DE2349905A1

DE2349905A1 - Vorrichtung zur signaluebertragung zwischen anlagen mit nichtsynchroner zeitsteuerung

Info

Publication number: DE2349905A1
Application number: DE19732349905
Authority: DE
Inventors: Henry Stanton Mcdonald
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1972-10-06
Filing date: 1973-10-04
Publication date: 1974-04-11
Also published as: JPS4974403A; SE391617B; CA991747A; NL7313333A; US3916107A; IT996785B; FR2202410A1; USB295674I5; GB1438802A; BE805731A; AU6090873A; FR2202410B1

Description

BLUMBAGH ■ WESER . BERGEN & KRAMER

PATENTANWÄLTE (N WIESBADEN LJND MUNCH EM

DIPL-tNG. P, G. BLUMBAvCH · DirL.-PHYS. Dr. W. WCSHR . DIPL.-ING. DR. iUK. F. BURGEN DIPL-INC. P.. CfTAMF

WItSBADfN - SONRENEERGtR i-TRASSE 43 . TEL. (06121) 552943, 561ί 98 MONCHtN

Western Electric Company * H, S..

Incorporated

New York, Ν.Ϋ.. USA

Vorrichtung zur Signalübertragung zwischen Anlagen mit nichtsynchroner Zeitsteuerung

Die Erfindung betrifft speziell die Übertragung pulscodierter digitaler Signale zwischen Anlagen mit nicMsynchroner Zeitsteuerung.

Zum Beispiel v/erden die Verarbeitungsanlagen bei digitaler Signalübertragung gewöhnlich auf einer vorausbestimmten Zeitbasis betrieben. Deshalb wird, eine periodisch erzeugte Zeitsteueruugsmforrnation bzw. werden periodisch erzeugte ZeitsteuerimgoSignale in der ganzen Anlage verwendet, dan; it sie ordnungsgemäß synchron .betrieben werden kann. Sine

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derartige Zeitbäsisinformation wird durch einen Ortsoszillator, manchmal Taktgeber genannt, geliefert, der bei der höchsten verlangten Frequenz arbeitet. Es werden entweder aAle oder auswählbare Qazillatorausgangsinspulse dazxi verwendet, die bezeichnete Anlage zu steuern.

Wenn mehrere digitale Anlagen zusammenarbeiten, können ihre jeweiligen,, zur Sicherstellung einer kompatiblen Arbeitsweise dienenden, Taktgeber synchronisiert oder nicht synchronisiert sein. Bei digitalen Nachricbtenübertragungsaulagen kann ein weiter räumlicher Abstand zwischen den Talctgeber, die die Anlagen betätigen, bedeuten, daß diese Taktgeber nur aufwendig zu synchronisieren sind. Jedoch können Frequenzdifferenzen zwischen nichtsynclironisierten Taktgebern Datensynchronisationsverluste zwischen einem Datensender und einem Datenempfänger bewirken.

Was die Zeitmuliiplexsigrale im Pulscodeformat angeht, so ist gut bekannt, daß es schwierig ist, zusammenarbeitende Anlageftzu synchronisieren bzw. im Synchronisationszustand zu halten. Diese Schwierigkeiten werden in einem Aufsatz mit dem Titel "An Experimental Pulse Code Modulation System for Short-Haul Trunks" von G. C.Davis, S. 14 und 15, erläutert,

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der im "Bell System Technical Journal", Band 51, Nr. 1, vom Januar 1962 veröffentlicht wurde. Der Aufsatz von Da\äs beschäftigt sich mit impulscodemodulierten Zcitmultiplexsignalen in einer allgemein als T-Trägersystem bezeichneten Übertragungsanlage. In Anordnungen dieses T3T?s werden Rahmenunterteilungcn in der Zeitbasis durch ein einmaliges Zeichen angezeigt, das xinrichtig übertragen werden kann, wodurch ein vorübergehender Rahmensynchronisationsverlust entstehen kann, den ein Verlust an Dateninformation begleitet, auch wenn wieder ein Synchronisationszustand besteht. Die Rahmenunterteilungs- * information ist für die meisten Verarbeitungsvorgänge, z. B. den Zeitlfgenaustausch, wichtig, die mit Zeitmultiplexsignalen erfolgen.

Natürlich ist es bekannt, pulsOodierte Zeitmultiplexsignale mit einer ersten Zeitbasis zeitniultiplexfrei gemacht und in ihr Analogformat demoduliert, dann wieder abgetastet, erneut moduliert und mit einer zweiten Zeitbasisinformation ins Zeitmultiplex überführt werden können. Demodulation und erneute Modulafcn sind ausstattungsmäßig jedoch sehr teuer, weil Präzisions- Impedanzbauteile verwendet werden müssen, um die Informationstreue zu erhalten.

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Erfindungsgemäß werden Signale einer ersten Anlage mit einer ersten Zeil Steuerungseinstellung in ein Format umgewandelt, das von der Zeitsteuerung unabhängig ist, und werden die Signale benutzt, um Signale für eine zweite Anlage mit einer zweiten Zeitsteuerungseinstellung zu erzeugen.

Was die digitalen Signale im Pulscodeformat angeht, so v/erden diese mit einer in diesen Signalen enthaltenen Zeitbasisinformation in ein deltamoduliertes Format reduziert. Das deltamodulierte Format der Signale wird dann in ein vorausbestimmtes, digitalcodiertes Format umgewandelt, das zwar gleich dem der digitalen Eingangssignale sein kann, aber eine zweite Zeitbasisinformation enthält.

