DE2703567A1

DE2703567A1 - Schnittstellenschaltung fuer digitalsysteme unterschiedlicher zeitbasis

Info

Publication number: DE2703567A1
Application number: DE19772703567
Authority: DE
Inventors: Joseph Henry Condon; Robert Bruce Kieburtz
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-01-29
Filing date: 1977-01-28
Publication date: 1977-08-04
Also published as: FR2339999B1; FR2339999A1; CA1061004A; SE413964B; ES455385A1; US4006314A; GB1561471A; IT1075616B; BE850718A; CH614574A5; NL7700918A; JPS5927519B2; SE7700923L; JPS52115606A

Description

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Patentconsult 8 München 60 Radedtes!fa8e 43 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-184237

Western Electric Company, Incorporated Condon 13-4 195 Broadway, New York, N. Y., USA

Schnittstellenschaitungen .für Digitalsysteme unterschiedlicher Zeitbasis

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Übertragung von Digitalsignalen mit Kodegruppen zwischen zwei Digitalsystemen, wobei ein erstes Digitalsystem auf einer ersten Zeitbasis und das zweite Digitalsystem auf einer zweiten Zeitbasis synchronisiert ist, die hinsichtlich Frequenz und Phase von der ersten Zeitbasis unabhängig ist.

Digitalsignaloperationen, sei es nun in einer Digitalsignalübertra^ungsanlage, einem Kodierer, einem Dekodierer oder irgendeiner Art von Signalverarbeitungsanordnung, erfordern

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München: Kramer · Dr.Weser ■ Hirsch — Wiesbaden: Blumbadi · Dr. Bergen · Zwirner

irgendeine Art einer vorbestimmten Zeitbasis, die periodisch Zeitsteuerungsinformation oder Signale erzeugt, auf denen systematische Funktionen basieren, um ordnungsgemäßes Arbeiten vorzusehen. Zeitsteuerungssignaloperationen oder Synchronisation wird erzeugt durch Verwendung aller oder ausgewählter Signale von einem Zeitbasissignal, das von einem örtlichen Oszillator oder einem örtlichen Taktgeber erzeugt worden ist. Obwohl solche Oszillatoren für die Erzeugung eines stabilen Zeitbasissignals einer vorbestimmten konstanten Frequenz ausgelegt sind, unterliegen alle Oszillatoren einer endlichen Frequenzungenauigkeit zusätzlich zu irgendeinem Wert einer zeitlich veränderlichen Frequenzdrift. Demgemäß werden zwei identisch aufgebaute Oszillatoren mit denselben Kenndaten höchstwahrscheinlich Signale erzeugen, die sich etwas in der Frequenz unterscheiden und eine zeitlich veränderliche Frequenzdifferenz aufweisen.

Wenn mehrere Digitalsysteme miteinander verbunden sind, um miteinander in Nachrichtenverbindung zu treten, erfordert ein kompatibles Arbeiten eine Gesamtsynchronisation systematischer Funktionen. Um ein kompatibles Arbeiten zu bewirken, werden die örtlichen Oszillatoren der Digitalsysteme generell synchronisiert oder miteinander phasenstarr gekoppelt, um eine zeitlich veränderliche Frequenzdrift zwischen den verschiedenen örtlichen Oszillatoren zu verhindern. Wenn die Frequenzdrift nicht ausgeschaltet ist, können Daten verloren gehen oder fehlerhaft verarbeitet werden.

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Wenn verschiedene Teile einer insgesamt digitalen Nachrichtenanlage verstreut sind, um einen geographischen Bereich zu bedienen, kann eine zuverlässige Synchronisation von örtlichen Oszillatoren an verschiedenen Stellen der Anlage zusätzliche Nachrichtenverbindungen zu einem Haupttaktgeber erforderlich machen, was die Kosten der Anlage erhöht. Wenn sich die Abstände erhöhen, um große Bereiche abzudecken, reichen Unterschiede bei den Laufzeitverzögerungen verschiedener Signalstrecken einschließlich der für Synchronisationszwecke verwendeten aus, um Synchronisationsprobleme zu schaffen. Ferner stellen ein Ausfall des Haupttaktgebers oder irgendwelcher der zur Synchronisation verwendeten Nachrichtenverbindungen zusätzliche Quellen für einen Ausfall der Anlage dar.

Eine herkömmliche Lösung für eine Schnittstelle zwischen unabhängig synchronisierten Digitalsystemen besteht darin, die Digitalinformation eines Systems in Analogform umzusetzen und dann das Analogsignal wieder in ein Digitalsignal zurückzuverwandeln, das eine Zeitsteuerung entsprechend der Zeitbasis des anderen Systems erhält. Eine andere Methode besteht darin, das pulskodemodulierte (PCM-) Signal in ein deltamoduliertes Signal umzuwandeln und dieses dann in ein PCM-Signal entsprechend einer zweiten Zeitbasis zurückzuverwandeln. Beide Anordnungen benutzen eine Signalumsetzung, die unerwünscht ist im Hinblick auf die Gerätschaft, die zur Durchführung der Umwandlung erforderlich ist, und im Hinblick von den Signalumsetzmethoden innewohnenden Amplitudenannäherungen,

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welche die Qualität des Informationsinhalts des der Umwandlung unterzogenen Signals verschlechtern. Ein weiterer Nachteil der letzteren Methode besteht in folgendem: Wenn die Digitalsignale der beiden Systeme nicht unter Verwendung derselben Abtastfolgefrequenz kodiert sind, wird diese Folgefrequenz geändert durch einfaches Wiederholen oder Weglassen von Digitalsignalen, was ebenfalls die Qualität der Information verschlechtert.

Folglich richtet sich die Aufgabe der vorlegenden Erfindung auf die Bereitstellung einer flexiblen Schnittstelle zwischen zusammenwirkenden, jedoch autonom synchronisierten Digitalsystemen, und zwar unter Verwendung einer minimalen Anzahl von Signalumsetzungen, wobei die Schnittstelle automatisch eine Frequenzdifferenz und eine Drift kompensieren soll, die entweder durch vorübergehendes oder durch dauerndes Fehlen einer Synchronisation bewirkt ist, wodurch die Leistungsfähigkeit und Zuverlässigkeit der Gesamtanlage verbessert werden soll.

Diese Aufgabe wird gelöst mit einer Vorrichtung der einleitend angegebenen Art, die erfindungsgemäß gekennzeichnet ist durch eine mit dem ersten Digitalsystem gekoppelte Speichereinrichtung zum Empfang von Kodegruppen, die von den Kodegruppen des ersten Digitalsystems mit einer mit der ersten Zeitbasis synchronisierten ersten Folgefrequenz abgeleitet sind, und zum Speichern dieser Kodegruppen, durch

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eine Zugriffseinrichtung zur Übernahme des Inhalts der Speichereinrichtung mit einer mit der zweiten Zeitbasis synchronisierten zweiten Folgefrequenz und zur Steuerung der Phase der Kodegruppen für das zweite Digitalsystem, durch eine Zeitsteuereinrichtung zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das die relative Phase der Kodegruppen des zweiten Digitalsystems bezüglich der Phase der vom ersten Digitalsystem erzeugten Kodegruppen anzeigt, durch eine mit der Speichereinrichtung gekoppelte Multipliziereinrichtung, die eine vom Ausgangssignal der Zeitsteuereinrichtung gesteuerte variable Verstärkung aufweist und ein Ausgangssignal erzeugt, welches das Produkt aus der quantisierten Amplitude wenigstens einer Kodegruppe vom ersten Digitalsystem und der Verstärkung der Multipliziereinrichtung anzeigt, durch eine Addiereinrichtung zum Zusammenfassen des Ausgangssignals der Multipliziereinrichtung mit dem ausgewählten Inhalt der Speichereinrichtung zur Erzeugung von Kodegruppen für das zweite Digitalsystem, wobei jede Kodegruppe von wenigstens einer Kodegruppe vom ersten Digitalsystem abgeleitet ist, und durch eine Ausgangseinrichtung, die ein interpoliertes Signal, das von der Addiereinrichtung erzeugte Kodegruppen aufweist, erzeugt und mit der Zugriffseinrichtung synchronisiert ist, damit das interpolierte Signal mit dem zweiten Digitalsystem kompatibel ist, so daß die Zeitsteuereinrichtung und die Multipliziereinrichtung Frequenz- und Phasenunterschiede zwischen erster und zweiter

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Zeitbasis dadurch ausgleichen, daß im interpolierten Signal im wesentlichen derselbe Informationsgehalt erhalten bleibt, wie er vom Digitalsignal vom ersten Digitalsystem angegeben worden ist.

Ausgestaltungen und Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Diagramm eines Teils einer Fernsprechanlage;

Fig. 2A und 2B, wenn sie gemäß Fig. 3 zusammengelegt sind, ein Blockschaltbild einer erfindungsgemä3 angeordneten Vorrichtung;

Fig. K und 5 Hilfsmittel zur Erläuterung der Arbeitsweise der gemäß Fig. 2A angeordneten Vorrichtung; und

Fig. 6, 7 und 8 verschiedene Aspekte bei der Arbeitsweise der in Fig. 2B gezeigten Vorrichtung.

Die Erfindung überwindet in ihren verschiedenen Aspekten die Begrenzungen bekannter Schnittstellen. Weitläufig betrachtet schafft die Erfindung ein insgesamt digitales Signalkopplungsmedium, dem eine Flexibilität zur Anpassung

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an eine kleine, gewöhnlich vorhandene, jedoch veränderliche Frequenzdrift in der Signalfolgefrequenz zwischen den beiden Digitalsystemen innewohnt. Was einige speziellere Aspekte betrifft, erzeugt die erfindungsgemäße Vorrichtung eine Änderung der Abtastfrequenz der Digitalsignale durch Anpassen des Wertes der vom Medium ausgehenden kodierten Abtastwerte in Abhängigkeit von Echtzeitänderungen der relativen Zeitsteuerungsfolge beim Auftreten der kodierten Abtastwerte der beiden durch das Medium gekoppelten Digitalsysteme.

Was ihre breiteren Aspekte betrifft, nimmt die erfindungsgemäße Vorrichtung die Form einer elastischen Schnittstelle zwischen zwei in Verbindung stehenden Digital systemen an, die autonom auf individuellen Zeitbasen synchronisiert sind, die in Frequenz und Phase von einander unabhängig sind. Die Systeme stehen durch Verwendung von Kodegruppen aus digitalen Signalen in Nachrichtenverbindung. Die Schnittstelle umfaßt einen Speicher, der Kodegruppen speichert, die von den Kodegruppen des ersten der beiden Digitalsysteme abgeleitet sind. Die Inhalte des Speichers werden diesem entnommen, um Kodegruppen für das zweite der beiden Digitalsysteme zu erzeugen, und zwar mit einer zweiten Folgefrequenz, die entsprechend der Zeitbasis des zweiten Systems synchronisiert ist. Die Phase der Kodegruppen für das zweite Digitalsystem wird bezüglich der Phase der vom ersten Digitalsystera erzeugten Kodegruppen von einer Zeitsteuerungsanordnung gemessen. Eine mit dem Speicher in Schaltungsverbindung stehende

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Multipliziereinrichtung weist eine variable Verstärkung auf, die entsprechend der* Zeitsteuerungsanordnung gesteuert wird. Die Multipliziereinrichtung erzeugt ein Ausgangssignal, welches das Produkt der quantisierten Amplitude, die durch wenigstens eine Kodegruppe vom ersten System angegeben worden ist, und ihre Verstärkung anzeigt. Eine Addiereinrichtung faßt das Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung zusammen mit den ausgewählten Kodegruppen, die man vom Speicher erhalten hat, um Kodegruppen für das zweite System zu erzeugen, wobei jede Kodegruppe von wenigstens einer Kodegruppe vom ersten System abgeleitet ist. Das Ausgangssignal der Schnittstellenschaltung ist entsprechend der zweiten Zeitbasis synchronisiert, um ein interpoliertes Signal zu liefern, das mit dem zweiten Digitalsystem kompatibel ist. Gemäß eines grundsätzlichen Aspektes der Erfindung kompensiert die Flexibilität zur Veränderung der Verstärkung der Multipliziereinrichtung entsprechend den Zeitdifferenzen beim Auftreten der Kodegruppen der beiden Systeme Frequenz- und Phasendifferenzen zwischen den beiden Zeitbasen, indem im wesentlichen derselbe Informationsinhalt im interpolierten Signal beibehalten bleibt, wie er durch das Digitaisignal vom ersten System angegeben ist.

Was einen spezielleren Aspekt betrifft, ist die Zeitsteuerungsanordnung mit der Multipliziereinrichtung über einen Umsetzer verbunden, der eine vorbestimmte Kennlinie aufweist.

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Bei einer erfindungsgemäßen Ausführungsform entspricht die ubertragungskennlinie einem Teil einer angehobenen Kosinuskurve. Bei einer zveLten erfindungsgemäßen Ausführungsform entspricht die ubertragungskennlinie einem Teil der von einem Polynom dritten Grades erzeugten Kurve. Der Speicher hat bei jeder Ausführungsform einen Aufbau, bei dem jeder Speicherplatz eine Kodegruppe speichert. Der Speicher arbeitet außerdem bei jeder Ausführungsform als eine Zeitlagen-Austauscheinrichtung, indem er die Kodegruppen mit einer Adressenfolge ausliest, die von derjenigen Adressenfolge verschieden ist, welche verwendet worden ist, als dem Speicher die Kodegruppen eingegeben worden sind. Die unterschiedlichen Adressenfolgen werden einer Subtiahiereinrichtung zugeführt, deren Ausgangssignal dem übertrager zugeführt wird. Die Speicherkapazität ist bei jeder dieser Ausführungsformen verschieden. Außerdem ist der Speicher bei der zweiten AusfUhrungsform dazu ausgelegt, als Akkumulator oder Zwischenspeicher zu arbeiten.

Fig. 1 zeigt einen vereinfachten Teil einer Fernsprechanlage, der eine vorteilhafte Anwendung der vorliegenden Erfindung zeigt. Es sei auch bemerkt, daß nur der für die Anwendung und Beschreibung der Erfindung wichtige Anlagenteil gezeigt ist und daß weitere Vorrichtungen, die normalerweise in dem in Fig. 1 gezeigten Teil der Fernsprechanlage enthalten sind, zugunsten der Klarheit absichtlich weggelassen sind.

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In Fig. 1 bedient ein Ortsamt 11 Ortsteilnehmer 12, wofür es ein Zeitmultiplex-(TDM)-Koppelfeld 1.3 benutzt, um unter der Leitung einer zentralen Steuerung und Zeitsteuerung 14 Verbindungen zwischen den Teilnehmern herzustellen. Das Koppelfeld 13 und die zentrale Steuerung 14 sind in Fig. 1 einfach als bloße Blocks dargestellt, die viele herkömmliche Systemfunktionen umfassen, welche die vorliegende Erfindung nicht direkt betreffen. Einzelheiten des Koppelfeldes 13 und der zentralen Steuerung 14 können als bekannt angesehen

Erfindung

werden, sind nicht Teil der vorliegenden/und werden nachfolgend nur kurz erwähnt. Ein Beispiel für ein typisches Zeitmultiplex-Vermittlungsnetzwerk, das mit Hilfe eines gemeinsamen Steuerprozessors und einer gemeinsamen Zeitvorgabe oder Zeitsteuerung betrieben wird, ist in der US-PS 3 73β (Johnson et al, 29· Kai 1973) beschrieben. Ein solches Koppelfeld ist als eine Speicher-Vermittler-Speicher-Verraittler-Speicher-Netzwerkform klassifiziert. Das Koppelfeld 13 bedient eine Vielzahl Ortsteilnehmer 12 und steht über ein Paar digitale Übertragungswege l8 mit einem entfernt liegenden Amt 17 in Verbindung. Bei dem entfernt liegenden Amt 17 kann es sich beispielsweise um ein elektromechanisches Fernsprechamt handeln, in dem die Digitalsignale vom Übertragungsweg l8 vor der Vermittlung in Analogsignale umgesetzt werden, um Verbindungen zu den zugeordneten örtlichen Teilnehmern dieses Amtes zu schaffen. Da es sich bei dem entfernt liegenden Amt 17 um ein Fernsprechamt herkömm-

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licher Art handelt, können die Übertragungswege, wie sie durch den übertragungsweg l8 dargestellt sind, der eine Verbindung zwischen dem Zentralamt und dem entfernt liegenden Amt 17 herstellt, bequemerweise mit den Operationen des Koppelfeldes I3 und der zentralen Steuerung 14 synchronisiert sein. Demzufolge stellen digitale Übertragungswege keinerlei Synchronisationsprobleme für das Zentralamt 11 dar.

In Fig. 1 ist außerdem ein entfernt liegendes Amt 21 mit einem elektronischen Vermittlungssystem (ESS) gezeigt, bei dem es sich um ein TDM-Fernsprechamt mit eigenen Einrichtungen zur zentralen Steuerung und Zeitsteuerung handelt. Eine Vielzahl Paare von Übertragungswegen 22 stellt eine Verbindung zwischen dem entfernt liegenden Amt 21 und dem Ortsamt 11 her. Die Übertragungswege 22 sind mit den innerhalb des Amtes 21 ausgeführten Operationen synchronisiert und es deshalb müssen geeignete Schritte unternommen werden, um sicherzustellen, daß der Betrieb der Übertragungswege 22 mit dem Koppelfeld 13 kompatibel ist. Die Verwendung der vorliegenden Erfindung innerhalb einer jeden einer Vielzahl von Synchronisationsschnittstellen 25, welche die Übertragungswege 22 an das Koppelfeld lji ankoppeln, ist nur als Darstellung einer von vielen möglichen Anwendungen zur Verwirklichung der Vorteile der vorliegenden Erfindung zu verstehen.

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Zur Beurteilung der innerhalb der vielen Synchronisationsschnittstellen 23 durchgeführten Operationen ist es erforderlich, die Eigenschaften der Digitalsignale sowohl in den Übertragungswegen 22 als auch im Koppelfeld I3 zu betrachten. Jedes Paar Übertragungswege 22 kann als ein gesondertes T-Träger-Digitalübertragungsystem betrachtet werden, wie das Tl Carrier Transmission System der Bell Telephone System, das bei einer Folgefrequenz von 1,544 Megabit pro Sekunde arbeitet. Die Digitalsignaie werden über die Übertragungswege 22 in festen Blöcken übertragen, die Rahmen genannt werden. Normalerweise umfaßt jeder Rahmen ein Digitalkodewort von jedem von 24 Informations- oder Sprachbandkanälen. Bei jedem Digitalwort handelt es sich um eine Gruppe von 8 Bits in einem nicht linear kodierten oder kompandierten Pulskodemodulations-(PCM-)Format mit einer Abtastfrequenz von 8OOO Abtastwerten pro Sekunde. Am Ende von je 192 Informationsbits in einem Rahmen wird in den digitalen Bitstrorn ein Schlußbit zu Rahmen bildenden Synchronisationszwecken eingefügt. Das Koppelfeld 13 dagegen ist für Digitalsignale ausgelegt, die mit Hilfe einer schnelleren Abtastgeschwindigkeit von 32.000 Abtastwerten pro Sekunde erzeugt worden sind. Zusätzlich zur 4:1-Erhöhung besteht auch eine grundsätzliche Differenz im Format der Digitalsignale. Bei jedem Digitalwort im Koppelfeld I3 handelt es sich um ein 9-Bit-Wort, das unter Verwendung einer differentiellen PCM linear kodiert ist. Die Erhöhung

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der Folgefrequenz der Digitalsignale plus die Umsetzung von nichtlinearer PCM zu linearer differentieller PCM ermöglicht die Vereinfachung und wesentliche Einsparung der Hardware oder Geräteausrüstung für die verschiedenen Filteroperationen, die innerhalb des Koppelfeldes 13 durchgeführt werden, bei einer bescheidenen Erhöhung der Hardware-Kosten für die Geschv/indigkeitserhöhung. Die Erfindung wird nachfolgend in einer Zeitmultiplex-Umgebung beschrieben, da impulskodierte Signalkanäle, wie die durch die Übertragungswege 22 repräsentierten, häufig in einer solchen Umgebung benutzt werden.

Ein vollständiges Blockschaltbild der Synchronisationsschnittstellenschaltungen 23 der Fig. 1 umfai3t die in den Fig. 2A und 2B gezeigten Vorrichtungen. Die Fig. 2A und 2B sollten in der in Fig. 3 angedeuteten Weise zusammengelegt werden. Da die in jedem Teil der Fig. 3 dargestellte Anordnung in einer im wesentlichen unabhängigen Weise arbeitet, wird zuerst Fig. 2A betrachtet, deren Schaltungsanordnung das ankommende Signal vom Übertragungsweg 22 empfängt und einen Eingang für das Koppelfeld 13 bildet.

Bei einem Amtsverstärker 31 handelt es sich um den letzten Verstärker einer verstärkerbestückten Leitung, der das übertragene Signal wie andere Verstärker regeneriert, die seriell entlang der Länge der Digitalübertragungsverbindung, die ein-

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fach als einer der Ubertragungswege 22 in Fig. 1 dargestellt ist, angeordnet sind. Der Verstärker 31 kann außerdem das üblicherweise zur Digitalübertragung verwendete bipolare Signalformat in das passende unipolare Digitalsignalformat umwandeln, das der Logikschaltungsanordnung zugeordnet ist, die in der Anordnung gemäß Fig. 2A verwendet wird. Das Ausgangssignal des Amtsverstärkers 31 wird über einen Bitsynchronisierer 32 auf einen Serien/Parallei-Konverter 33 gegeben. Eine Synchronisiereinrichtung 32 stellt sicher, daß die Eingabe in den Konverter 33 ohne Verlust oder Wiederho·- lung von Bits in einer jeden Kodegruppe geschieht. Bei der Synchronisiereinrichtung 32 kann es sich um eine integrierte Schaltung wie den SN54120 Dual Pulse Synchronizer von Texas Instruments handeln, die beschrieben ist auf den Seiten 264 bis 268 des "TTL Data Book for Design Engineers" (Copyright dieser Firma von 1973)· Beim Konverter 33 handelt es sich um ein serielles Schieberegister mit einer Anzahl Zellen, die der Anzahl Bits in einer Kodegruppe vorn übertragungsweg 22 entspricht. Der Konverter 33 dient als Eingangsvorrichtung für einen Speicher 3^·

Das Ausgangssignal des Amtsverstärkers 31 wird außerdem einer Taktwiedergewinnungsschaltung 36 zugeführt. Bei der Taktwiedergewinnungsschaltung 36 handelt es sich um eine herkömmliche Anordnung, wie eine R8sonanzsc'n'..'in..~schaltun~ oder eine PLL-Schaltunc; (Phasensynchrone Schaltung)» die e:.ne Reihe von Ausgangsimpulsen mit einer Impulsfolgefrequenz erzeugt, die der Bitfolgefrequenz des empfangenen Signals auf dem Über-

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tragungsweg 22 entspricht. Das Ausgangs signal der Taktwiedergewinnungsschaltung 36 wird einem Zähler 37 zugeführt, der durch acht teilt. Ein Detektor 38 stellt den Zustand, daß lauter Logikw.erte "l" vorliegen, oder das Ausgangssignal des Zählers 37 bei vollem Zählstand fest und erzeugt ein Freigabesignal für den Speicher 34. Während des rahmenbildungssynehronisierten Betriebs wird das Freigabesignal erzeugt, um jede vollständige Kodegruppe vom Konverter 33 zum Speicher 34 zu übertragen. Ein Zähler 39 erhält das Ausgangssignal der Endstufe des Zählers 37 und dividiert durch 24. Während die Anordnung gemäß Fig. 2A synchronisiert ist, ändert der Zähler 39 seinen Zählstand in Übereinstimmung mit dem Beginn einer jeden beim Speicher J>k ankommenden Kcdegruppe. Demgemäß dient der Zähler 39 zum Identifizieren des Platzes einer jeden Kodegruppe in dem Rahmen, wie er empfangen wird. Die Rahmenbildungsbits, die in dem Rahmen der vom übertragungsweg 22 empfangenen Bitfolge enthalten sind, werden durch einen Rahmendetektor 42 identifiziert. Wenn der Rahmendetektor 42 einmal die genaue Stelle der Rahmen in der Bitfolge identifiziert, setzt er die Zähler 37 und 39 auf Null, so daß der Zähler 37 die Bits innerhalb eines jeden Digitalwortes zählt und der Zähler 39 einen Zählstand erhält, der die Stelle eines jeden Digitalworts innerhalb des Rahmenbildungsmusters der ankommenden Bitfolge anzeigt, um einen synchronisierten Betrieb zu schaffen. Gleichlaufend mit dem Freigabeausgangssignal des Detektors 38 erzeugt der Zähler 39 ein Ausgsuigs-

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signal, das der Stelle des Digitalwortes im empfangenen Rahmenbildungsmuster entspricht, auf einer Anzahl paralleler Leiter, die durch eine Sammelleitung 45 dargestellt sind, um die Schreibadressensignale für den Speicher 34 zu erzeugen. Die Sammelleitung 45 ist wie andere Sammelleitungen in der Zeichnung durch einen doppellinigen Leiter gekennzeichnet. Die Sammelleitung 45 umfaßt in diesem Fall fünf parallele Leiter.

Beim Speicher 34 handelt es sich um einen Speicher mit beliebigem Zugriff beim Lesen und Schreiben, der in Zeilen aufgebaut ist, die eine Kapazität zur Speicherung einer Kodegruppe haben. Der Speicher 34 ist in zwei Abschnitte unterteilt: Der obere kann als der "gerade" Teil und der untere als der "ungerade" Teil betrachtet werden. Jeder dieser Teile hat eine ausreichende Kapazität um einen kompletten Rahmen digitaler Signale vom übertragungsweg 22 zu speichern. Der adressierende Zählstand des Zählers zeigt den Zeilenplatz an, während ein Flipflop 43 angibt, in welchem Teil des Speichers der Inhalt des Konverters gespeichert werden soll. Der zuerst empfangene Rahmen und nachfolgende ungeradzahlige Rahmen der Signale vom Übertragungsweg 22 werden in den ungeraden Teil des Speichers 3^ geschrieben. Der zweite Rahmen der ankommenden Signale vom Übertragungsweg 22 und nachfolgende geradzahlige Rahmen werden in den geraden Teil des Speichers 34 geschrieben.

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Es sei bemerkt, daß die erste Kodegruppe in jedem Rahmen dem ersten Informationskanal entspricht, und sofort, bis zur letzten Kodegruppe in dem Rahmen, die dem 24. Informationskanal entspricht. Dieses sukzessive Numerierungssystem wird verwendet, um aufeinanderfolgende Kodegruppen in aufeinanderfolgenden Zeilen des Speichers 34 zu speichern. Jede Zeile hat einen Adressenplatz und speichert eine komplette Kodegruppe. Der Speicher J4 dient hauptsächlich zur Erzeugung der kodierten Versionen zweier aufeinanderfolgender Abtastwerte eines gegebenen Informationskanals für Interpolationszwecke, und zwar jedesmal dann, wenn am Koppelfeld 13 von der zentralen Steuerung 14 ein Eingangssignal abgerufen wird.

Der Ausgang der Endstufe des Zählers 39 wird auf ein gerade/ungerade-Flipflop 43 gegeben, das der Anzeige dient, ob das gegenwärtig empfangene Rahmenbildungsmuster geradzahlig oder ungeradzahlig ist. Das Ausgangssignal des Flipflops 43 wird einer Subtrahiereinrichtung 44 zusammen mit dem Ausgangssignal des Zählers 39 und dem Ausgangssignal der Endstufe des Zählers 37 zugeführt. Die Ausgänge des Zählers 39 erzeugen die Schreibadresseninformation für jedes Digitalwort im Speicher 34. Die Schreibadresseninformation wird dem Speicher J>K als das Schreibadresseneingang-(WA_R)Signal auf Sammelleitung 45 zugeführt. An diesem Punkt sei bemerkt, daß alle Operationen der beschriebenen Anordnung in Fig. 2A synchronisiert sind mit dem ankommenden

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Signal vom Uoertragungsweg 22, das in den Speicher 34 geschrieben wird.

Das Ausgangssignal der zentralen Steuerung und Zeitsteuerung 14 wird einem Leseadressensoeicher 46 zugeführt. Der Speicher 46 erzeugt zwei parallele Ausgangssignale, die als Leseadresse-Gerade-Eingang (RA^p.) oder Leseadresse-Ungerade-Eingang (RA_QR) bezeichnet sind, zur Adressierung zweier aufeinanderfolgender Kodegruppen desselben Informationskanals innerhalb des Speichers 3²S um jede interpolierte Kodegruppe abzuleiten. Wenn eine Ausgangssammelleitung des Speichers 46 den Speicher 34 an der der ältesten Kodegruppe entsprechenden Stelle abfragt, identifiziert das Ausgangssignal des Flipflops 4.3 diesselbe. Auf den Empfang dieser Adresse am Speicher 34 hin wird dessen Inhalt zu einem Parallel-Serien-Konverter 47 übertragen.

Das Ausgangssignal des Parallel-Serien-Konverters 47 wird über einen Kode-Konverter 48 auf einen Interpolator 49 gegeben. Der Kode-Konverter 48 ändert den Bitinhalt einer jeden der im Speicher 3^ gespeicherten nichtlinear kodierten Gruppen zur Verwendung im Interpolator 49 in eine linear kodierte Gruppe. Beim Konverter 48 handelt es sich um eine herkömmliche Schaltung, die allgemein bekannt ist als ein digitaler Expander, wie er gezeigt ist in Fig. 15 eines Artikels mit dem Titel "A Unified Formulation of Segment Companding Laws and Synthesis of Codecs and Digital Compandors" von H. Kaneko in The Bell System Technical Journal, Vol. 49, No. 7, September 1970, Seiten 1555-1588. Eine Anordnung zur Durchführung

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der inversen Operation der digitalen Kompression ist in Fig. 16 des genannten Artikels gezeigt. Die inverse Punktion wird durch einen Kode-Konverter 85 der Fig. 2B durchgeführt. Das nächste Adressensignal, das vom Speicher 46 am anderen Ausgang erzeugt wird, entspricht somit den im Speicher 34 gespeicherten Kode-Gruppen des nächstfolgenden Abtastwertes desselben Informationskanals. Beim Auftreten dieses Adressensignals überträgt der Ausgang des Konverters 47 die unter dieser Adresse gespeicherte Kodegruppe in der vom Konverter 48 modifizierten Form zum Interpolator 49. Wenn das Kodegruppenpaar am Ausgang des Konverters 48 erscheint, ist das Zeitsteuerungsintervall zwischen dem Paar zweier aufeinanderfolgender Kodegruppen gleich der Laufzeitverzögerung der Verzögerungseinrichtung 51, so daß beide Kodegruppen am Eingang und am Ausgang der Verzögerungseinrichtung verfügbar sind. Da die Eingänge der Subtrahiereinrichtung 52 mit dem Eingang und dem Ausgang der Verzögerungseinrichtung 5I verbunden sind, entsteht am Ausgang der Subtrahiereinrichtung die Differenz zwischen diesen beiden Signalen.

Der andere Eingang des Interpolators 49 wird vom Speicher 53 versorgt. Das Eingangssignal für den Speicher 53 von der Subtrahiereinrichtung 44 wird erzeugt durch Subtrahieren des Leseadressensignals des ersten kodierten Abtastwertes vom gegenwärtigen Schreibadressensignal derjenigen Kodegruppe, welche gegenwärtig vom Konverter 33 i-ⁿ den Speicher J>k ge-

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schrieben wird, und zwar zu der Zeit, zu welcher die interpolierte Kodegruppe von der zentralen Steuerung 14 abgerufen wird. Der erste kodierte Abtastwert ist die erste Kodegruppe des Paares, die von den beiden aufeinanderfolgenden kodierten Abtastwerten desselben Signalkanals, der vom Interpolator 49 zur Erzeugung einer interpolierten Kodegruppe verwendet wird, ankommt. V/enn die Zähler 37 und 39 die Schreibadressenplätze der Kodegruppen innerhalb des Speichers 34 erzeugen, unterteilen sie auch das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kodegruppen desselben Signalkanals in 48 Inkremente. Dies läßt sich leicht durchführen, da jedes Rahmenbildungsmuster 24 Kodewörter enthält und das endgültige Ausgangssignal der letzten Stufe des Zählers 37, das der Subtrahiereinrichtung 44 zugeführt wird, die Folgefrequenz des Ausgangssignals des Zählers 39 auf das Zweifache verändert. Demgemäß erzeugt die Subtrahiereinrichtung 44 ein Binärzahlenausgangssignal in einem Bereich entsprechend von 0-48, und zwar jedesmal, wenn zwei aufeinanderfolgende Kodegruppen vom Speicher 34 erhalten werden. Dieses Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 44 dient zur Identifizierung der relativen Position einer jeden interpolierten Kodegruppe innerhalb desjenigen Intervalls, welches zwischen der Ankunft des Paares zweier aufeinanderfolgender Kodegruppen am Speicher 3^ definiert ist.

Der Speicher 53 transformiert das Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 44 in einen Koeffizienten CL, der die Ver-

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Stärkung der Multipliziereinrichtung 54 steuert. Das Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 54 wird einem Eingang eines Addierers 56 zugeführt. Gleichlaufend mit jedem Ausgangssignal der MuMpliziereinrichtung 54 tritt das Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung 51 auf. Die Punktion des Addierers 56 besteht deshalb darin, eine gewichtete Quantität der Differenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kodegruppen zur ältesten(oder zuerst empfangenen) Kodegruppe hinzuzufügen. Das vom Addierer 56 kommende Ausgangssignal des Interpolators 49 wird einem Digitalfilter 57 zugeführt» Das Digitalfilter 57 kompensiert eine Hochfrequenzdämpfung (Roll-Off), die durch die vom Interpolator 49 durchgeführte Interpolationsfunktion erzeugt wird. Bei diesem Digitalfilter handelt es sich um einen herkömmlichen Aufbau eines Filters vierter Ordnung, das beispielsweise verwirklicht werden kann durch Kaskadieren zweier Abschnitte zweiter Ordnung derart, wie sie je in den Fig. 2 oder 3 der US-PS 3 777 720 (Croisier, 4. Dezember 1973) gezeigt sind. Alternativ dazu kann das Filter 57 realisiert werden durch einen einzigen Abschnitt vierter Ordnung des Croisier-Filters. Die endgültige Funktion des Filters 47 besteht darin, die PCM^interpolierte Kodegruppe in eine differentielle PCM-Kodegruppe umzuwandeln, die dem Koppelfeld 13 der Pig. I zugeführt wird.

Die Arbeitsweise des Interpolators 49 der Pig, 2A wird aus« führ!icher anhand der Fig, 4 und 5 erläutert. Wie zuvor be<merkt worden ist, erzeugt die Subtrahiereinrichtung 44 eine

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Digitalzahl, die in Fig. 4 als £_R gekennzeichnet ist. Diese Zahl kann als eine Phasenvariable betrachtet werden, welche die relative Position der interpolierten Kodegruppe zwischen dem Kodegruppenpaar anzeigt, von dem sie abgeleitet ist. In der Tabelle der Fig. 4 sind entsprechende Werte von 0C. für jeden Wert von £_R aufgelistet. In Fig. 5 bedeuten: XX' die Zeitbasis des ankommenden Signals, YY' die Zeitbasis des interpolierten Signals, χ , -_r+1 die Amplitudenwerte, wie sie durch ein Paar Kodewörter im ankommenden Signal angegeben sind, y., y₂, y.,, y^ die Amplitudenwerte, die durch die Interpolation zwischen χ und X_n+1 abgeleitet

worden sind, und 6rij 4do> <$p>₌ und ότ>η Zeitintervalle, die zum Ableiten interpolierter Kodewörter verwendet werden. Im Arbeitsbetrieb wird ein Paar aufeinanderfolgender Kodegruppen vom selben Inforraaticnskanal dem Interpolator 49 zugeführt, die auf der oberen Zeitskala XX'der Fig. 5 durch χ und χ - dargestellt sind. Der in zwei Richtungen zeigende Pfeil oberhalb der XX'-Zeitskaia repräsentiert eine relative Frequenzdrift zwischen dem Takt, der den übertragungsweg 22 betreibt, und dem internen Takt der zentralen Steuerungsund Zeitsteuerungsschaltung 14 der Fig. 1, welche eine seitliche Versetzung zwischen den Zeitskalen XX' und YY' erzeugt.

Wie zuvor bemerkt worden ist, arbeitet das Kopoelfeld 15 unter Verwendung von Kodegruppen, denen eine Folgefrequenz von 32.000 Abtastwerten pro Sekunde zugeordnet ist oder das

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Vierfadre der Folgefrequenz des ankommenden Signals der durch die Ubertragungswege 22 der Pig. I repräsentierten Digitalübertragungssysteme. Demgemäß werden im Durchschnitt von jedem Paar aufeinanderfolgender Kodegruppen vier interpolierte Kodegruppen abgeleitet, die in Fig. 5 als y, bis Y₁, dargestellt sind.

Da die Auftretungspunkte der interpolierten Kodegruppen durch die zentrale Steuerung 13 bestimmt sind, wird deren relative Position zwischen dem Kodegruppenpaar von der Subtrahiereinrichtung 44 der Fig. 2A gemessen und als Basis für die Interpolation verwendet. Die Subtrahiereinrichtung subtrahiert die Leseadresse der ältesten der beiden aufeinanderfolgenden Kodegruppen von der vom Zähler 39 gelieferten gegenwärtigen Schreibadresse. Der Ausgang der Subtrahiereinrichtung mißt tatsächlich das Zeitintervall zwischen dem Empfang der ältesten (oder zuerst empfangenen) Kodegruppe durch den Speicher 3¹J- und dem Auslesen dieser selben Kodegruppe aus dem Speicher y\, um die interpolierte Kodegruppe zu erzeugen. Es versteht sich, daß der zusammengefaßte Zählwert aller Ausgangssignale des Zählers 39 und des endgültigen Ausgangssignals des Zählers 37 niemals 48 übersteigt oder in Modulo-48-Weise zählt. Somit geht die Differenz zwischen den beiden Adressen oder 6-a nicht über 48 hinaus, obwohl das Intervall, während vjelchem der ältere kodierte Abtastwert im Speicher 34 gespeichert wird, tatsächlich das Intervall

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zwischen zwei aufeinanderfolgenden kodierten Signalabtastwerten desselben Signalkanals überschreitet, da beide kodierte Abtastwerte verfügbar sein müssen, bevor die Interpolation stattfinden kann.

Ein bezeichnendes Merkmal der in Fig. 1 gezeigten Amvendung besteht darin, daß die Synchronisationsschnittstelle ideal geeignet ist, um die anfängliche Speicherfunktion durchzuführen, die für das Arbeiten des Koppelfeldes 13 erforderlich ist. Zusätzlich zur Speicherfunktion wird außerdem die Vermittlungskopplung durchgeführt, indem die Folge, in der die Signale aus dem Speicher >8 ausgelesen werden, gegenüber der Folge geändert wird, in welcher sie in den Speicher geschrieben werden. Diese Vermittlungsfunktion in Kombination mit der Speicherfunktion ist bekannt als Zeitlagenänderungsfunktion. Demzufolge ist das Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 44 ein tatsächliches Maß dafür, wie lange der älteste kodierte Abtastwert im Speicher 34 gehalten wird, nachdem die nächstfolgende Kodegruppe desselben Informationskanals im Speicher ankommt. Auf der Grundlage dieser Betrachtungen kann ein Fachmann die Vorteile der vorliegenden Erfindung realisieren, indem er die zweite oder neuere Kodegruppe des Kodegruppenpaares vom Speicher J,K in gleicher Weise zur Bestimmung von 4_R benutzt; dies würde natürlich eine leichte Modifikation der in Fig. 2A gezeigten Schaltungsanordnung zur Folge haben.

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Der Festwertspeicher oder ROM 53 transformiert ^_n in einen Koeffizienten O< der den Gewichtungsfaktor darstellt, welcher der Differenz zwischen der Amplitude des Kodegruppenpaars zugeordnet ist. Dann wird die gewichtete Differenz zwischen dem Kodegruppenpaar vom Addierer 56 algebraisch zur ältesten Kodegruppe addiert, um das Ausgangssignal des Interpolators 49 zu erzeugen. Dieser Vorgang kann ausgedrückt werden durch

Im Mittel werden vier aufeinanderfolgende interpolierte Kodegruppen von jedem Kodegruppenpaar vom Speicher 34 abgeleitet. Ferner wird jede Kodegruppe vom Speicher 3^ zweimal benutzt: Einmal als der neueste Abtastwert und dann einmal als der älteste Abtastwert, um die Abtastfrequenzerhöhung von 4:1 zu bilden.

Gemäß Fig. 5 definieren die Koeffizienten H^ eine zwischen χ und X_n+1 verlaufende glatte Kurve, in der sich der Wert von Of. von 0 bis 1 ändert. Die Änderung der Werte von OL^ bestimmt die Form der glatten Kurve, die in diesem Fall mit einer Halbperiode einer angehobenen Kosinuswelle übereinstimmt. Folgendes sei bemerkt. Wenn die Amplitude von kleiner als die von χ wäre, hätte die angehobene Kosinuskurve anstelle der in Fig. 5 gezeigten positiven Steigung eine negative Steigung.

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Zur Beurteilung der Bedeutung der angehobenen Kosinusicurve muß man die Auswirkungen auf das durch diesen Vorgang erzeugte interpolierte Signal untersuchen. Es bestehen zwei herausragende Wirkungen. Es wird ein fester Abfall (Roll-Off) im Durchlaßband (d. h. 0 bis 4000 Hz) des Nyquist-abgetasteten Signals eingeführt. Diese Auswirkung kann leicht dadurch behoben werden, daß eine kompensierende Durchlaßband-Kennlinie im Digitalfilter 57 der Fig. 2A verwendet wird. Die zweite Auswirkung tesbäit in einem zeitlich veränderlichen Abfall oder einer Amplitudenschwankung des Signals, welche sich nicht leicht kompensieren läßt. Die Form der beim Interpolationsvorgang verwendeten Kurve ist bedeutsam, da sie den Frequenzbereich bestimmt, in dem die Auswirkung des zeitlich veränderlichen Abfalls auftritt. Die Verwendung der angehobenen Kosinusform anstelle einer geraden Linie hat die vorteilhafte Wirkung, daß der Frequenzbereich des zeitlich veränderlichen Abfalls vom Durchlaßband nach oberhalb des Durchlaßbandes angehoben wird. Somit kann die Auswirkung des zeitlich veränderlichen Abfalls durch eine geeignete Auswahl einer Durchlaßkennlinie des Digitalfilters 57 der Fig. 2A im wesentlichen eliminiert werden. Es versteht sich, daß auf der Grundlage der hier gegebenen Information vom Fachmann andere und unterschiedliche Kennlinien gewählt werden können. In solchen Fällen wird man für die Of. in Fig. 4 unterschiedliche Werte wählen, und die Kurve der Fig. 5 wird ebenfalls eine andere Form haben.

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Die Arbeitsweise des Interpolators 49 erzeugt, in Kombination mit dem Speicher J>h und der zugeordneten Anordnung, eine vollständig elastische Schnittstelle, in der ankommende Signale mit einer Zeitsteuerungsquelle synchronisiert sind, während die interpolierten Ausgangssignale in Synchronisation mit einer zweiten Zeitsteuerungsquelle erzeugt werden. Ungleich einer herkömmlichen Pufferanordnung, die lediglich in dem Ausmaß elastisch ist, das durch die Kapazität des Puffers ermöglicht ist, und die somit nur eine relativ kurz dauernde Frequenzdrift kompensieren kann, ist der erfindungsgemäßen Vorrichtung von Haus' aus die Möglichkeit gegehen, eine kontinuierliche Frequenzdifferenz bezüglich der Impulsfolgefrequenz zu kompensieren, die durch den nicht synchronisierten Betrieb der beiden genannten Zeitsteuerungsquellen verursacht wird. Der Interpolator 49 erreicht dieses Merkmal durch Ändern der Amplitude der interpolierten Kodegruppe, um die Positionsverschiebung der interpolierten Kodegruppe relativ zu den empfangenen Kodegruppen, von denen sie abgeleitet ist, zu erlauben. Im Hinblick auf dieses einzigartige Merkmal wird der Ausdruck "im Mittel" verwendet, um die Anzahl der interpolierten Kodegruppen, die von Jedem Paar aufeinanderfolgender Kodegruppen abgeleitet worden sind, zu beschreiben, da gelegentlich, wenn auch selten, drei oder fünf interpolierte Kodegruppen von einem Paar aufeinanderfolgender Kodegruppen abgeleitet werden. Ob mehr oder weniger als vier interpolierte Kodegruppen von einem Paar Kodegruppen

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abgeleitet werden, wird dadurch bestimmt, ob die ankommende Bitfolgefrequenz vom übertragungsweg schneller oder langsamer als die Folgefrequenz ist, mit der vom Koppelfeld abgerufen wird. Das vorangehende Merkmal wird noch deutlicher werden bei der Diskussion der Fig. 6, 7 und 8, welche die Erläuterung des Interpolationsvorgang der Fig. 2B erleichtern wird.

Die Anordnung gemäß Fig. 2B bildet eine Schnittstelle zwischen dem Ausgang des Koppelfeldes 13 und dem Eingang eines Digitalübertragungsweges 22, die in der unteren rechten Ecke bzw. der oberen linken Ecke der Fig. gezeigt sind. Vor irgendeiner weiteren Beschreibung der Anordnung gemä3 Fig. 2B sollte man in Betracht ziehen, daß die Schaltungsanordnung generell in ähnlicher Weise wie die in Fig. 2A gezeigte Anordnung arbeitet. Man sollte auch im Gedächtnis behalten, daß in Fig. 2B Signaloperationen durchgeführt werden, die umgekehrt zu denen in Verbindung mit Fig. 2A beschriebenen sind. Es ist auch hilfreich zu bemerken, daß grundsätzliche Unterschiede in der Schaltungsanordnung bei einem Vergleich dieser beiden Figuren augenscheinlich v/erden, welche weitgehend auf der Tatsache beruhen, daß die Abtastfolgefrequenz nicht wie in Fig. 2A erhöht, sondern verringert wird. Das Dateneingangssignal vom Koppelfeld 13 wird einem Digitalfilter 6l zugeführt, bei dem es sich um ein herkömmliches Digitalfilter handelt, das eine Durchlaßbandfilterung des

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Signals durchführt. Das Filter 6l kann dadurch verwirklicht werden, daß zwei Hochpaßabschnitte erster Ordnung zusanunengekoppelt werden, denen ein Tiefpaßteil folgt, der entweder zwei Abschnitte zweiter Ordnung oder einen Abschnitt vierter Ordnung des Croisier-Typs umfaßt. Das Filter 61 erzeugt ferner eine Kodeumsetzung von einem differentiellen PCM-Signal zu einem linearen PCM-Signal.

Zusätzlich zum Filter 6l umfaßt der Signalweg vom Koppelfeld I^ eine digitale Multipliziereinrichtung 62, einen Addierer 63 und einen Serien/Parallel-Konverter 64, der als eine Eingangsvorrichtung für einen Speicher 66 dient. Der Speicher 66 hat einen ähnlichen Aufbau wie der Speicher 3k. Er dient Jedoch lediglich als ein Ein-Rahmen-Speicher und erzeugt ferner eine Zeitlagenänderungsfunktion, die der des Speichers 34 in Fig. 2A ähnlich ist. Der Speicher 66 dient außerdem als Akkumulator zum Speichern von Teilausdrücken der interpolierten Signale während des Interpolationsvorgangs.

Das Signal vom Koppelfeld 1J> wird in Blöcken oder Rahmen erzeugt, die von jedem von 24 verschiedenen Signalkanälen ein Digitalwort enthalten. Die Reihenfolge, in der diese Digitalwörter von den verschiedenen Signalkanälen ankommen, ist eine Funktion der Vermittlungsoperationen des Koppelfelds 13 in Fig. 1 und der Zeitlagenänderungsoperation, die in

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Pig. 2A auftritt. Es sei bemerkt, daß Kodewörter von jedem Kanal von dem in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2A erzeugten Interpolationsvorgang digital abgeleitete Wörter sind, so daß Jedes Kodewort das Äquivalent des Analogsignals ist, das durch das Digitalsignal auf den Übertragungswegen der Fig. 1, die mit einer Folgefrequenz von 32.000 Abtastwerten pro Sekunde abgetastet worden sind, repräsentiert ist. Die Vorrichtung gemäß Fig. 2B wandelt diese Digitalsignale mit einer Folgefrequenz von 32.000 Abtastwerten pro Sekunde zurück in ein digitales Ausgangssignal mit einer Folgefrequenz von 8.000 Abtastwerten pro Sekunde, das für eine übertragung auf den Übertragungswegen 22 der Fig. 1 kompatibel ist. Im Mittel werden vier Abtastwerte der Folgefrequenz 32.000 Abtastwerte pro Sekunde von einem Signalkanal vom Koppelfeld 13 verwendet, um ein einziges interpoliertes Äusgangssignal für einen der Übertragungswege 22 in Fig. 1 zu erzeugen.

Beim Eintreffen eines jeden kodierten Abtastwertes vom Koppelfeld 13 erzeugt die zentrale Steuerung und Zeitsteuerung l4 der Fig. 1 Steuersignale am anderen Eingang der Fig. 2B für einen Lese/Schreibadressenspeicher ό7· Der Speicher 67 erzeugt digitale Adressensignale auf einer Sammelleitung 68 für den Speicher 66 und außerdem Torsignale, die den Konverter 64 über eine Verzögerungseinrichtung 65 zur übertragung einer jeden Kodegruppe frei-

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geben. Beim Eintreffen eines jeden kodierten Abtastwertes vom Koppelfeld I^ wird der Speicher 67 durch die zentrale Steuerung 14 instruiert, um den Bestimmungskanal oder die Stelle der Kodegruppe in jedem Signalrahmen für die übertragung auf dem richtigen der Ubertragungswege 22 der Pig. I zu identifizieren. Der Bestimmungskanal bestimmt deshalb den Zeilenplatz für jede Kodegruppe im Speicher 66, der der Reihe nach zum Auslesen abgetastet wird. Der Speicher 67 erzeugt aui3erdem ein Digitalsignal, das einer Subtrahiereinrichtung 84 zugeführt wird. Die Subtrahiereinrichtung empfängt ein weiteres Signal vom Ausgang einer Dividiereinrichtung 77> das von einer Verzögerungseinrichtung 70 lediglich etwas verzögert ist. Beim Signal von der Dividiereinrichtung 77 handelt es sich um eine 6-Bit-Binärzahl, in der die letzten fünf Bits dem Leseadressenübertragungs-Signal (RA-) und dem Bit näshst höherer Ordnung von der Dividiereinrichtung entsprechen. Dieses Signal auf Sammelleitung liest Kodewörter aus dem Speicher 66 aus. Die Differenz zwischen dem 6-Bit-Signal und dem Signal vom Speicher 67 dient zur Unterteilung der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Kodewörtern desselben Signalkanals in 12 Inicremente, was dieselbe Auflösung erzeugt, wie das Aufteilen des in Pig. 2A verwendeten entsprechenden Rahmenbildungsintervalls in 48 Inkremente. Während das Ausgangssignal vom Zähler 77 für die Subtrahiereinrichtung 84 im Bereich von O bis 48 liegt, liefert der Zähler das RAm-Signal an den Speicher 66, das

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einen Bereich von 1 bis 24 aufweist. Das RA_T-Signal ist ein binärer Zählstand, der sequentiell die Zeilen im Speicher 66 liest, um für Jede Zeile ein Ausgangssignal an einen Amtsverstärker Qj> zu liefern, und zwar über den Signalweg, der eine Wählvorrichtung 72, einen Parallel/ Serien-Konverter 7^ und einen Kode-Konverter 85 umfaßt sowie einen sogenannten Pirst-In-Pirst-Out-(PIPO-)Speicher, d. h. einen Speicher, der das zuerst eingelesene zuerst wieder ausgibt, oder Puffer 78.

Es wird nun die Grundoperation des Interpolationsvorgangs beschrieben. Beim Erscheinen eines jeden kodierten Abtastwertes vom Koppelnetzwerk I3 am Ausgang des Digitalfilters 6l erzeugt der Speicher 67 das Lese/Schreib-Adressenübertragungs-(R/WA_T)Signal, das den Bestimmungskanal des Informationssignals durch Adresseninstruktionen für den Speicher 66 identifiziert und ein Ausgangssignal an die Subtrahiereinrichtung 84 liefert. Die Subtrahiereinrichtung 84 sub-

dem trahiert das Eingangssignal vom Speicher 67 von/dem Zähler 77 zugeführten Signal. Das Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 84 kann betrachtet werden als eine Phasenvariable für die Übertragung, die als <Λ bezeichnet ist. Der V/ert von <f. wird einem Pestwertspeicher (ROM) 86 zugeführt, der den gespeicherten Koeffizienten auswählt, der die Verstärkung der Multipliziereinrichtung 62 steuert. Der Inhalt des Festwertspeichers 80 ist in der Tabelle in Fig. 7 aufgelistet. Demgemäß wird der Multipliziereinrichtung 62 vom

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Pestwertspeicher 86 ein Gewichtungskoeffizient zugeordnet, der den Beitrag einer jeden Kodegruppe zu einem interpolierten Kode bestimmt. Im Mittel werden die Beiträge von vier Kodegruppen vom Koppelfeld 13 der Fig. 1 zusammengefaßt zur Erzeugung einer interpolierten Kodegruppe. Jeder Beitrag nach dem anfänglichen Beitrag wird vom Addierer 63 zu den vorausgehenden Beiträgen addiert, bis eine vollständige interpolierte Kodegruppe gebildet und im Speicher 66 so lange gespeichert wird, bis sie durch das RA^-Signal von der Dividiereinrichtung 77 abgerufen wird. Die vorausgehenden Beiträge werden aus dem Speicher 66 ausgelesen und über die Wähleinrichtung 72 an den Parallel/Serien-Konverter 73 geliefert, von wo sie dem anderen Eingang des Addierers 63 zugeführt werden. Das Auslesen geschieht, wenn die Wähleinrichtung J2 vom Lese/Schreibspeicher 67 freigegeben ist.

Das Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 84 wird kontinuierlich von einer Schwellenwertschaltung 91 überwacht, um festzustellen, wenn die Phasenvariable einen Wert aufweist, der anzeigt, daß eine bestimmte Kodegruppe zu verwenden ist als der erste Teilausdruck einer Reihe von Teilausdrücken, die im Speicher 66 akkumuliert werden, um ein interpoliertes Signal zu erzeugen. Wenn € einen Wert kleiner als 12 hat, erzeugt die Schwellenwertschaltung 91 ein Löschsignal für den Speicher 66, das alle vorausgehenden akkumulierten Werte im Speicher 66 entsprechend dem auf

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Sammelleitung 68 erzeugten Adressensignal eliminiert. Wenn es sich bei dem Signal von der Multipliziereinrichtung 62 um den ersten Beitrag oder Teilausdruck einer interpolierten Kodegruppe handelt, gelangt dieser unverändert durch den Addierer 63 und gelangt über den Konverter 64 in den Speicher 66.

Im nächsten vom Koppelfeld 13 empfangenen Rahmen wird dem Signal mit demselben Bestimmungskanal ein Gewichtungsfaktor oder Koeffizient durch die Wirkung der Multipliziereinrichtung 62 zugeordnet. Der Speicher 86 wird von der Subtrahiereinrichtung 84 instruiert, die wiederum die Adressierungssignale des Speichers 66 subtrahiert, wie es für jede vom Koppelfeld 13 gelieferte Kodegruppe getan worden ist, um die Zeit des Auftretens der interpolierten Kodegruppe bezüglich der Kodegruppen vom Koppelfeld 13, die zu ihrer Ableitung beitragen, zu bestimmen. Das Produkt des Gewichtungskoeffizienten der Multipliziereinrichtung 62 und die Kodegruppe vom Koppelfeld 13 werden im Addierer 63 mit dem vorausgehenden Teilausdruck desselben Bestimmungskanals zusammengefa3t.

Die akkumulierte Summe dieser beiden Teilausdrücke wird wiederum über den Konverter 64 im Speicher 66 gespeichert. Das Freigabesignal für die V/ähleinrichtung 72 wird von der Verzögerungseinheit 65 verzögert und dem Speicher 66 zuge-

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führt, um die Signalübertragung vom Konverter 64 zum Speicher freizugeben. Die Verzögerungseinrichtung 65 verlangsamt das Freigabesignal, um die Signallaufzeit durch den Konverter 73 zum Eingang des Konverters 64 zu kompensieren. Im Mittel wird dieser Vorgang zwei weitere Male wiederholt, so daß vier Signalabtastwerte vom Koppelfeld 13 verwendet werden, um ein interpoliertes Signal zu erzeugen, das im Speicher 66 gespeichert wird. Die interpolierten Signale werden aus dem Speicher 66 in einer Folge ausgelesen, die durch das Ausgangssignal des Zählers 77 bestimmt wird. Der Zähler 77 erzeugt außerdem ein Freigabesignal für die Wähleinrichtung 72, welche das Ausgangssignal des Speichers 66 zum Konverter 7^ überträgt.

Der Kode-Konverter 85 empfängt die interpolierten Kodegruppen vom Konverter 74 und. verwandelt diese in nichtlinear kodierte Gruppen, um ein kompandiertes PCM-Signal zu bilden. Im Konverter 85 wird ein Kompressionsprozeß verwendet, bei dem es sich um eine Operation handelt, die umgekehrt zu der vom Kode-Konverter 48 der Fig 2A erzeugten ist und im zuvor erwähnten Artikel von Kaneko beschrieben ist. Das Ausgangssignal des Kodekonverters 85 wird durch den Speicher 78 gepuffert, um ein Kurzzeitzittern auszuschalten, bevor es dem Verstärker 83 zur übertragung auf dem übertragungsweg 22 zugeführt wird. Ein Eingangssignal des Speichers 78 wird durch das wiedergewonnene Taktsignal von der Taktwiedergewinnungsschaltung 36 der Fig. 2A gebildet. Ein Dekodierer

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79 überwacht den Signalinhalt des Speichers 78 und erzeugt ein Steuersignal, das einem spannungsgesteuerten Oszillator 8l über ein Tiefpaßfilter 82 zugeführt wird. Es sei bemerkt, daß der Speicher 78, der Dekodierer 79, der Filter 82 und

der Oszillator 8l eine PLL-(Phasensynchronisations-)Schaltung um

bilden, /Kurzzeitzittern und vorübergehende frequenzmäßige Fehlausrichtung zwischen den vom Speicher 66 erzeugten interpolierten Signalen und der Zeitsteuerungsoperation des Amtsverstärkers 85, die mit einem der Ubertragungswege 22 synchronisiert ist, auszubügeln.

Bei dem von der Vorrichtung der Fig. 2B durchgeführten Interpolationsvorgang handelt es sich normalerweise urn eine 4-Schritt-Folge, in der Teilsummen im Speicher 66 akkumuliert werden. Diese vier Schritte kann man ausdrücken als

^{= a}

+ a = b

+ b = c (4)

^ho^x4 ^{+ c}

Dabei werden Werte von h, durch das <i_T-Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 84 entsprechend Fig. 7 bestimmt. Die h .-Koeffizienten entsprechen der glatten Kurve eines Polynoms dritten Grades, die durch die vier Punkte X₁, X₂, x, und X^. hindurchgeht. Eine Substitution von c, b und a er-

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weitert Gleichung (5) zu dem üblicheren Interpolationsausdruck

y_n = ^x₁ + hgx₂ + Ix₁Xj + h_Qx₄ (6)

Die Wellenformen der Fig. 6 zeigen die Flexibilität des erfindungsgemäSen Prinzips. Diese Wellenformen sind analoge Darstellungen eines vollständig digitalen Interpolationsvorgangs, der durch die Vorrichtung der Fig. 2B ausgeführt wird. Fig. 6 zeigt eine Änderungsgeschwindigkeit von L·,, die stärker ist als diejenige, die man normalerweise bei einer Übertragungsumgebung aufgrund der als Zeitsteuerungsquellen verwendeten hochgenauen Taktgeber antrifft. In Fig. 6 bedeuten: XX' die Koppelfeldzeitbasis, YY' die Zeitbasis des abgehenden Obertragungsweges, x. - x,- die Amplitudenwerte der Signale vom Koppelfeld und yy - y, durch die Interpolation erhaltene Amplitudenwerte. «L, ändert sich gewöhnlich mit einer sehr langsamen Geschwindigkeit, so daß dessen Wert für mehrere Rahmen der Digitalbitfolge vom Koppelfeld 1J> konstant bleibt. Wellenform A der Fig. 6 zeigt drei aufeinanderfolgende Interpolationsvorgänge für denselben Signalkanal für einen der Ubertragungswege 22, der eine übermäßig schnellaufende Zeitbasis YY' bezüglich der Zeitbasis XX' des Koppelfeldes Ij5 aufweist. Die Interpolationsvorgänge der restlichen Signalkanäle des Rahmens werden zwischen zwei aufeinanderfolgende interpolierte Signale eines Signalkanals geschoben. Das gleiche gilt für die

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Wellenform B, die eine übermäßig langsam laufende Zeitbasis darstellt. Diese Unterschiede in den Zeitbasisgeschwlndigkeiten erzeugen seltene Interpolationsvorgänge, die durch das mittlere interpolierte Signal einer jeden der Wellenformen in Fig. 6 dargestellt sind.

In Wellenform A werden nur drei Kodewörter vom Koppelnetzwerlc I3 zur Bestimmung der mittleren interpolierten Kodegruppe verwendet, während bei Wellenform B fünf Kodewörter vom Koppelfeld I3 zur Erzeugung der mittleren interpolierten Kodegruppe benutzt werden. Es versteht sich, daß diese beiden Bedingungen in normaler Übertragungsumgebung recht selten auftreten. Wenn sie Jedoch auftreten, muß die interpolierte Kodegruppe genau abgeleitet werden. Beim Bestimmen einer Jeden dieser Interpolierten Kodegruppen werden die Gewichtungsfaktoren in Fig. 7 verwendet, um den Beitrag eines jeden Kodewortes vom Koppelfeld 13 beim Ableiten der interpolierten Kodegruppe zu bestimmen.

Es sei bemerkt, daß in Wellenform A die mittlere interpolierte Kodegruppe dem tatsächlichen Wert der zweiten Kodegruppe vom Koppelfeld I3 entspricht. Zu dieser Zeit ist der Wert von 6. 36, so daß der Gewichtungskoeffizient 1 ist. Andererseits entspricht in Wellenform 3 der Wert der mittleren interpolierten Kodegruppe dem dritten Kodewort vom Koppelfeld 13* zu welcher Zeit der Wert von o. ebenfalls 36 ist und der Gewichtungslcoeffizient h. somit einen Wert 1 aufweist.

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In Pig. 6 zeigt der nach beiden Seiten gerichtete Pfeil über Jeder Zeitbasis XX' die seitliche Versetzung, die zwischen den beiden Zeitbasen auftritt, wenn zwischen diesen eine Frequenzdrift entsteht. Da die Interpolation auf einer Echtzeitbasis durchgeführt wird, müssen alle Kodewörter vom Koppelfeld 13, die zu einer interpolierten Kodegruppe beitragen, verfügbar sein, bevor die interpolierte Kodegruppe bestimmt werden kann. Infolgedessen simuliert die gestrichelte oder verzögerte Wellenform den Arbeitszustand, der in der Vorrichtung der Fig. 2B auftritt. Da diese Verzögerung einen festen Wert hat, vermehrt sie einfach die Signallaufzeit durch das Ortsamt 11 der Fig. 1 um einen konstanten Betrag, der keine Auswirkung auf die Qualität der übertragenen Signale hat.

Fig. 8 ist ein Zeitsteuerungsdiagramm, das einen anderen Aspekt der von der Vorrichtung der Fig. 2B durchgeführten Operation demonstriert. Wiederum ist in Fig. 8 die Änderungsgeschwindigkeit von 6_m übertrieben, um die Reihe aufeinanderfolgend interpolierter Kodegruppen entsprechend einem gemeinsamen Signalkanal, der zur Demonstrierung der Flexibilität des erfindungsgemäßen Prinzips erforderlich ist, zu komprimieren. Teil A der Fig. 8 zeigt die Reihe der Schritte, die beim Interpolationsvorgang stattfinden, wenn die Zeitbasis des Übertragungsweges im Vergleich zu derjenigen des Koppelfeldes 13 der Fig. 1 schnellaufend ist, während Teil B die entgegengesetzte Situation einer langsamlaufenden

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Übertragungswegzeitbasis zeigt.

In Fig. 8 nimmt die Zeit von links nach rechts laufend zu. Demgemäß werden die interpolierten Werte von y gebildet durch die O_T-Werte und eine Gruppe von χ -Werten unmittelbar links von jedem y . Es sei bemerkt, daß die Subtrahiereinrichtung 84 der Fig. 2B einen Wert von 6 dadurch erzeugt, daß sie die Adresse des Bestimmungskanals von der Adresse der gegenwärtig vom Zähler 77 aus dem Speicher 66 ausgelesenen interpolierten Kodegruppe subtrahiert. Wie aus Fig. 8 hervorgeht, wird 6„ genau erzeugt, bevor eine Jede Kodegruppe vom Koppelfeld 13 der Multipliziereinrichtung 62 zugeführt wird. Jede Zeit <$„, hat einen Wert zwischen 0 und 12. Die Schwellenwertschaltung 91 erzeugt ein Löschsignal für den Speicher 66, welches das akkumulierte Signal im Schreibadressenplatz des Bestimmungskanals im Speicher löscht. Dann wird das Produkt aus der Verstärkung der Multipliziereinrichtung 62, bei der es sich um den Wert des vom Speicher 86 gelieferten Koeffizienten handelt, und der der Multipliziereinrichtung zugeführten Kodegruppe in den Platz des Bestimmungskanals im Speicher 66 geschrieben. Der Koeffizient wird entsprechend dem <5_T-Ausgangssignal der Subtrahier einrichtung 84 ausgewählt. Das Einschreiben geschieht, wenn der Konverter 64 vollständig geladen und der Speicher 66 durch das Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung 65 freigegeben ist, um den Inhalt des Konverters in den Speicher zu übertragen. Normalerweise werden drei weitere Schritte beim

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Interpolationsvorgang durchgeführt, um die Interpolations- . funktion zu vervollständigen. Bei Jedem Schritt nach dem ersten wird die Summe der vorausgehenden Beiträge vom Ausgang des Konverters 73 über die Wähleinrichtung 72 zur Zuführung zum anderen Eingang des Addierers 63 geliefert. Das Ausgangssignal des Addierers 6j5 entspricht dann der Summe aus vorausgehendem Beitrag oder vorausgehenden Beiträgen plus dem gegenwärtigen Ausgangssignal der Multipliziereinriehtung 62. Die Stelle im Speicher 66 für den Bestimmungskanal speichert daher den neuen akkumulierten Wert für Jeden Schritt beim Interpolationsvorgang einschließlich des Gesamtwertes, der bei Vervollständigung des Interpolationsvorgangs erzeugt wird. Wie Fig. 8 zeigt, fällt der Wert von c$_T für die nächsten drei Schritte beim Interpolationsvorgang nach dem ersten Schritt dieses Vorgangs in den Bereich 13 bis 48, so daß die Operation der Schwellenwertschaltung 91 die Akkumulationsfunktion des Speichers 66 nicht stört.

Im Teil A der Fig. 8 basiert der vierte interpolierte Wert nur auf drei aufeinanderfolgenden Kodegruppen oder kodierten Signalabtastwerten desselben Signalkanals vom Koppelfeld Folglich zeigt Fig. 8 denselben Zustand, wie er durch Wellenform A der Fig. 6 für einen übertragungsweg mit einer Zeitbasis, die gegenüber der Zeitbasis des Koppelfeldes schnell läuft, gezeigt ist. In gleicher Weise tritt der entgegengesetzte Zustand im Teil B der Fig. 8 auf, indem fünf aufein-

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anderfolgende kodierte Abtastwerte vom selben Signalkanal vom Koppelfeld 13 zur Bestimmung einer interpolierten Kodegruppe verwendet werden. In diesem Fall fällt der Wert von

ά m für Xc- in den Bereich von 0 bis 12, da dieser Teil des Zählers 77, der zur Erzeugung des RA^-Signals verwendet wird, in Modulo-48-Weise zählt. Ansonsten würde für x^ das Eingangssignal der Subtrahiereinrichtung 84 den Wert 48 übersteigen. Die Verzögerungseinrichtung 70 erzeugt eine momentane Verzögerung der Ausgabe des Löschsignals von der Schwellenwertschaltung 91* so daß die mit Xu endende Akkumulation der Beiträge durch das RA^-Signal auf Sammelleitung 80 aus dem Speicher 66 ausgelesen werden kann, bevor das Löschsignal auftritt. Die Wirkung dieser Operation besteht darin, dem x^-Beitrag zur interpolierten Kodegruppe eine Null-Gewichtung zuzuordnen.

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Le e rs e i t

Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN Postadresse München: Palentconsult S München 60 RadeckestraBe 43»Telefon (089)883603/883004 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: PatentconsuM 42 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefan-(06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Pat entansorüche

1. Vorrichtung zur Übertragung von Digitalsignalen mit Kodegruppen zwischen zwei Digitalsystemen, wobei ein erstes Digital syst era auf einer ersten Zeitbasis und. das zweite Digitalsysterr. auf einer zweiten Zeitbasis synchronisiert ist, die hinsichtlich Frequenz und Phase von der ersten Zeitbasis unabhängig ist, gekennzeichnet durch eine mit dem ersten Digitalsystem (21 oder I3) gekoppelte Speichereinrichtung (."54 und 36) zum Empfang von Kodegruppen, die von den Kodegruppen des ersten Digitalsystems mit einer mit der ersten Zeitbasis synchronisierten ersten Folgefrequenz abgeleitet sind, und zum Speichern dieser Kodegruppen, durch eine Zugriffseinrichtung (46 und 77) zur Übernahme des Inhalts der Speichereinrichtung mit einer mit der zweiten Zeitbasis synchronisierten zweiten Folgefrequenz und zur Steuerung der Phase der Kodegruppen für das

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München: Kramer ■ Or.Weser ■ Hirsch — Wiesbaden: Blumbach ■ Dr. Bergen · Zwirner

ORIGINAL INSPECTED

zweite Digitalsystem (l,j oder 21), durch eine Zeitsteuereinrichtung (44 und 34) zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das die relative Phase der Kodegruppen des zweiten Digitalsystems bezüglich der Phase der vom ersten Digitalsystem erzeugten Kodegruppen anzeigt,

durch eine mit der Speichereinrichtung gekoppelte Multipliziereinrichtung (54 und 62), die eine vom Ausgangssignai der Zeitsteuereinrichtung gesteuerte variable Verstärkung aufweist und ein Ausgangssignal erzeugt, welches das Produkt aus der quantisierten Amplitude wenigstens einer Kodegruppe vom ersten Digitalsystera und der Verstärkung der Multipliziereinrichtung anzeigt,

durch eine Addiereinrichtung (56 und 6;5) zum Zusammenfassen des Aus gangssignals der Multipiiziereinrichtung mit dem ausgewählten Inhalt der Speichereinrichtung zur Erzeugung von Kodegruppen für das zweite Digitalsystem, wobei jede Kodegruppe von wenigstens einer Kodegruppe vom ersten Digitalsystem abgeleitet ist, und durch eine Auslasseinrichtung (49 unJ 7^)_ß die ein interpoliertes Signal, das von der ersten Addiereinrichtung erzeugte Kodegruppen aufweist, erzeugt und mit der Zugriffseinrichtung synchronisiert ist, damit das interpolierte Signal mit dem zweiten. Oi r;it al system kompatibel ist, so dai die Zeitsteuerc: nrLehtung und die

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Multipliziereinrichtung Frequenz-'und Phasenunterschiede · zwischen erster und zweiter Zeitbasis dadurch ausgleichen, daß im interpolierten Signal im wesentlichen derselbe Informationsgehalt erhalten bleibt, wie er vom Digitalsignal vom ersten Digitalsystem abgegeben worden ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daiä eine zwischen der Zeitsteuereinrichtung und der Multipliziereinrichtung angeordnete Umsetzeinrichtung (55) mit einer durch Gewichtungskoeffizienten definierten vorgeschriebenen Ubertragungskennlinie vorgesehen ist und dai3 die Umsetzeinrichtung auf die Zeitsteuerungseinrichtung anspricht, indem sie der Multioliziereinrichtung Gewichtungskoeffizienten zuordnet, die deren Verstärkung bestimmen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, da3 die Umsetzeinrichtung eine vorbestimmte Ubertragungskenn-, linie aufweist, bei der es sich um eine glatte Kurve handelt, deren Form einem Teil einer angehobenen Kosinuskurve entspricht.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzeinrichtung eine vorbestiminte Ubertragungskennlinie aufweist, die eine Form entsprechend einem Teil der von einem Polynom dritten Grades erzeugten Kurve hat.

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5. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kodegruppen der Nachrichtenverbindungsdigitalsignale zu mehreren Signalkanälen gehören, die durch Zeitmultiplex in einer Bitfolge untergebracht sind, daß die Nachrichtenverbindungsdigitalsignale synchronisierende Signale umfassen, die zur Anzeige der Kanalidentität einer jeden Kodegruppe dienen, und daß ferner eine Adressierungseinrichtung (yj, 39) fur den Empfang der synchronisierenden Signale vorgesehen ist, um eine Schreibadressenfolge für die aufeinanderfolgenden Kodegruppen in der Bitfolge zu schaffen, wobei die Adressierungseinrichtung die Schreibadressenfolge an die Speichereinrichtung liefert, um in dieser die räumliche Anordnung der Kodegruppen zu bestimmen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5* dadurch gekennzeichnet, daß die Zugriffseinrichtung (46) die Leseadressenfolge bildet, welche die Reihenfolge bestimmt, in der die Kodegruppen der Speichereinrichtung zur Bildung des interpolierten Signals erhalten werden.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die von der Adressierungseinrichtung erzeugte Schreibadressenfolge und die von der Zugriffseinrichtung erzeugte Leseadressenfolge ei.ne Ausgangsreihenfolge der Kodegruppen für das zweite Digital-

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system erzeugen, die von der Reihenfolge der vom ersten Digitalsystem erzeugten Kodegruppen verschieden ist, so daß die Speichereinrichtung als Zeitlagen-Änderungseinrichtung dient.

8. Vorrichtung nach Anspruch J, dadurch gekennzeichnet,

daß die Zeitsteuerungseinrichtung eine mit der Adressiereinrichtung und der Zugriffseinrichtung verbundene Subtrahiereinrichtung umfaßt zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das die Differenz zwischen der Schreibadressenfolge und der Leseadressenfolge anzeigt, und daß die Zeitsteuerungseinrichtung das Ausgangssignal an die Umsetzeinrichtung liefert.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,

daß die Bitfolge der Nachrichtenverbindungsdigitalsignale aufeinanderfolgende Rahmen umfaßt, von denen jeder wenigstens eine Kodegruppe von Jedem der mehreren Signalkanäle aufweist, und daß die Speichereinrichtung zwei Teile aufweist, die je eine ausreichende Kapazität zum Speichern eines der Rahmen aufweisen.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, da3 die Bitfolge der Nachrichtenverbindungsdigitalsignale aufeinanderfolgende Rahmen aufweist, die je wenigstens eine Kodegruppe von jedem der mehreren Signalkanäle aufweist, und daß die Speichereinrichtung ausreichende

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Kapazität aufweist, um einen der Rahmen zu speichern.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Folgefrequenz kleiner als die zweite Folgefrequenz ist, daß die Adressiereinrichtung eine überwachungseinrichtung (43) umfaßt, die feststellt, wenn abwechselnde Rahmen der Kodegruppen von der Speichereinrichtung empfangen werden, und die dieses der Speichereinrichtung anzeigt, daß die Speichereinrichtung auf die Überwachungseinrichtung reagiert, indem sie abwechselnde Rahmen in abwechselnde Teile liest, daß die Zugriffseinrichtung Kodegruppenpaare von der Speichereinrichtung in aufeinanderfolgenden Rahmen erhält, die demselben Signalkanal bei der zweiten Folgefrequenz entsprechen, wobei jede Kodegruppe in der Speichereinrichtung mehrmals verwendet wird, um die Kodegruppen für das zweite Digitaisystem zu erzeugen, so daß eine vorbestimmte Änderung der Folgefrequenz erzeugt wird, die im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der ersten Folgefrequenz und der zweiten Folgefrequenz ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Folgefrequenz größer als die zweite Folgefrequenz ist, daß die Multipliziereinrichtung Kodegruppen vom ersten Digitalsystem empfängt, daß eine Rückkopplungs-

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einrichtung (79, 82, 8l, 77) zum Erhalt ausgewählter > Speichereinrichtungsinhalte und zu deren Zuführung zur Addiereinrichtung vorgesehen ist, daß die Speichereinrichtung mit der Rückkopplungseinrichtung und der Addiereinrichtung derart 'zusammenwirkt, daß sie als ein Akkumulator arbeitet, indem jedes von der Addiereinrichtung erzeugte und in der Speichereinrichtung gespeicherte Ausgangssignal das Ergebnis ist aus mehreren Kodegruppen, die demselben Signalkanal entsprechen und der Multipliziereinrichtung zugeführt werden, so daß die Anzahl der Kodegruppen.die der Multipliziereinrichtung zur Erzeugung einer Kodegruppe für das zweite Digitalsystem zugeführt werden, eine vorbestimmte Änderung der Folgefrequenz erzeugt, die im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Folgefrequenz ist.

Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine in der Schaltung zwischen der Speichereinrichtung und der Addiereinrichtung angeordnete Verzögerungseinrichtung (51) vorgesehen ist, deren Verzögerung so groß ist, daß zwei aufeinanderfolgende Kodegruppen desselben Signalkanals gleichlaufend von ihr erhältlich sind, daß die Subtrahiereinrichtung (52) mit der Addiereinrichtung verbunden ist, um die Differenz zwischen den beiden aufeinanderfolgenden Kodegruppen zu erhalten und diese

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der Multipliziereinrichtung zuzuführen, und daß die Addiereinrichtung das von der Verzögerungseinrichtung gelieferte Ausgangssignal mit dem anderen ihr zugeführten Eingangssignal zusammenfaßt, um eine interpolierte Kodegruppe für das zweite Digitalsystem zu erzeugen.

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