- tionskreis 73 # kombiniert. Das Ausgangssignal des

nente ist an einen Summierungsverstärker 72ir weiter- Subtraktionskreises 13q enthält dann das korrigierte,

geleitet, an dessen zweitem Eingang die Komponente von dem um 90° gedrehten Kanal empfangene Signal;

der Stromdatenbits des um 90° verschobenen Kanals d. h., es enthält abwechselnd die Eingangsdatenbits,

von einem Korrelator 113/ und einem digitalen Ver- 30 welche original über den Modulator 93 übertragen

vielfacher 114/ anliegen. Der Ausgang dih₀ des Sum- werden (F i g. 7).

mierverstärkers 72/r ist mit dem Subtraktionskreis 73 ir Schließlich ist ein Datenverknüpfer 97 verwendet, verbunden, um das Endsignal Ri nach der Subtraktion der die korrigierten Empfangssignale von den in Phase von dem korrigierten Signal Si₀ zu liefern. Das End- liegenden und um 90° gedrehten Kanälen zu einem signal Ri wird an die beiden Korrektoren 53/ und 113/ 35 einzigen Datenfiuß verknüpft, der identisch ist mit den gekoppelt, um die Amplitude der Stromdatenbits ab- willkürlichen Eingangsdaten, die an dem Eingang des zuleiten, die in einer —0-Zelle des Schieberegisters 52/ Datenverteilers 80 (F i g. 7) anliegen. Die originalen gespeichert sind. Wie in dem Ausführungsbeispiel ge- Daten können dann wiedergewonnen werden, wobei maß Fig. 1 enthält jeder der Korrektoren 53z und ein Generator75', der Pseudo-Willkürfolgen erzeugt, 113/ einen Integrator, um den Teil des Endsignals KRi 40 und ein Modul-2-Addierer 76' verwendet sind. Sollte nach der digitalen Multiplikation zu integrieren und der Generator 75' eine willkürliche Folge erzeugen, die um separate integrierte Ausgangssignale h_Oi und h_oig zu identisch mit einer Pseudo-Willkürfolge des Geneliefern. Die Ausgänge der Korrektoren 53/ und 113/ rators77 ist, so ist das Ausgangssignal am Modulsind zur Kennzeichnung der integrierten Ausgänge h_Oi 2-Addierer 76' identisch mit den Daten, die original und h_oia an digitale Vervielfacher 71 / und 114/ ge- 45 von dem Modul-2-Addierer 78 in dem Übertragungskoppelt, welche an den Eingängen des Summierver- system der F i g. 7 geliefert sind,
stärkers 72 ir anliegen. Um das Endsignal R_q zu liefern, Der beschriebene Entzerrer kann in Verbindung mit sind entsprechende Operationen in dem um 90° ge- Vielfachmoduktionssystemen betrieben werden. Wenn drehten Kanal durch die Korrektoren 53 q, 113 q, die er so verwendet wird, werden möglicherweise Impulsdigitalen Vervielfacher 71q, 114 q und den Summier- 50 Übertragungscharakteristiken des Übertragungskanals verstärker 73 qr vorgesehen. erhalten, die das Endsignal mit den vorher empfan-

Der zusätzliche Satz Korrektoren 53/, 113/ und der genen, höchstwertigen Bits in Beziehung setzen. Ein digitale Vervielfacher 71/, 114/ für den (nicht darge- entsprechendes Korrektursignal wird dann erhalten, stellten) in Phase liegenden Kanal liefert die Ein- wenn die Impulsübertragungscharakteristiken zuerst gangssignale für den Summierverstärker 72/ der 55 digital mit den vorher empfangenen, höchstwertigen Fig. 8, um das kombinierte Korrektursignal Y{_q zu Datenbits und den vorher empfangenen, niedrigererzeugen, das die in Phase liegende Impulsüber- wertigen Bits multipliziert und dann die Produkte tragungscharakteristik und die Querkanal-Impuls- summiert werden. Die Produkte, die von den höchstübertragungscharakteristik in dem in Phase liegenden wertigen Bits abgeleitet sind, werden in der Summation Kanal kompensiert. Beispielsweise hat der zusätzliche 60 schwerer gewertet als die Produkte, die von den nied-Satz Korrelatoren 53/, 113/ und der Satz digitaler rigerwertigen Bits abgeleitet sind.
Multiplizierer 71/, 114/ (nicht dargestellt) die Eingangssignale an die — 1-Zellen des Schieberegisters 52/ Patentansprüche:
bzw. 52q gekoppelt; das Endsignal Ri ist an jeden