Die angesprochenen Informations signale werden-sowohl vor als auch nacli ihrer Umwandlung in das deltamodulierte Signalformat in ein differenzpulscodemoduliertes Signalformat (DPCM-Signalformat) überführt. Reduzierung und Umwandlung können mit Hilfe digitaler Schaltungen erfolgen, die leicht in integrierte Halbleiteranordnungen eingebaut werden können, ohne daß außerordentlich präzise Verfahren für die Entwicklung von Schaltungsbauelementen erforderlich wäre.

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Die doltamoduliertc.il Signale sind von der exakten- Rahmenunterteilimg des ankommenden PCM-Datenstromes (pulscodcmuduliGrt.cn Datenstromes) unabhängig, weil eine wohlbekannte Eigenschaft der Deltamodulation die ist,, daß jedes Datenbit gleichgewichiet ist. Wenn das Deltamodulationsformat dann in ein neues pulscodiertes Format mit Rahmenuntertei-? lungep. deren Zeitbasis sich von der der ankommenden Daten unterscheidet, umgewandelt wird, geht im wesentlichen keine Information verloren bzw. entsteht kein Klirrfaktor, Außerdem müssen keine hoehpräzisen Analogsignale erzeugt werden, weil das ganze Formatumwandlungsverfahren mit digitalen Signalen durchgeführt wird.

Ea einem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel werden die Phasen der Bit-Taktsignale des Eingangssignal und die jeweils örtlich auftretende Signalzeitbasis miteinander verglichen. Jeder Phasendifferenzfehler wird quantisiert und dazu benutzt, die Schaltungen, die das Signalformat reduzieren, zu steuern, um ein hochfrequentes Wegwandern, das auf eine solche Phasendifferenz zurückzuführen ist, zu kompensieren.

In einer erfindungsgemäßen Ausfübrungsforin verarbeitet ein Vermittlungsnetzwerk die recodierten digitalen Signale, um

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verschiedene Leitungen für ankommende Signale selektiv zusammenzus ehalt en. Ferner werden die Sipmtc, nachdem sie im Vermittlungsnptzvrerk rangiert worden sind, reduziert und umgewandelt, um sie auf ihren ursprünglichen Code- und Zeitmultiplextyp zurückzuführen, dem aber eine neue Zeitbasis zugrundeliegt.

Die Erfindung.wird anschließend in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen ausführlich beschrieben. Die Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer

erfindungsgemäßen Zeitmultip] ex-Nachrichtenübertragungsanlage ;

Fig. IA ein vereinfachtes Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen modifizierten Zeitmultiplex- Nachrichtenübertragungsanlage;

Fig. 2 ein Blocksehaltbild einer Codeumwandlungs

und Tattwiedergewinnungsschaltung, die in der in Fig. 1 dargestellten Anlage verwendet wird,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Codewiederher-

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BÄDQRK3JNALT

^: stellungs- und TaMwicdergewJnnimgsschaltung, die in der in F ig. 1 dargestellten Anlage verwendet wird, und

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Differenzquantisierers,

der in der in Fig. 2 dargestellten Anlage verwendet wird.

Erfindungsgemäß werden verschiedene Taktfrequenzen auf ersten und zweiten zusammengeschalteten NachricMenkanälen mit pulseodierten Signalen angepaßt. Jedoch wird die Erfindimg in einer zeitmultiplexorientierten Umgebung beschrieben, weil in einer derartigen Umgebung häufig Nachriehtenkanäle mit pulscodier ten Signalen verwendet wird. Der Aufbau und die Wirkungsweise von Zeitmtdtiplexanlngen sind bekannt. Ihre Beschreibung ist nicht erforderlich, um die vorliegende Erfindung zu verstehen.

•lh der in Fig. 1 dargestellten Nachrichtenübertragungsanlage werden pulscodierte Zeitmultiplexsignale über die Leitung 10 an die Codeumwandhmgs- und TaktwiedergeT/inuungsschaltung li angelegt. Dort werden die Signale unter der Steuerung von. Zeitbasisinformation, die die Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltung 12 der Empfangsleitung von den Eingangs Signalen erhält, und die der Schaltung 11 über die Zeitsteuerungssaminelschme

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13 zugeführt wird, in ein deltamoduliertes Signalformat umgewandelt. Ferner werden die gebildeten deltamodulierten Signale unter der Steuerung von Zeitbasissignalen, die von der zentralen Steuerschaltung 16 über die Sammelschiene 26 angelegt werden, in ein geeignetes Pulscodeformat überführt. Das sich ergebende Ausgangs signal der Schaltung 11 wird über eine Empfangsleitung 17 an ein Zeitmultiplexvermittlungsnetzwerk 18 geeigneten Typs angelegt, in dem die Signale auf eine wählbare Sendeleitung, etwa die Sendeleitung 19, geschaltet werden. Letztere Leitung liegt an einem Eingangsanschluß der Codewiederherstellungs- und Taktwiedergewinnungsschaltung 20, in der die Signale, gesteuert von Zeitbasissignalen die von der zentralen Steuerschaltung 16 über die Sammelschiene 28 angelegt v/erden, nocheinmal in ein deltamoduliertes Format reduziert und dann, gesteuert von Zeitbasissignalen, die von der Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltung 21 'der Sendeleitung angelegt werden, wieder auf ein Ausgangssignal im Pulscodeformat zurückgeführt werden, das an der Ausgangsleitung anliegt. Wenn die mit der Leitung 23 verbundene Anlage ohne unabhängigen Taktgeber ist, kann auf die Schaltung 21 verzichtet und die Schaltung 20 in der nachfolgend dargestellten Weise vereinfacht werden.

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Die zentrale Steuerschaltung 16 und das nachfolgend auch als Netzwerk bezeichnete Vcrmittlungsnetzwerk 18 werden in der-Fig. 1 schematisch als abgebrochen bezeichnete Kasten dargestellt, die viele Symstemfimktionen in sich einbeziehen, die mit der vorliegenden Erfindung nicht direkt zu tun haben.

Das Netzwerk 18 ist mit vielen Eingangsleitungen versehen, die wenigstens zum Teil vom Typ der Empfangsleitüüg 17 sind. Ganz ähnlich gehen von dem bezeichneten Netzwerk viel Sendeleitungen ab, die wenigstens zum Teil vom Typ der Leitung 19 sind. Natürlich korrespondiert eine Sendeleitung beim Zweiweg-Nachrichtenverkehr mit jeder Empfaiigsleitung. Das Netzwerk 18 arbeitet in bekannter Weise unter Steuerung der zentralen Steuerschaltung 16, von der es über eine Sammelschiene 27 Signale erhält, und dort geeignete Verbindungen jeweils in Zeitlagen eines Zeitmultiplexsignalrahmens auf. Eine solche Steuerschaltung arbeitet, kurz gesägt, mit einem gespeicherten Programm zum Durchführen verschiedener aritlmietischer und logischer Funktionen auf der zuvor zugeführte Daten sowie andere Daten hin, die von den verschiedenen Signalleitungen der beschriebenen Anlage herstammen. Die zentrale Steuerschaltung verfügt üblicherweise über geeignete Speichereinrichtungen, die

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ihr angegliedert sind, und Taktgebereinrichtungen zum Fixieren der Arbeitszeitbasis der ganzen Anlage einschließlich des Netzwerkes, des Netzwerksteuer Speichers und der vom Netzwerk gesteuerten Schaltungen. Es ist ein erfindungsgemäßes Ziel, ein Vermittlungsnetzwerk zur Verfügung zu stellen, das es ermöglicht, Einrichtungen, die digitale Signale aussenden, miteinander zu verbinden, ohne daß ein signifikanter Klirrfaktor auftritt, selbst wenn"die Einrichtungen mit Taktgebern arbeiten, die frequenz- und phasenmäßig von dem Netzwerktaktgeber abweichen.

In der Fig. 2 ist die Codeumwandlungs- und Taktwiedergewranungsschaltung 11, die in der in Fig. 1 gezeigten Schaltung verwendet wird, dargestellt. Der Bitfolgefrequenzfilter 29 und die Taktwiedergewinnungsschaltung 30, die in der Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltung 12 angeordnet sind, geben schematisch irgendeine geeignete der vielen bekannten Taktwiedergewmnuiigssehaltungsanordnungen wieder. Der Filter 29 erhält die PCM-Zei'cmultiplexsignale von der Eingangsleitung 10. Diese Signale haben beispielsweise im Falle des zuvor erwähnten T-Trägersystems eine Signalfrequenz von 1, 544 MHz. Der Filter 29 ist ein Bandpaßfilter, dessen Ausgangssignal an eine Schaltung 30 angelegt wird, die die verschiedenen

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Taktgebersignalfrequenzen wiedergewinnt, welch letztere dazu genötigt werden, die Zeitbasisinformation zum Umwandeln der empfangenen PCM-Zeitmultiplexsignale (pulseodemodulierte Zeitinultiplexsignale) in das deltamodulierte Format zu bilden, worüber bereits gesprochen wurde. Zu diesem Zweck sin in der Fig. 2 nur Taktgebersignale von 8 und 32 kHz sowie 16, 384 MHz ausgewiesen, die über die verschiedenen Leitungen der Sammelschiene 13 an die Codetimwandlungs- und Taktwiedergewinnungsschaltung 11 angelegt werden. Man erhält 16, 384 MHz, wenn .man einen Ortsoszillator in die Schaltung 30 einbaut, der bei dieser Frequenz arbeitet, und synchronisiert die 16, 384 MHz mit den ankommenden 1, 544 MHz, in dem man beide Frequenzen auf 8 kHz herunterteilt, die beiden abgeleiteten Signale vergleicht und den Fehler in einer phasenstarren Schleife dazu benutzt, die Oszillatorfrequenz zu steuern. Wenn man den bereits erwähnten T-Trägertyp vorgibt, sind die gerade genannten Frequenzen die hauptsächlich benötigten Frequenzen, um einen einzelnen von 24 über die Leitung 10 übertragenen Zeitlagenkanälen zu betrachten., weil die Fig. 2 zunächst anhand eines einzelnen Kanals beschrieben werden soll, damit · die Erfindung besser verstanden wird. Wenn man die wiedergewonnenen Talitsignale für alle Zeitlagenkanäle in einer ähnlichen Weise verwendet;"wie- sie für Fig. 2 präsentiert wird,

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ist die Arbeitsweise die beschriebene, nur werden alle Zeitlagenkanäle auf Zeitmultiplexbasis (a time shared basis) über die angegebenen Leitungen übertragen, außer wenn etwas anderes vermerkt ist.

Die wiedergewonnene Taktfrequenz von. 8 IcHz wird an einen Konverter 31 für nichtlineare in lineare Pulscode modulierte Signale angelegt. Diese Schaltung wird verwendet, weil es günstig ist, über teure Einrichtungen zu übertragen, in dem man pulscodemodulierte Signale in einem niederfrequenten nichtlinearen· Codierungsformat mit ungleichem Zuwachs zwischen den Codierungspegeln gebraucht. Jedoch ist Codieren in einem linearen pulscodemodulierten Format, d.h. Codieren mit gleichem Zuwachs zwischen einer größeren Anzahl von Codierungspegeln, für die Signalverarbeitung geeigneter. Die in dem Converter 31 für diesen Zweck verwendeten Schaltungen sind vom Typ her bekannt und werden deshalb nicht im Detail dargestellt. Jedoch umfassen sie, grob umrissen, Schaltungen, die die Betragbits der nichtlinearen PCM-Codierungszeichen als Zugriffsadressen zu einem Lesespeicher benutzen, wobei jedes Zeichen ein anderes Codeintervall zwischen den PCM-Codierungspegeln, die das Intervall definieren, darstellt. Jeder der adressierten Plätze speichert ein entsprechendes lineares

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PCM-Codterungs seichen ein,, das ausgelesen wird, sobald die Speicherplatzadresse angegeben wird. Wir wollen Jetüt annehmen,, daß die Rahmenfrequenz. auf der Leitung 10 193 Rahmen pro Sekunde beträgt. Die PCM-Cadeumwaiadlung der 8 sekündlichen Abtastproben je Zeitiagenlianal in dem von der Leitang 10 empfangenen; 1, 544 MlIz-BIfstrom erfolgt nun bei der bereits angesprochenen Taktfrequenz von 8 kHz. Das Ausgangs signal des Lesespeichers wird mit der Zeiclieninformation der entsprechenden eingangsseitigen niehtlinearen PCEi-Codezeichen verknüpft, um einen binären zeiehenbetraggetreuen Code -wieder herzustellen, der dann in das Format seines Zweier-Komplementes umgewandelt wird, um eine geeignete Weiterverarbeitung zu ermöglichen« In diesem Format werden Signale vom Konverter 31 an die Abtast-, Halte- und Verstärkerschaltung angelegt, die 8 pro Sekunde und kanalabgetastete S-Bitzeichen im linearen PCM-Format aufweisen.

Weil die in Fig. 1 dargestellte Venaittlungsanlage mit einer viel höheren Abtastfrequenz arbeitet, als das beim Konverter 31 der Fall ist, wird die Schaltung 32 dazu verwendet, die Zahl der Abtastproben pro Sekunde ohne Änderung des Inf ormationsinhaltes der Zeichen zu vergrößern» So wird jede Abtastprobe, das sind 8 Abtastproben je Sekunde und Kanal,

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in ein erstes Register in der Schaltung 32 aufgenommen und dann zu einem geeigneten Speicherregister transferiert, aus dem sie viermal in Form einer Bitfolge ausgelastet wird, um ein Ausgangs sign al mit 32 Signalabtastprobüii pro Seirande und Kanal zu bilden. Deshalb wird-an" die Schaltung 32 eine Taktfrequenz voii 32 kHz angelegt, welch letztere der Ausgangstaktfrequenz für einen Kanal entspricht.

Das Ausgangs signal der Abiast-, Halte-· und Y er stärker schaltung 32 wird dann in Form von Bitfolgen an einen Digitalfilter 33 angelegt, der ebenfalls mit der Taktfrequenz von 32 kHz arbeitet, die anzeigt, daß 32 Abtastproben pro Sekunde und Kanal verarbeitet werden. Dieser Digitalfilter ist ein bekann-7 ter Filter vierter.Ordnung, der beispielsweise in der Fig. 2 des Aufsatzes "An Approach to the Implementation of Digital Filters" von L. B. Jackson, J.F. Kaiser und H. S. McDonald dargestellt ist. Dieser Aufsatz ist in IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Band AU-IG, Nr. 3, vom September 1968_r Seite 413-421 erschienen. In einem in der erwähnten Fig. 2 dargestellten Filter vierter Ordnung ist m =' 2. Also hat der Filter zwei Abschnitte zweiter Ordnung. Der Filter 33 wird benötigt, um die verstärkten Abtastproben von Schaltung 32 zu glätten und unerwünschte, durch die Verstärkung der Abtast-

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proben bewirkte. Abstufungen zu beseitigen. Die Vervielfacherkoeffizienten des Filters werden so festgesetzt, daß ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz entsteht, die etwas kleiner als die Hälfte der Abtastfrequenz der Eingangsleitung ist, welch letztere in diesem Beispiel 8000 Abtastproben pro Sekunde beträgt. Im allgemein sind die meisten Vervielfachcrkoeff izienten fest. Jedoch tritt im Falle der nachfolgend erläuterten Signalverarbeitung innerhalb der in Fig. 2 dargestellten Schaltung 11 eine kleine Änderung der Verstärkung nahe bei der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 33 auf. Um dieses hochfrequente Wegwandern zu korrigieren, wird einer von den Filtervervielfacherkoeffizienten. z.B. ß des in der Fig. 2 des oben erwähnten Aufsatzes von Jackson u. a. dargestellten Filters entsprechend den nachfolgenden Erläuterungen variabel gemacht.

Die verstärkten und gefilterten PCM-Zeichen werden in Form von Bitfolgen vom Digitalfilter 33 aus zum digitalen Differ en zquantisierer 36 übertragen, der den linearen PCM-Code in ein Differen-vpulscode moduliertes Format (DPCM)-Format) überführt. Die Funktion des Quantisierers 36 ist ähnlich wie die eines analogen Voraussagequantisierers. Einzelheiten des digitalen Quantisierers sind in der Fig. 4 dargestellt. '

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Auch liier ist die Taktfrequenz 32 kHz, die anzeigt, daß 32 Abtastproben pro Sekunde und Kanal verarbeitet werden. Wie die Fig. 4 zeigt, v/erden lineare PCM-Zeichen vom Digitalfilter 33 zum seriellen Subtrahierer 37 übertragen, der von jedem Zeichen das entsprechende Zeitlagenzeichen des vorausgehenden Zeitmultiplexsignalrahmens subtrahiert. Die vom Subtrahierer 37 gebildete arithmetische Differenz, ein 16-Bit-Zeichen, wird über einen digitalen Amplitudenbegrenzer 38 an den in der Figur 2 dargestellten Demultiplexer 39 angelegt. Der Begrenzer 38 wird von der 32 kHz-Taktfrequenz gesteuert, um die sieben am wenigsten signifikanten Bits jedes empfangenen Differenzzeichens auf einfache Weise zu löschen und dadurch ein aus 9-Bit-Zeichen bestehendes DPCM-Ausgangssignal zur Verfügung zu stellen, das an den Demultiplexer angelegt wird. Die genannten 9-Bit-Zeichen im DCPM-Format werden ferner über einen seriellen Addierer 40 und eine einzelne Rahmenverzögerungsschaltung 41 zum Subtraktionsanschluß (minuent input) des seriellen Subtrahierers 37 rückgekoppelt, der sie von dem als Eingangssignal zugeführten PCM-Wort in derselben Zeitlagenposition subtrahiert und dadurch einen neuen Zeitmultiplexsignalrahmen bildet. Die Verzögerung wird durch

-MN
Z angezeigt, wobei M die Bitzahl pro Abtastprobe und N

die Anzahl der Zeitlagenabtastproben je Rahmen ist. Subtra-

«1

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Merer und Addierer vom gerade erwähnten Typ sind bekannt und bilden keinen Bestandteil der Erfindung.

Das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 41 wird ebenfalls über einen Multiplizierer 42 zurückgekoppelt, dort mit einem Faktor. Ic= 1-2 multipliziert und dann an den zweiten Eingangsanschluß des seriellen Addierers 40 angelegt. Der Addierer 40, die Verzögerungsschaltung 41 und der Multiplizierer 42 haben also einen Akkumulator, um die DPCM- Zeichen am Ausgang des Begrenzers 38 wieder in ein lineares PCM-Format umzuwandeln, das im seriellen Subtrahierer 37 verwertet wird. Der Akkumulator wird mit einer Leckage versehen, indem man den Wert von k in Relation zu der gesamten Abtastfrequenz im Quantisierer wählt, um die Fehlerakkumulierung von Zeichen zu Zeichen zu vermindern und dadurch die Fehlerakkumulierung von Abtastprobe zu Abtastprobe in einem vorgegebenen Zeitlagenkanal zu verhindern.

Wir wollen uns nun wieder der Fig. 2 zuwenden. Der dort abgebildete Demultiplexer 39 ist Teil einer Synchronisieruiigsschaltung 35, arbeitet in der für solche Demultiplexersehaltungen üblichen Weise anhängig von der 32 IcHz-Taktfrequenz und verteilt jedes der Abtastzeichen im DPCM-Format in den 24 Zeitlagen

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jedes Rahmens auf je eine spezielle seiner 24 Ausgangsleiümgen. Z.B. werden die Eingangssignale des bezeichneten Demultiplexers auf einzelne ausgangsseitiga Pufferregister verteilt, die die verschiedenen Zeitlagenkanäle eines Itahmen.s speichern. Wenn man mm Abtastproben sämtlicher Zeitlagenkanäle auf die beschriebene Weise verteilt, beseitigt man die Ralimenunterteilungen aus dem Signalformat.

Die zuvor erwähnten Ausgangsleitungen der Pufferregister werden jeweils an die Eingangsanschlüsse von Binärziffermultiplizierern 43 entsprechender Anzahl angeschaltet, die mit der 16, 384 MHz-Taktfrequenz arbeiten und die DPCM-Signale in ein bekanntes deltamoduliertes Signalformat umwandeln. Natürlich hat das letztgenannte Format keine Rahmenunterteilungen in Form, von Digitalzeichen mehr, weil jedes Hit im deltamodulierten Format gleichgewichtet ist.

Binärziff ermultiplizierer sind bekannt arbeiten mit einem eingangsseitigen Talctgebersignal sowie einem Signal binärcodierten Wortformat, um eine ausgangsseitige Folge von regelmäßig wiederkehrenden Impulsen mit einer Pulsfrequenz zu erzeugen, die dem durch das codierte Wort wiedergegebenen Betrag entspricht. In dem Aufsatz " Binary Rate Multipliers with Smooth

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Outputs" von H. Mergler, der in Control Engineering vom März 1966, Seite 73 bis 74 veröffentlicht wurde, sowie in dem Beitrag "A High Speed Binary-Rate'Multiplier"' von A.R. Elliott, der in Procedings of the IEEE vom August 1971, Seite 1256-1257 veröffentlicht wurde, sind Beispiele für Multiplizierei* aufgeführt.

Jeder Binärziffermultiplizierer 43 in der Synchronisationsschaltung 35 arbeitet lediglich für einen Zeitlagenkanal pro Rahmen und handelt deshalb beim vorliegenden Beispiel zweiunddreißig 9-Bit-Abtastproben pro Sekunde im DPCM-Format ab. Jede derartige Abtastungsprobe muß jedoch „durch mehr Bits einer deltamodulierten Signalimpulsfolge, z. B. 256 Bits, dargestellt werden, wie es in der Fig. 2 durch Anlegen der von der Schaltung 12 wiedergewonnenen Taktfrequenz von 16,384 MHz an jeden Binärziffermultiplizierer 42 schematisch ausgedrückt wird. Also erzeugt jeder Multiplizierer eine deltamodulierte Ausgangssignalimpulsfolge mit einer Signalbitfrequenz von 16,384 MHz. Diese Signalimpulsfolgen werden jeweils an einen der Zähler 46 angelegt, die alle mit der wiedergewonnenen Taktfrequenz von 16, 384 MHz zählen. .

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Die Zähler 46 sind Auf-Niederzähler und haben alle ein ihnen zugeordnetes, als Ausgangspuffer dienendes, Schieberegister

45 zum Aufschalten der Zählerausgangssignale auf die Eingangsanschlüsse des Multiplexers 47. Typischerweise zählt ein Zähler

46 eine Zählung aufwärts, wenn ein Taktzählimpuls und ein Impuls einer deltamodulierten SignaliinpuLsfolge zusammentreffen. Wenn nur der Taktimpuls empfangen wird, zählt der Zähler um eine Zahlung herunter. Der Inhalt jedes Zählers wird periodisch, d. nach 32 Abtastproben je Sekunde, auf das ihm zugeordnete Pufferregister umgespeichert und der Zähler vorbereitet für den nächsten Signalrahmen auf seinen mittleren Zählungsbereich vorgesetzt. Letzteres geschieht auf ein 32 kHz-Taktsignal hin, das von einer gemeinsamen Steuerschaltung 16 über eine Leitung 26' der Sammelschiene 26 angelegt wird.

Das gleiche Taktsignal von 32 kl-Iz wird ferner an den Multiplexer 47 angelegt, um zu markieren, daß er bei derselben Abtastprobe pro Sekunde und Kanal arbeitet.

Die zentrale Steuerschaltung legt über die Leitung 47 der Sammelschiene 26 ein Schiebetaktsignal an jedes Register 45 an, das größer Ά& die Abtastfrequenz pro Kanal von 32 kHz ist, wenn der Registerinhalt vom Multiplexer 47 übernommen und auf die Leitung 17 geschaltet v/erden-soll. Dieses Taktsignal bewirkt,

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daß irgendwelche Register ihren Signalinhalt im DPCM-Format sofort auf den Multiplexer 47 übertragen, und muß eine Frequenz haben, die zumindest ausreicht, das 16-Bit-DPCM-Wort zu übertragen und im Falle der als Beispiel aufgeführten 32 AbtästpiO-ben pro Sekunde und Kanal nocht Echtzeitbetrieb (real-time operation) aufrecht zu erhalten.

Während der von der Synehronisierungsschaltung 35 in der in Fig. 2 dargestellten Schaltung durchgeführten Umwandlungsoperätion aus dem DPCM- ind Deltamodulation^- und wieder zurück ins DPCM-Förmät treten begrenzte Nebenwirlaingen auf, die durch die von der Leitung 10 abgegriffenen Taktfrequenz entstehen. Ferner ist die auf den einander entgegengesetzten Seiten des Deltamodulatiotts interface verwendete Taktfrequenz des zentralen Taktgebers nicht notwendigerweise phasengleich. Diese Nebenwirlaingen betreffen sowohl die Informationsgenaüigkeit als auch die Signalamplitude. Soweit es die informationsgenauigkeit angeht, tritt kein signifikanter Informationsverlust ein. Die Phasendifferenz zwischen den beiden Taktfrequenzen bewirkt, daß ein nach einem Binär ziffermultiplizier er 42 angeordneter Zähler 46 Teile verschiedener ankommender DPCM-Abtastproben akkumuliert. Die Schaltung ist aber so aufgebaut, daß benachbarte Abtastproben in Form von DPCM-Zeichen

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linear interpoliert werden. Weil der Zähler 46 die Ausgangssignale des Binärziffermultiplizierers integriert, geht die Phasendiiferenzennebenwirkung verloren, ohne daß der Informationsinhalt der Daten wesentlich berührt wird. Das Ergebnis ist, daß selbst eine begrenzte Frequenzdifferenz zwischen der Leitungstakilrequenz und der Taktfrequenz der zentralen Steuerschaltung zwischen die aufeinanderfolgenden Zeichen verteilt wird, "ohne daß der Informations inhalt merklich berührt wird. Kleine Fehler, die bei der Zählung von deltamodulierten Impulsen einer Zeichenperiode axiftreten, werden innerhalb der benachbarten Zeichenperioden abgetastet, so daß eine Fehleraidaimulation unterbleibt. Das einzig ungünstige, die Information betreffende, Ergebnis besteht darin, daß der Klirrfaktorpegel ein wenig größer wird.

Hinsichtlieh der Signalamplitude wurde festgestellt, daß die zuvor erwähnte mögliche Phasendifferenz zwischen der Leitungstaktfreqiienz tmd der Taktfrequenz der zentralen Steuerschaltung dazu führt, daß eine hochfrequente Wegvvanderwirkung auf die Informationssignale entsteht. Es ist bekannt, daß hochfrequentes Wegwandern ein Ergebnis der für benachbarte Abtastproben, eines Signals erfolgenden Mittelwertbildung ist. Wenn der Zähler Vorsetztakt und den Steuertakt für den Bir»är-

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ziffermultiplizicrer nicht, in Phase sind, zählt der Zähler 46 einen Teil der Impulse jedes der beiden Eingaiigssignale, die dem Binärziffermultiplizierer als DPCM-Abtastproben sukzessive zugeführt Y,^rerden. Folglich bildet der Zähler einen gewiehteten' Mittelwert der ankommenden Abtastproben. Die Gewiehtungen sind eine Funktion der jeweiligen Phasenlage der beiden Abtastproben-Startfrequenzen auf Leitunf en der Sammelschienen 13 und 26.

Um den Wegwander effekt kleiner zumachen, werden die beiden Taktfrequenzen über die Leitungen 13' und 26.' an einen Phasendiffercnzquantisierer 48 angelegt, in dem. die Taktsignale beispielsweise verwendet werden, um einen Dreistufenzähler {der nicht gesondert dargestellt ist) zu steuern. Dieser Zähler wird durch Impulse mit der Frequenz von z.B. 256 kHz angesteuert (für 8 Phasen Differenzbereiche), welch letztere ebenfalls von der zentralen Steuerschaltung erzeugt wird. Der Zähler wird vom dem S2 kHz-Signal, das über die Leitung 26' anliegt, periodisch. auf eine Mittelbereiehsählstellung 4 vorgesetzt. Das Ausgangs-SJgDnI des Zählers wird mit der Frequenz des über die Leitung 13' inliegenden Signals von 32 kHz abgetastet. Somit kennzeichnet das Ausgangssignal des Zählers kontinuierlich den Betrag der Phasendifferenz zwischen clen'beiden Taktsignalen und liegt auf

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den drei Ausgangsleitungen 49 des Quantisierers an. Diese Leitungen sind an die Addressierungseingänge eine?; Achtwort-Lesespeichers 54 angeschaltet, der acht Vervielfacherkoeffizienten des Filters 33 enthält. Diese Koeffizienten entsprechen je einem anderen der acht Taktphasendifferenzbereiche, so daß in Form des Ausgangssignals des Lesespeichers 54 ein geeigneter Koeffizientenwert, beispielsweise ß , für den Itück-• kopplungsmultiplizierer vorliegt, welch letzterer auf einmal verzögerte Summensignale im Filter 33 einwirkt. Somit liest eine vom Quantisierer 48 ausgehende Phasendifferenzanzeige einen entsprechenden Koeffizienten für den Filter 33 aus dem Speicher 54 aus. Dieses Auslesen ändert den Koeffizienten zum Modifizieren des Ausgangssignals des Digitalfilters 33 auf einer Echtzeitbasis, um das zuvor erwähnte Wegwandern zu kompensieren.

Im Falle der vier zuvor beschriebenen Abtastwiederholungsfrequenzen, bei dem die ankommende Abtastfrequenz pro Kanal von 8 kHz auf 32 ItHz steigt, ist die Wegwanderwirkung sehr klein. Sie wird, wie gerade beschrieben, kompensiert, in dem man acht Phasendifferenzwerte und einen variablen Filter-Vervielfacherkoeffizienten verwendet. Wenn die Wiederholungsfrequenz verkleinert würde, würde das zu einem stärkeren hochfrequenten

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Wegvvandern führen und eine genauere Phasenquantisierung erforderlich machen, um mehr als einen veränderlichen Koeffizienten des Digitalfilters zu steuern.

In der Fig. S ist ein vereinfachtes Blockschaltbild der in Fig. 1 verwendeten Codewiederherstellungs- und Taktwiedergewinnungssehaltung dargestellt. Diese Schaltung wird verwendet, um DPCM-Signale, die von dem Ermittlungsnetzwerk 18 empfangen werden, wieder in ein geeignetes Format zu überführen, in dem sie an die abgehende Zeitmultiplexleitung 23 angelegt werden. Die ankommenden Signale werden über eine Leitung 19' an die in Fig. dargestellte Blockschaltung angelegt, weil die Schaltung 20 für andere erfindungsgemäße Anwendungsfälle normalerweise verschiedene Eingangsleitungen aufweist. So ist die Leitung 19 in der in Fig. 1 dargestellten Anlage in der Schaltung 20 über eine Synchronisierungsschaltung, z. B, die Synchronisierungssehaltung in Fig. 2, mit der in Fig. 3 dargestellten Leitung 19'verbunden. Diese Synehronisierungs schaltung empfängt unter Zeitsteuerung der zentralen Steuerschaltung über die Sammelleitung 28 vom Netzwerk 18 Signale im DPCM- Code und bildet unter Zeitsteuerung der Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltung 21 der Sendeleitung einen DPCM-Code. Der letztere Code stellt den Code dar, der tatsächlich auf die Leitung 19' in Fig. 3 aufgeschaltet wird. Die

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Schaltung 21 gev/innt Zeitsteuorungssignale von einer ankommenden Leitung der gleichen Anlage wieder, mit der die abgehende Leitung 23.verbunden ist.

Fachleuten ist bekannt, und die Fig. IA zeigt es, daß, v/emi man einfach ein Interface von Zeitmultiplexleitungen mit Signalen im PCM-Formst bildet, ohne die Vermittlungskapazität des Netzwerkes 18 zu berücksichtigen, die gekoppelten abgehenden und ankommenden Leitungen und somit die Zeitsteuertmgssignale jederzeit dieselben sind. Folglich braucht der Synchronisierer 35 nicht in die Codewiederherstellungs- und Taktwiedergewinnungsschaltung 20 eingebaut zu sein. Eine solche modifizierte Schaltung nur mit den in der Fig. 2 dargestellten Schaltungen ist die Schaltung 20' . Die Schaltungen 11 und 20' arbeiten in jeder Übertragungsrichtung, z. B. der östlichen und westlichen Richtung, der beiden Zeitmultiplexleitungen für pulscodemodulierte Signale, die das erwähnte Interface bilden. Jedoch sind keine Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltungen 21 der Sendeleitung erforderlich, weil die Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltüng 12 der Empfangsleitung für jede Einpfangsrichtung, z.B. 10 Ost oder 10 West, auch die Zeitsteuerung in der anderen, der SettderichtuBg, z. B. 23West oder 23Ost, vorsieht.

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Die Signale auf der Leitung- 19' (Fig. 3) werden als Bitfolgen an einen Akkumulator 51 angelegt, der bei der Abtaslfrequenz von 32 kHz pro ICanal arbeitet, die dureb die an seinem Eingang anliegende Taktfrequenz vorgegeben wird. Der Akkumulator 51 v/eist genau wie der Akkumulator dos in der Fig. 4 dargestellten Qiiantisierers eine Verzögerungssehalümg und einen Rüekkopplungsinultiplizierer auf. Er empfängt aufeinanderfolgende DPCM-Worte in entsprechenden Zeitlagen sukzessiver ^eitralimen imä gibt ein Ausgangssignal im linearen PCM-Format ab. Dieses Aus<rangssignal wird über einen Digitalfilter 53 im Bitfolgeformat an den einen Eingang eines Koeinzidenzgatters 52 angelegt, das bei einem Viertel der PCM- Zeielienf requenz betrieben wird, um das Signal auf die geeignete Ausgangsleitungsfrequenz von 8 Abtastproben pro Sekunde und Kanal zu reduzieren. Eine solche Reduzierung kompensiert nur die Wirkung der in Fig. 2 dargestellten Abtast-, Halte- und Verstärkungsschaltung 32. Der Digitalfilter 53, der typ- und koeffizientenmäßig ähnlich. Filter 33 ist, wird, wie Fig. 3 zeigt, von der Taktfrequenz 32 kHz gesteuert, damit die im linearen PCM-Code v/iedergegebenen und vom Akkumulator 51 empfangenen Signale geglättet werden, bevor sie über das Gatter 52 an den Konverter 56 für lineare in nicht!ineare PCM angelegt werden. Wenn natürlich alle Schaltungen, die ein Eingangssignal an Leitung 19 in Fig. 3

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anlegen können, bereits ein Filter wie z.B. den Filter 33 besitzen, kann auf den Filter 53 verzichtet werden. Der Konverter 56 arbeitet als Lesespeicher und entgegengesetzt wie der in Fig. 2 dargestellte Konverter 31, und legt deshalb an die abgehende Leitung 23 nichtlineare Zeitmultiplexsignale im PCM-Format an. D.h.: lineare "Worte im PCM-Code, die die Codepegel wiedergeben, werden ganzzahlig gerundet (rounded off) und dazu verwendet, von einem Lesespeicher entsprechende Worte im nichtlinearen PCM-Code abzuleiten. Natürlich werden sämtliche in Fig. 3 dargestellte Schaltungen von Zeitbasisinformation gesteuert, die von einer geeigneten Rahmen- und Zeitsteuerungsschaltung, z.B. der Schaltung 21 in Fig. 1, angelegt wird.

Aus der obigen Beschreibung geht hervor, daß eine beträchtliche Zahl von Schaltungsfunktionen erforderlich ist, um die vorliegende Erfindung zu realisieren, und zwar zusätzlich zu den sonst noch vorgesehenen Schaltungsfunktionen zum Ableiten von Zeitbasisinformation, die auf der Eingangsleitung 10 anliegt. Jedoch machen die zusätzlichen Schaltungsfunktionen zum. Reduzieren eines Eingangssignal in ein deltamoduliertes Format, erfolgend durch Steuerung einer ersten Zeitbasisinforination, und anschließendem Wiederherstellen eines pulscodierten Zeichen-

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formates, erfolgend unter Steuerung einer zweiten Zeitbasisinformation, (a) keine teuren Präzisions impedanzbauteile erforderlich, und können dem Stande der Technik entsprechend abgewickelt werden, indem (b) einfache Gatter und Flipflopschaltungen funktionell derart gruppiert werden, daß viele aktive Schaltungen billig auf einem einzigen Siliziumsubstrat hergestellt werden können.

Die vorhergehende Beschreibung hat die Erfindung in den Rahmen einer Nachrichtenübertragimgsanlage hineingestellt, in der die Taktfrequenzdifferenzen im allgemeinen recht klein, z.B. kleiner als 1% sind. Jedoch ist die Erfindung ebenso brauchbar, wenn andere Differenzbereiche verwendet werden. Z.B. hat die Erfindung bis zu Phasendifferenzen von mehr als 30% zufriedenstellend gearbeitet.

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Claims

BLUMBACH · WESER ■ BERQEN & KRAMER PATENTANWÄLTE IN WIESBADEN UND MÜNCHEN <J O / QQnC DIPL.-ING. P. G. ELUMBACH · DlPL-PHYS. Dr. W. WtSER · DIPL-ING. DR. JUR. P. BERGEN DIPL-ING. R. KRAMEK WIESBADFN ■ SONNENBEP.GLR SlRASSE 43 · ILL (06121) 562943, 5619 9S MÜNCHEN PATENTANSPRÜCHE

1. Vorrichtung zur Signalübertragung zwischen Anlagen

mit nichtsynchroner Zeitsteuerung,

dadurch gekennzeichnet, daß Signale (auf 10) einer ersten
Anlage mit einer ersten Zeitsteuerungseinstellung in ein Format umgewandelt werden (durch 31 bis 33, 36 und 43), das von der Zeitsteuerung unabhängig ist, und daß die Signale benutzt werden (auf 17) Signale für eine zweite Anlage mit einer zv/eiten
Zeitsteuerungseinstellung· zu erzeugen (durch 45 bis 47).

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signäe wenigsten einer der Anlagen ein Pulscodemodulations-Forniat aufweisen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch-gekennzeichnet, daß die Pulscode-Signale wenigsten einer der Anlagen
codiert sind. --^

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4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Anspräche, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale der ersten Anlage in ein Deltamodulationsformat umgewandelt werden,

5. Vorrichtung nach einem, der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale wenigstens einer der Anlagen ein Zeitinultiplex-Format aufweisen.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale unter Verwendung eines Binäi'ziff er-Multiplizierers (43) umgewandelt werden.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die umgewandelten Signale im Konverter (47) Signale mit einer zweiten Zeitsteuerungseinstellung erzeugen.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der zweiten Zeitsteuerungseinstellung erzeugten Signale in einem Pufferspeicher (45) gespeichert werden.

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9. Vorrichtung nach e inem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sifnalc der ersten Anlage zunächst ein lineares Pulßcode-Format aufweisen und danach durch (36) differenzquantisiert werden.

10» Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, die Signale der ersten Anlage an ein Filter (33) mit einer Durclilaßkennlinie angelegt werden, die von (48) entsprechend der Phasendifferenz zwischen der ersten und zweiten Zeitsteuerungs einstellung gesteuert werden kann.

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I ^Ä ·♦

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