Korrelator 53/, 113/gekoppelt. Weiterhin sind zusatz- 65 1. Adaptiver Entzerrer für eine digitale Daten-

liche (nicht dargestellte) Sätze in dem in Phase liegen- empfangseinrichtung, bestehend aus einem digi-

den Kanal für jeden Satz von —2- ....... Zellen talen Datensignalempfanger, einem mit demselben

der Schieberegister 52/ und 52q vorgesehen. Das korn- verbundenen, Verformungen des empfangenen

Signals entfernenden und ein korrigiertes Datensignal erzeugenden Signalkorrekturkreis sowie einem mit dem Signalkorrekturkreis verbundenen, die korrigierten Datensignale digital speichernden Schieberegister, dadurch gekennzeichnet, daß ein Restverzerrungsfeststellkrei^?nit einem mit dem Schieberegister (5>ff verbundenen Korrektor (53) vorgesehen ist, ' welcher entsprechend dem gerade empfangenen Datenbit (dt) ein Ausgangssignal (A₀) erzeugt, welches in dem Restverzerrungsfestslellkreis^ffisammen mit dem Korrektursignal (dt) zur Feststellung einer Rest-Verzerrung des, korrigierten- Signals' herangezogen" ist, und daß darauf ein Endsignal (Rt) und das zuvor in dem Schieberegister (53) gespeicherte digitale Datensignal (dt) ansprechende K^rrelator^SSjk ein Korrektursignal (tft) erzeugr^tyelches an"den Signalkorrekturkreis (7w) geleitet ist.

2. Adaptiver Entzerrer für eine digitale Datenempfangseinrichtung nach Anspruch 1 mit einem Empfänger, welcher ein Ausgangssignal mit einer Amplitude des digitalen Datensignals erzeugt, wobei das Register η Stufen zur Speicherung der zuletzt empfangenen η Datenbits einschließlich der soeben einlaufenden Daten aufweist und wobei η eine ganze Zahl größer als 1 ist, und η Korrelatoren, welche mit entsprechenden Stufen des Speicherregisters verbunden sind, wobei jeder Korrektor einen Vervielfacher zur digitalen Multiplizierung des Ausgangs mit den Daten innerhalb der entsprechenden Stufe und einen Integrator zur Integration des Ausgangssignals des Vervielfachers aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß η wenigstens so groß wie die Zahl der während des Ausklingens des Impulses übertragenen Datenbits ist,

wobei zusätzlich ein Korrektor zur Feststellung der Amplitude der vorhandenen Datenbits vorgesehen ist.

3. Adaptiver Entzerrer für eine digitale Datenempfangseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Vervielfacher (71) ein Ausgangssignal erzeugt, welches hinsichtlich der Amplitude gleich dem Ausgangssignal zu vorgegebenen Intervallen jeder der Bitperioden ist und welches hinsichtlich des Vorzeichens dem entsprechenden Ausgangssignal entspricht, wenn der Datenwert in der entsprechenden Stufe »wahr« ist, während es dem entsprechenden Ausgangssignal entgegengesetzt ist, wenn der Ausgang der Datenstufe »falsch« ist.

)

4. Adaptiver Entzerrer für eine digitale Datenempfangseinrichtung nach Anspruch 2 oder 3, mit einem Signalprobenkreis zur periodischen Probenentnahme des über den Übertragungskanal empfangenen Signals, welcher Kreis ein ■ Ausgangssignal mit einer Amplitude gleich der des Signals des vorangegangenen Probenwertes ist, ferner einem Summierkreis zur Summierung des Ausgangssignals von η — 1 des Digitalmultiplizierers zur Erzeugung eines Korrektursignals und einem Subtraktionskreis zur Subtraktion des korrigierten Signals von dem über den Kanal empfangenen Signal zur Ableitung eines korrigierten empfangenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (dt h₀) des Vervielfachers (71) für das vorhandene Datenbit (di) mit dem korrigierten Signal (J^) verglichen ist, um die|Restverzerrung des korrigierten Signals festzustellen und ein entsprechendes Signal (Rt) als Eingang zu den Korrektoren zu erzeugen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen