DE2058450A1

DE2058450A1 - Verfahren und Geraet zur Wiedergabe von empfangenen Datensignalen

Info

Publication number: DE2058450A1
Application number: DE19702058450
Authority: DE
Inventors: Hisashi Kobayashi
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1969-12-15
Filing date: 1970-11-27
Publication date: 1971-11-25
Also published as: US3634773A; GB1323446A; FR2071791A5; JPS4842368B1

Description

Dr. phil. G.B. HAGEN 2 O 5 8 4 5 Q

Patentanwalt

8000 MUNCHEN-SOLLN

Franz-Hals-Straße 21

Telefon 796213

München, 11. März 1971 ID 2806 //

Aktenzeichen P 20 58 450.9
IBM Corporation

Heue Besehreibungsseite 1

Verfahren und Gerät zur Wiedergabe von empfangenen Datensignalen

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und ein Gerät zur Wiedergabe von empfangenen Datensignalen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren und ein Gerät für die Wiedergabe, die Gewinnung von Abtastzeit und Trägerphase von empfangenen Daten in digitalen Datenübertragungssystemen u. ä.

Von einem Übertragungskanal oder von Speichermedien oder ähnlichem wiedergegebene digitale Datensignale leiden oft unter verschiedenen Einflüssen, die eine genaue Erkennung eines Signals schwierig machen. Diese Einflüsse können allgemein ein-

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geteilt werden in die Kategorie des Rauschens und die der Zerstörung.

Obwohl in den meisten Fällen Rauschen in den Übertragungskanälen und ähnlichem durch Modulation, Filtern und Codierungstechniken bewältigt werden kann, stellt die Signalζerstörung als Folge von fehlerhaften Übertragungscharakteristiken des Kanales ein besonders schweres Problem dar. Verzögerung und Dämpfung des Trägers führt zur Zerstörung des digitalen Informationssignales, das beispielsweise in einer speziellen Form offenbart ist durch ein zeitliches Überlappen zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen. Das letztere wird allgemein als Zwisehensymbolüberlageh rung bezeichnet. ·

Obwohl verschiedene Formen von Ausgleichern zur Korrektion der Kanalcharakteristiken bereits entwickelt worden sind," sind Zwischensymboluberlagerung und Zerstörung im allgemeinen noch ein Problem bei der unzweideutigen Anzeige von digitaler Information. Dies ist insbesondere der Fall bei linearen Modulationssystemen mit kohärenter Anzeige, beispielsweise Impulsamplitudenmodulation (PAM) mit Restseitenband-Signalübertragung (VSB-Übertragung). Obwohl solche Systeme eine besonders wirksame Weise der Übertragung digitaler Daten bilden, ist es wegen der Beschränkungen der wirksamen KanalCharakteristiken (beispielsweise die Kanalζerstörung oder ähnliches) schwierig, W die gewünschte Genauigkeit in den Phasenbeziehungen zwischen dem in dem lokalen Oszillator an dem Demodulator erzeugten Signal und dem Trägersignal aufrechtzuerhalten.

Typischerweise verwenden solche Systeme eine phasenstarre Schleifenanordnung, in der die Phase des örtlich erzeugten Signals verglichen wird und starr zu der Phase eines Referenzoder Pegelstromes ist, der in das übertragene Signal in Quadratur mit dem modulierten Träger eingeführt wird. Eine

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der Schwierigkeiten einer solchen Anordnung besteht in der ungewünschten Kopplung zwischen Pegelstrom und Datenspektrum. Wegen dieser Kopplung und weil die Bandbreite der phasenstarren Schleife nicht beliebig eng gemacht werden kann, kann die Phasenschwingung des Pegelstromes, die durch Datenkomponenten nahe der Trägerfrequenz hervorgerufen, wird, nicht vernachlässigt werden. Zusätzlich kann wegen Kanalzerstörung das Quadraturverhältnis zwischen dem Pegelstrom und dem modulierten Träger nicht aufrechterhalten werden.

Eine andere Schwierigkeit mit der phasenstarren Schleifenanordnung liegt in einer Sache, die als Phasenauffangzerstörung bezeichnet werden kann. Obwohl die Phasenschiebung praktisch linear über das Datenspektrum in dem Bandpassbereich des Kanales sein kann, ist die Phasenschiebung darüber nicht linear und resultiert in dem Pegelstrom am Ende des Datenspektrums einer bestimmten anderen Phasenschiebung unterliegend als die Datenkomponenten selbst.

Es ist bekannt, daß der Phasenfehler am Demodulator aufgrund des oben angeführten und anderer Faktoren nicht nur die anzuzeigende Signal amplitude sondern auch die Signalform beeinflußt. Das Problem ist begründet durch die Tatsache, daß die Verwendung einer ungeeigneten Referenzzeit am Demodulator für die Abtastung ein großes Ausmaß von bleibender Zerstörung schafft. Es ist klar, daß die Abtastung des Optimums (das heißt, Abtastung der Spitze des demodulierten Impulses) abgetastet werden muß am Ort der verschiedenen Formen der Kanalzerstörung, die selbst wiederum abhängt von solchen Parametern wie der Trägerphase, die auch optimalisiert werden muß im Hinblick auf eine schließlich bleibende Zerstörung. Entsprechend ist für eine wirksame Korrektion zur Minimalisierung der Wahrscheinlichkeit eines Fellfers infolge von Zwischensymbolüberlagerung, Rauschen und Zerstörung in solchen Systemen zusätzlich zur Abgleichung eine Aufrechterhaltung einer ge-

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nauen Abtastzeit und ein Trägerphasenverhältnis am Demodulator notwendig.

Gemäß der Erfindung werden die Trägerphase und Referenzabtastzeit genau von der nachgewiesenen Datenfolge selbst erhalten, wodurch die auftretenden Schwierigkeiten bei Pegelströmen für Phasen- und Zeitwiedergewinnung vermieden werden. Bei der Erfindung werden Abtastzeit und Trägerphase erhalten, indem ein abgeglichenes Muster des demodulierten Signals von dem gleichphasigen Kanal des Demodulators und ein nicht-abgeglichenes Muster des demodulierten Signales vom entsprechenden ersten und zweiten Wechselkanal des Demodulators genommen wird ^ und diese getrennt multipliziert und addiert werden. Die ent-™ sprechend summierten Signale werden dann in einer separaten Schleife rückgeführt zur kontinuierlichen Steuerung der Abtastzeit und der Oszillatorphase, worauf ein engerer Ansatz erhalten wird und dasselbe so in iterativer Weise fortgesetzt wird bis jede der geschlossenen Schleifen auf einen Optimalwert für Trägerphase und Abtastzeit konvergiert.

Entsprechend ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine neue Abtastzeitkorrektionsschaltung für das Abtasten digitaler Daten zu schaffen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung fc einer neuen Phasenkorrektionsschaltung für Trägerphasenkorrektion in Datenübertragungssystemen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten Demodulators für Datenübertragungssysteme.

Eine weitere Aufgabe besteht in der Schaffung eines verbesserten Demodulators für digitale Datenübertragungssysteme unter Verwendung der Impulsamplitudenmodulation mit linearer Modulation zum Filterband.

— i> —

Eine weitere Aufgabe besteht in der Schaffung eines verbesserten Demodulators für digitale Datenübertragungssysteme mit neuen Abtastzeitkorrektionsmitteln für die Optimalisierung der Abtastzeit.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten kohärenten Demodulators für lineare Modulationssysteme mit neuen Phasenkorrektions- und Wiedergewinnungsmitteln.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten Restseitenbandimpulsamplitudfindemodulatorsystems mit rekursiver Abtastzeit und Phasenkorrektionsschaltungen, die wiederholt das empfangene Signal verarbeiten und Werte der unbekannten Abtastzeit und Trägerphasenparameter ableiten, so daß diese Parameter zu deren Optiraalwerten konvergieren.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen im Zusammenhang mit den Figuren beschrieben. Von den Figuren zeigen:

Figur 1 einen typischen Modulator, wie er zur Modulation anzuzeigender digitaler Daten verwendet wird, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform;

Figur 2 eine bevorzugte Ausführungsform des Modulators, in dem die Abtastzeit- und Phasenkorrektionstechniken gemäß der Erfindung verwendet werden;

Figur 3 eine mögliche Form der die Abtastzeit anpassenden Schaltung zur Verwendung in einer Schaltung nach Figur 1;

Figur 4 eine Reihe von Wellenformen, wie sie in der Beschreibung der Phasenkorrektion verwendet werden; und

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Figur 5 eine Reihe von Wellenformen, wie sie in der Beschreibung der Abtastzeitkorrektion verwendet werden.

Die Anordnung in Figur 1 stellt ein typisches Restseitenband-Impulsamplitudenmodulationssystem (VSB-PAM-Modulatorsystem) dar. Bipolare Informationsimpulse, die über der Eingangsleitung 1 dargestellt sind, werden empfangen, um den Impulsgenerator 3 auszulösen. Obwohl Signale mit binärem Niveau gezeigt sind, können auch Signale mit Formen von Vielfach-Niveaus von digitalen Informationssignalen verwendet werden.

Impulsgenerator . 3 liefert ein Grundfrequenzbandsignal, das aus einer Reihe bipolarer Impulse besteht, auf die Ausgangsleitung 5, deren Polarität mit der Polarität der am Eingang empfangenen Informationsimpulse übereinstimmt. Ein Tiefpaßfilter 7 empfängt die rechtwinkligen bipolaren Impulse vom Impulsgenerator 3 und dient zum Ausfiltern hoher Frequenzkomponenten zur Erzeugung von Impulsen mit abgerundeten Formen, wie sie auf der Ausgangsleitung 9 gezeigt sind. Dadurch wird die Grundfrequenzbandsignalbandbreite reduziert, und die Signalcharakteristiken entsprechen mehr den Eigenschaften des Übertragungskanales, über den das Signal gesendet werden soll.

Da die meisten Übertragungskanäle eher als Filterband denn als Grundfrequenzband betrachtet werden können, dient der Linearproduktmodulator 11 als Frequenzschieber oder Übersetzer des Grundfrequenzbanddatensignales vom Tiefpaßfilter 7 in einen passenderen Frequenzbereich in dem Filterbandbereich. Nach der Frequenzübersetzung durch Modulator 11 liefert ein Filter 13 ein Restseitenband-Ausgangssignal zur Übertragung über den Übertragungskanal, der durch den gestrichelten Block 15 gezeigt ist. Die Einführung des Rauschens im Block 15 gezeigt.

Obwohl der Filter 13 als Restseitenbandfilter dargestellt ist, kann auch ein Seitenfilter (SSB-Filter) in gleicher Weise

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verwendet werden, wobei letzteres lediglich ein spezieller Fall des Vorhergehenden ist. Die Restseitenmodulation schließt die Einzelseitenfiltermodu^Lation ein. Im Hinblick auf die im Modulator 11 zur Übertragung des G-rundbandsignales verwendete Funktion cos(uJ_ct+<£) stellt f die dem Demodulator empfangsseitig unbekannte Trägerphase dar und lo _ die Trägerfrequenz.

In der bevorzugten Ausführungsform des Demodulators, wie er in Figur 2 gezeigt ist, werden die modulierten Signale von dem Übertragungskanal über die Eingangsleitung 21 empfangen und laufen durch das Bandpaßfilter 23. Das Bandpaßfilter 23,, das irgendeines der herkömmlichen Filter sein kann, ist so gewählt, daß die modulierte Trägerwelle hindurch kann und gleichzeitig das Rauschen reduziert wird. Zusätzlich sind die Frequenzcharakteristiken dieses Filters so gewählt, daß sie mit dem ankommenden Signal im Übertragungskanal abgepaßt Bind.

Wie in Figur 2 gezeigt ist, demoduliert der Produktdemodulator 25, auf den im folgenden als den gleichphasigen Kanal bezug genommen wird, das empfangene Signal zurück auf das G-rundfrequenzband und läßt die daraus sich ergebenden Signale vom PAM-digitalen Informationstyp mit dem G-rundfrequenzband zum Tiefpaßfilter 27. Der Tiefpaßfilter 27, der einer von der bekannten Art der Tiefpaßfilter sein kann, wird so gewählt, daß die Eigenschaften der G-rundfrequenzbandsignalfοrm so getroffen werden, daß dieses gefiltert und das Rauschen vermindert wird.

Das G-rundfrequenzbandausgangssignal vom Filter 27 wird abgetastet durch den Abtastschalter 29. Der Schalter kann natürlich wieder einer von bekannter Art sein. Die ausgetasteten Daten werden verarbeitet durch den anpassungsfähigen Ausgleicher 31, der von bekannter Art sein kann und eine geschlossene Schleifenanpassung zur Änderung in den Übertragungskanaleigenschaften liefert. Sind die Eigenschaften des Übertragungskanales bekannt und zeitinvariant, dann kann ein

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festgesetzter Ausgleich zum Kompensieren der Übertragungskanaleigenschaften verwendet werden. Bezüglich einer mehr ins Einzelne gehenden Diskussion der Ausgleichung der Grundfrequenzbandsignale wird auf das Buch "Principles of Data Communication" von Lucky et al, McGraw-Hill Verlag, 1968, verwiesen. In bezug auf Figur 2 soll auch darauf hingewiesen werden, daß der Schalter 29 und der Ausgleicher 31 miteinander ausgetauscht werden können, das heißt, das Signal kann nach dem Ausgleich oder vorher ausgetastet werden, so daß der Ausgleich 31 zwischen Tiefpaßfilter 27 und Kontaktpunkt 28 des Schalters liegen kann.

^ Das Ausgangssignal von dem anpassungsfähigen Ausgleicher 31 ^ läuft über den Schwellendetektor 33, in dem die/gesamte Information repräsentierende digitale Darstellungen erzeugt werden. Der Schwellendetektor kann einer von den bekannten Schwellendetektoren sein, die die Niveaus von empfangenden Signalen anzeigen. Für binäre Datenübertragung kann dieser Detektor beispielsweise ein einfacher Polaritätsdetektor sein. In einem System mit mehr als zwei Niveaus sollte etwa ein Schwellenniveau (threshold level slicer) verwendet werden zur Erzeugung einer Anzeige der verschiedenen Niveaus der empfangenen Daten.

Die Abtastzeit-und Trägerphasenkorrektions-und Wiedergewinnungsfc schaltungen gemäß der Erfindung sind im unteren Teil von Figur 2 gezeigt, in dem die Ausgänge von den Integratoren 41 und 43 kontinuierlich das entsprechend abgeschätzte Fehlersignal zur Abtastzeit-Anpassungsschaltung 45 und zur Phasenschieberoszillatorschaltung 47 liefern. Der Oszillator liefert ein Ausgangssignal mit der Trägerfrequenz <^_c . In dieser Hinsicht sei darauf hingewiesen, daß bei genügender Stabilität des Übertrageroszillators,der beispielsweise durch das modulierende Oszillatorsignal am Modulator 11 in Figur 1 dargestellt ist^und des EmjSfängeroszillators, der durch den Oszillator 47 im Demodulator in Figur 2 gezeigt ist, der

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letztere Oszillator unabhängig die gewünschte Frequenz <-u _ am Empfänger erzeugen kann* und jede mögliche kleine Regelabweichung in der Frequenz zwischen dem Übertrager- und Empfängeroszillator kann durch die Phasenanpassungsanordnung korrigiert werden. In Alternative dazu kann die Frequenz des Oszillators 47 von dem Regelstrom oder Referenzsignal, das mit den modulierten Daten gesandt wird, nach der gewöhnlichen Technik gewonnen werden.

In gleicher Weise können der in Figur 3 gezeigte Taktimpulsgenerator 81, der Taktimpulse mit einer Periode T für den Modulator in Figur 2 liefert,und der Taktimpulsgenerator 2 am Übertragermodulator in Figur 1 hinreichend stabil gemacht werden, so daß dem ersteren erlaubt wird, Impulse unabhängig am Demodulator zu erzeugen, da kleine Differenzen in der Impulswiederholungsrate oder -frequenz zwischen dem ersten und dem letzteren korrigiert werden können durch die Abtastzeitausgleichsanordnung gemäß der Erfindung, In Alternative dazu können die Taktimpulsfrequenz oder Wiederholungsrate für das Austasten abgeleitet werden von dem Datensignal oder von einem Pegelstrom, der mit den modulierten Daten gesandt wird.

Das Prinzip der Arbeitsweise in Übereinstimmung mit der Erfindung von den Abtastzeit- und Trägerphasenausgleichsschaltungen im unteren Teil von Figur 2 wird im Zusammenhang mit der folgenden Analyse noch besser verstanden werden. Es ist bekannt, daß der Phasenfehler und Austastzeitfehler in einem kohärenten Demodulator der beschriebenen Art nicht nur auf die Amplitude, sondern auch auf die Form der modulierten Signale einwirkt. Entsprechend enthält das verformte demodulierte Ausgangssignal Information bezüglich Phasen- und Austastzeitfehler. Solche Information kann kontinuierlich verwendet werden in der iterativen Abschätzung als Rückführreglerinformation, die erzeugend jede nachfolgende AustastSchätzung in der Zeit verbessert zur Lieferung einer konvergierenden

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Polgenapproximation in bezug auf die Optimumabtastzeit und Trägerphase.

Es soll fa^} die am Eingang des Impulsgenerators 3 in Figur 1 liegende Datenfolge definieren, welche die Signalimpulsspur f(t) über der Leitung 5 moduliert,beziehungsweise in Gang setzt, h (t) stellt die Antwort des VSB Seitenband-Frequenzfilters 13 in Figur 1 dar, und h (t) bezeichnet die Kanalantwort. Zusätzlich soll n(t) ein zusätzliches Rauschen bezeichnen, was in Block 15 in Figur 1 gezeigt ist, und rf und t sollen entsprechend die wahre Phase des Trägers am Demodulator und die wahre oder optimale Referenzzeit zum Austasten am ^ Demodulator bezeichnen. Dann wird das Eingangssignal am Synchrondemodulator von Figur 2 dargestellt durch:

x(t) = s(t-t ;jzO + n(t), wobei

s(t;^) = V > af(t-nT) Y cos(cj t+jf) *h$t),

mit

h(t) = h_v(t) *h_c(t).

Betrachtet man das Rauschspektrum als weißes Spektrum, dann ^ kann gezeigt werden, daß die Maximalwahrscheinlichkeit abschätzt ϊ und ρ des entsprechenden Optimums oder die wirkliche Referenzzeit, die durch t bezeichnet wird, daß sie gemeinschaftlich die folgende Gleichung maximalisieren:

ο »τ / ho ο h=m-N+1

wobei

y(hT;?,t_o) = (x(t) [{f(t-hT-t₀) cos(w _ct+i)} *h(t)J dt,

- OO

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wobei a, die getastete Abschätzung der demodulierten Datenfolge a, ist. Der erste dieser letzteren Ausdrücke, das ist das Integral über den Klammerausdruck / f(t-ηΤ-ΐ ) cos (ω t+^Oj *h(t) mal x(t) kann allgemein als Darstellung der in gleichphasenkanal-kohärenten Demodulationsfunktion in Figur 2 gezeigt werden, die durch den Bandpaßfilter 23 über die Multiplieranzeige 25 unter Verwendung einer Demodulation cos(^ _t + p) und eines Tiefpaßfilters 27, wobei der letztere ein Ausgangssignal hat, welches durch den Austastschalter 29 ausgetastet wird zur Zeit hT +t . Der zweite dieser letzteren Ausdrücke, a-, ,hängt ab von $ dieser gleichphasen-kohärenten Demodulationsfunktion. Ist die Zahl der Summe N groß und für die Eingangsfolge und der Kanal quasi stationär, dann kann L in dem oben identifizierten Wahrscheinlichkeitsausdruck angenähert dargestellt werden durch:

L(J, t₀) S P<J,t₀) [COs(^ -J) r(t_o-t_o) + wobei

j ^)/ ²

+u,

Bei Herleitung des obigen Ausdruckes für r(t) wurde der Ausdruck {aj^ als nicht in Wechselbeziehung stehende Folge behandelt. Läßt man H(to ) in dem obigen Ausdruck für q(t) approximieren durch einen guten Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz bei Ui , wie er durch einen Restseitenbandgrenzfilter 13 in Figur 1 dargestellt wird, dann ist es klar, daß q(t) eine ungerade Funktion und q(t) die Hilbert-Transforraation von r(t) ist.

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Da der obige Ausdruck nur ein einziges Maximum im Bereich ι φ - φ \ < a, Jt -t j < λ, kann der Ausdruck maximalisiert werden durch Verwendung der Gradienten-Behandlungsart. Der

Gradient von L in dem obigen Ausdruck ist mit Bezug auf t_Q gegeben durch:

Λ Α

t ) Ο

und der Gradient von L nach φ ist gegeben durch:

t ) 2 ^m _A λ ^ ^ h=m-N+1

"^⁰' ' -'^ [{f(t-hT-t₀) sin(^_ct₊^)J*h(t)J

Aus dem letzten Ausdruck kann gesehen werden, daß der maximale Wahrscheinlichkeitswert für die Phase gegeben ist durch die Summation der Produkte von a. (p), was der getastete maximale Wahrscheinlichkeitsausdruck der übertragenen Datenfolge {&iA » und die Integration der Faltung f(t-hT-t ) sin (<o„+ Φ) *h(t)«xit) ■ ist. Mit Bezug auf Figur 2 kann a, (0) realisiert werden durch das ausgetastete Ausgangssignal des Gleichphasenkanales, das erhalten wird vom anpassungsfähigen Ausgleicher 31 über den Detektor 33. In analoger Weise kann es im Hinblick auf den Gleichphasenkanal von Figur 2 gezeigt werden, daß die Integration der Faltung f(t-hT-t )sin(uj t+js) *h(t) mal x(t) realisiert werden kann durch den Austastwert des Ausgangssignales vom Tiefpaßfilter 51 des Quadraturkanales, wo der Eingang zum Filter abgeleitet wird vom Ausgang eines Multiplierdetektors 49» wobei der letztere wiederum sein moduliertes Eingangssignal vom Bandpaßfilter 23 und sein

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demoduliertes Signal sin(O.+p) vom Phasenschieber 26 empfängt. Der Multiplier 53 liefert das Produkt des durch die zwei Ausdrücke dargestellten Signales, während der Integrator 43 die Summation oder die integrierten Werte des Produktes gibt. Der Ausgang des Integrators 43 liefert entsprechend eine geschätzte Fehlerkorrektionsspannung zum Phasenschieberosziallator 47. Diese Fehlerkorrektionsspannung dient der Anpassung der Phase des Oszillators 47, was wiederum die nächste Korrektur "bewirkt, die etwas enger ist. Dieser Prozeß wird fortgesetzt in Form von iterativen Schritten, bis der Oszillator auf die richtige !Erägerphase konvergiert.

In gleicher Weise kann es von dem schließlich abgeleiteten Ausdruck für die Abtastzeit gesehen werden, daß der maximale Wahrscheinlichkeitsausdruck für die Austastzeit gegeben ist durch die Summation der Produkte SLj₁(^₀) und der partiell abgeleitete Wert von y(hT;^,t₀) im Hinblick auf die Regelabweichungszeit t , wobei y(hT;#,t ) den abgetasteten Wert des Zeitbereiches zum Eingang des Ausgleichers 31 in Figur 2 repräsentiert.

Der obige maximale Wahrscheinlichkeitswert für den Austastzeitausdruck kann realisiert werden mit der Differentiationskanalanordnung in Figur 2. Entsprechend empfängt der Multiplier 55 sowohl das ausgetastete ä_(t)-Ausgangssignal des Grleichtaktkanales vom Ausgleicher 31 als auch den zum Ausgleicher 31 getasteten Zeitbereich, der durch den Differentiator 57 differenziert worden ist. Der Multiplier 55 erzeugt das Produkt dieser beiden Eingangssignale, worauf das Produkt wiederum durch den Integrator 41 integriert wird. Auf diese Weise liefert im Fall der Phasenkorrektionsrückführ - regelschleife der integrierte Wert vom Integrator 41 eine geschätzte Abweichungskorrektionsspannung zur Abtastzeitanpassungsschaltung 45. Diese Fehlerkorrektionsspannung dient zur Anpassung der Abtastzeit, die wiederum bewirkt, daß die nächste Abschätzung eine geringere

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Abweichung aufweist. Der Schleifenprozeß wird in gleicher Weise mit aufeinanderfolgenden iterativen Schritten fortgesetzt, bis die Abtastzeitanpassungsschaltung konvergiert auf die Referenzzeit zur Erzeugung der Optimumabtastung.

Es ist klar, daß trotz der Herleitung der obigen Ausdrücke in Thermen sowohl der Zeit als auch der Phasenparameter Ausdrücke in- ähnlicher Weise für jeden dieser Parameter individuell hergeleitet werden können mit denselben Ergebnissen. In dieser Hinsicht ist zu verstehen, daß entweder die Rüekführanpassungsschaltungen von Figur 2 unabhängig voneinander betätigt werden können, so daß die eine oder andere von ihnen in einem Demodulator oder einer anderen digitalen oder ähnlichen Vorrichtung verwendet werden kann, worin Phasen-oder Zeitwiedergabe nötig oder wünschenswert ist. So kann die Abtastzeitanpassungsrückführungsregelschleife von Figur 2 beispielsweise verwendet werden zur optimalen Abtastung digitaler Daten, die von einer Magnetaufnahmevorrichtung gelesen werden, die in binärer Aufnahmeweise betrieben wird. In solch einer Anordnung sind die von dem Speicher gelesenen Daten in unmodulierter Form und können deshalb direkt zum Ausgleicher 31 in Figur 2 gesendet werden. Es ist evident, daß eine solche Verwendung keine Phasenanpaßrückführschleife von Figur 2 benötigt.

In Figur 3 ist eine beispielsweise Anordnung gezeigt, wie sie zur Abtastzeitabstimmung verwendet werden kann. Bin Taktimpulsgenerator 81 erzeugt Impulse der Periode T entsprechend der Periode der Grundfrequenzbandinformationsimpulse. Bin Sägezahngenerator 83 erzeugt einen Spannungsanstieg als Antwort auf die Taktimpulse, und wenn das Spannungsniveau des Spannungsanstieges vergleichbar ist mit dem Niveau des Fehlereignales, dann wird ein geeigneter Abtastimpuls erzeugt. Auf diese Weise wird die Abtastzeit in Übereinstimmung mit dem Niveau der Fehlerspannung abgestimmt.

Die Art und Weise, in der die Trägerphase und Abtastzeit-

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korrektion arbeitet in Übereinstimmung mit der in Figur 2 gezeigten Anordnung, wird noch besser verstanden werden*, bei Bezugnahme auf die in den Figuren 4 und 5 entsprechend gezeigten Wellenformen. Zur Vereinfachung und um der Klarheit willen sind die Spannungswellenformen in Figuren 4 und 5 kontinuierlich und ungetastet gezeigt, obwohl klar sein soll, daß die tatsächliche an den Multipliern 53 und 55 anliegende Spannung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform von Figur eine ausgetastete Form hat. Entsprechend soll verstanden werden, daß die Spannungswellenformen von Figuren 4 und 5 nur zum Zwecke der Erklärung so abgebildet sind und daß nicht beabsichtigt ist, damit die tatsächliche Spannung zu zeigen.

Das an dem kohärenten Demodulator von Figur 2 empfangene Signal kann ausgedrückt werden durch:

s(t) = f(t) cos.et - f(t)sinu.' (t),

C C

bei der f(t) die Hiltoert-Transformation von f(t) darstellt, die erhalten wird durch Hindurchllassen von f(t) durch das Restseitbandfilter 13 in Figur 1. Es kann dann gezeigt werden, daß das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 27, dessen Eingangssignal vom Produktdemodulator 25 des Gleichtaktkanals des Demodulators von Figur 2 genommen wird, dargestellt werden kann durch:

s (t) = f(t) cos φ + f(t) sin φ.

In gleicher Weise kann gezeigt werden, daß das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 51» dessen Eingangssignal vom Produktdemodulator 49 des Quadraturkanals von Figur 2 kommt, dargestellt werden kann durch:

-Λ \ .λ

s (t) = f(t) cos φ - sin φ f (t).

In bezug; auf die in Figur A gezeigten Wellenformen stellt (a)

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die Punktion f(t) bei ρ = 0 dar. (b) stellt die Punktion von f(t) mit p" = 0 dar. (c) ist eine Darstellung der Punktion s (t), die erhalten wird von dem Gleichtaktprodukt-Demodulator 25 von Pigur 2 für fi<(0. (d) in Pigur 4 ist eine Darstellung der oben definierten Punktion s_rt(t), die erhalten wird von dem Quadraturprodukt-Demodulator 49 für ρ <^ 0. Es kann also von den Wellenformen (a) und (b) von Pigur 4 gesehen werden, daß bei einem Phasenfehler zwischen dem Oszillator 47 und dem ankommenden Träger von 0 das Produkt dieser beiden Wellenformen zur Abtastzeit t , wie es durch den Multiplier 53 in Pigur 2 geliefert wird, 0 ist. Besteht jedoch eine Phasenabweichung zwischen Oszillator 47 und dem einkommenden Träger, dann existiert der Faktor $ in den obigen Ausdrücken S und S für das demodulierte Signal von den Gleichtakt- und Quadraturkanälen, und die Wellenformen (a) und (b) von Pigur 4 sind gegeneinander versetzt. Wie aus Pigur 4 an den Kurven (c) und (d) gesehen werden kann, sind bei negativer Phasenabweichung die Signale in der gezeigten Weise versetzt, und das Produkt davon ist zur Abtastzeit t eine positive Spannung, wie es aus Kurve (e) zu sehen ist, deren Größe eine Anzeige für die Größe von $ ist. Es kann gesehen werden, daß umgekehrt bei ρ mit positivem Wert eine negative Ausgangsspannung mit einer Größe, die als Maßstab für die Größe von ρ gilt, erhalten werden würde. Die Spannung, die eine Punktion der Abschätzung der Phasenabweichung ist, wird erzeugt und in der in Pigur 2 gezeigten Weise zurückgeführt zur Steuerphase, die wiederum eine bessere Abschätzung ermöglicht, usw., bis der Oszillator 47 gleichphasig ist mit der empfangenen Trägerphase.

In Pigur 5 (a) ist eine Signalwellenform vom Tiefpaßfilter von dem Gleichtaktkanal in Pigur 2 gezeigt. Das Signal (b) in Pigur 5 stellt die Ableitung der Wellenform von (a) dar, die durch Differentiation mit dem Differentiator 57 in Pigur 2 erzeugt wird, (c) in Pigur 5 zeigt das Ergebnis von Beispielen von vorhergehender Abtastung zur Zeit t™, späterer

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Abtastung zur Zeit t-r und Optimumabtastung zur Zeit t .

Auf diese Weise entspricht das Abtasten an der Spitze der Wellenform von (a) in Figur 5» welches die Optimumabtastzeit t ist, der Abtastung am Null-Niveau der differenzierten Form (b) in Figur 5> und das Produkt dieser beiden abgetasteten Spannungen, das durch den Produktmultiplier 55 in Figur erzeugt wird, ist Null. Tritt eine Austastung frühzeitig zum ' Zeitpunkt t-p auf, dann kann jedoch gesehen werden, daß das Produkt der ausgetasteten Spannung von den Wellenformen der Figuren 5 (a) und 5 (b) eine positive Spannung mit einer Größe ist, die eine Anzeige für die Größe der-Abweichung in der Abtastzeit ist. Umgekehrt sieht man bei Abtastung zu einer späteren Zeit ty, daß das Produkt der ausgetasteten Spannung von den Wellenformen von Figuren 5 (a) und 5 (b) eine negative Spannung mit einer Größe ist, die ein Maß für die Größe des Fehlers in der Abtastzeit ist.

Obwohl diese Beschreibung bezug genommen hat auf binäre Information, können auch andere Formen digitaler Information in der beschriebenen Anordnung verwendet werden. In solchen Fällen müßte der Schwellendetektor 33 in Figur 2 eine geeignete Entscheidungsniveauanordnung entsprechend den verwendeten digitalen Informationsniveaus aufweisen.

- Patentansprüche: -

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Claims

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Neue Seiten 1-3 der Patentansprüche

/ 1. Verfahren der Wiedergewinnung der Trägerphase eines linear Söodulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, daß das linear modulierte Signal mit einem gleichphasigen Signal multipliziert und die hohen Frequenzkomponenten aus dem Produkt ausgefiltert werden zur Erzeugung eines ersten niederfrequenten Signals,

das das linear modulierte Signal mit einem Quadratursignal multipliziert und die hohen Frequenzkomponenten zur Erzeugung eines zweiten niederfrequenten Signals ausgefiltert werden, daß das erste und das zweite niederfrequente Signal ausgetastet werden und

daß die ausgetasteten Werte des ersten niederfrequenten Signals mit den ausgetasteten Werten des zweiten niederfrequenten Signals kombiniert werden zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das eine Anzeige für die Phasenabweichung zwischen der Trägerphase und der Phase des Gleichtaktsignals ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das erste niederfrequente Signal differenziert und das differenzierte Signal ausgetastet wird und daß die ausgetasteten Werte des ersten niederfrequenten Signals mit den ausgetasteten Werten des differenzierten Signals kombiniert werden zur Erzeugung eines Ausgangssignals,

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das eine Anzeige für die Zeitdifferenz zwischen der verwendeten Austastzeit und der Optimumaustastzeit ist.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ausgetasteten Werte des ersten niederfrequenten Signals vor der Kombination mit den entsprechenden ausgetasteten Werten des zweiten niederfrequenten Signals und die ausgetasteten Werte des differenzierten Signals ausgeglichen werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß das zur Anzeige der Phasendifferenz dienende Ausgangssignal zur Abstimmung der Phase des Gleichtaktsignals mit der Trägerphase und das die Zeitdifferenz anzeigende Ausgangssignal zur Abstimmung der verwendeten Austastzeit mit der Optimumaustastzeit rückgeführt werden.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Schritt der Kombination und der Schritt der weiteren Kombination der ausgetasteten Werte das Kombinieren der ausgetasteten Werte zur Erzeugung eines Produkts einschließen.
6. Austastzeitregelschaltung für das Regeln der Austastzeit einer Austastschaltung mit einer Austasteingangsschaltung und einer Austastausgangsschaltung zur Verwendung in dem Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1-5» dadurch gekennzeichnet, daß der Differentiator (57) mit einem Eingang und einem Ausgang vorgesehen ist, dessen Eingang mit der Austasteingangsschaltung der Austastschaltung verbunden ist, und daß zum Kombinieren des ausgetasteten Ausgangssignals von der Austastausgangsschaltung mit dem Aus-

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gang des Differentiators (57) dienende Kombinationsmittel zur Erzeugung eines Austastzeitregelsignals und das Austastzeitregelsignal an die Austastmittel zur Regelung der Austastzeit in Übereinstimmung damit ankoppelnde Kopplungsmittel vorgesehen sind.
7· Austastschaltung zum Austasten eines Datensignals mit einer Austastzeitanpassungsschaltung zum Anpassen der Zeit zum Austasten des Datensignale gemäß dem Verfahren nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß

Systemeingangsmittel mit Auetastmitteln zum Austasten der Datensignale in Übereinstimmung mit der Austastzeitanpassungsschaltung (45),

ein mit den Austastmitteln gekoppelter Ausgleioher (31) zur Verringerung der Zerstörung der Signaldaten, ein mit den Systemeingangsmitteln gekoppelter Differentiator (57) zum Differenzieren der Signaldaten und ein eine mit dem Ausgang des Ausgleichers (31) verbundene erste Eingangsschaltung aufweisendes Kombinationsmittel mit einer zweiten, mit dem Ausgang des Differentiators (57) verbundenen Eingangsschaltung zur Erzeugung eines Regelsignals und das Regelsignal der Austastzeitanpassungsschaltung (45) zuführende Kopplungsmittel zur Regelung der Austastzeit der Austastmittel vorgesehen sind.
8. Austastschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die das Regelsignal ankoppelnden Mittel Integratormittel (41, 43) und die kombinierenden Mittel Multiplier aufweisen.
9· Austastschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Eingangsschaltung

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der Kombinationsmittel zweite Austastmittel zum Austasten des differenzierten Signals in Übereinstimmung mit der Austastanpassungsschaltung aufweist·
10. Austastschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Eingangsschaltung * der Kombinationsmittel einen Schwellendetektor (33) aufweist, dessen Ausgang Systemausgangsanzeigen der Datensignale liefert.
11. Austast schaltung nach Anspruoh 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Eingangsmittel einen Demodulator zur Demodulierung eines die Signaldaten enthaltenden Tragersignals aufweisen.
12« Austastschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgleicher (31) ein solcher vom anpassungsfähigen Typ ist.

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13. Demodulationssystem mit Trägerphasengewinnungsmitteln für die Gewinnung der Phase aus einem empfangenen modulierten Träger, dadurch gekennzeichnet, daß ein örtlicher Überlagerer für die Erzeugung eines demodulierenden Signales und erste und zweite gekoppelte Demodulatoren zum Empfang des modulierten Trägersignales vorgesehen sind, daß der erste Demodulator mit dem örtlichen Überlagerer gekoppelt ist zum Empfang des demodulierten Signales und zur Schaffung von GIeichtaktdemodulatorkanalmitteln und daß de^ zweite Demodulator mit dem örtlichen Überlagerer gekoppelt ist zum Empfang des demodulierten Signalee davon zur Lieferung von Quadraturdemodulatorkanalmitteln, daß die Austastmittel mit dem Demodulator zum Austasten der demodulierten Signale von jedem der GHeiehtaktdemodulatorkanalmitteln und der Quadraturdemodulatorkanalmitteln gekoppelt sind,

und daß Mittel vorgesehen sind, die Kombinationsmittel und erste und zweite Kopplungsmittel zum Ankoppeln der Kombinationsmittel an die Austastmittel zur Kombination des ausgetasteten Signales von den Gleichtaktdemodulatorkanalmitteln mit dem ausgetasteten Signal von den Quadraturdemodulatormitteln zur Lieferung eines Ausgangssignales zur Anzeige der Phasenabweichung zwischen dem modulierten Trägersignal und dem demodulierten Signal von dem örtlichen Überlagerer vorgesehen sind,

und daß die Rückführregelschaltung das Ausgangssignal von den Kombinationsmitteln an den örtlichen Überlagerer ankoppelt zur Abstimmung der Phase des Überlagerers in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal in den Kombinationsmitteln, wodurch eine iterative und aufeinanderfolgende Biickführregeloperation zur Gewinnung der Trägerphase entsteht.
14. System nach Anspruch 13, dadurch gekennzeich net, daß die ersten Kopplungsmittel einen Ausgleicher (31) aufweisen, der ein Ausgangssignal liefert, das sowohl als Demodulatorsystemausgangssignal als auch als den Kombinations-

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mitteln zuzuführendes Signal dient.
15. System nach Anspruch 14» dadurch gekennzei.cn'. net, daß der Differentiator (57) Eingangsmittel und daran angekoppelt Ausgangsffiittel zum Empfang dee demodulierten Signales vom dem Gleichtaktdemodulatorkanal, angekoppelte Austastmittel zum Austasten des Ausganges der Ausgangsschaltung des Differentiators (57) und sowohl an die beiden Austastmittel als auch an die weiteren Austastmittel angekoppelte Abtastzeitanpassungsmittel zum Anpassen der Austastzeit in Übereinstimmung mit dem den Abtastzeitanpassungsmitteln zugeführten Eingangssignal aufweist,

daß Mittel mit weiteren Kombinationsmitteln und weiteren ersten und zweiten Ankopplungsmittein zum Ankoppeln der Kombinationsmittel und die' entsprechenden Ausgangsmittel des Differentiators und den Ausgang des Ausgleichers zur Lieferung eines die Abweichung zwischen der Operationsaustastzeit und der Optimumabtastzeit anzeigenden Ausgangssignales und eine Rückführungsregelschaltung zum Ankoppeln des Ausgangssignales der weiteren Kombinationsmitti. an den Eingang der AbtastzeitanpassungsjBittel zur Anpassung der Austastzeit der Austastmittel und der weiteren Austastmittel in .Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal der weiteren Kombinationsmittel, wodurch eine iterative Rückftihrungsregeloperation zur Herbeiführung der Optimuaabtastzeit vorgesehen sind.
16. System nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß der Ausgleicher (31) ein anpassungsfähiger Typ ist und daß die ersten Kopplungsmittel einen Schwellendetektor (33) aufweisen, der an den Ausgang des Ausgleichers (31) angekoppelt ist, daß der Schwellendetektor (33) ein Ausgangssignal liefert, das als Demodulationssystemsausgangssignal und als den beiden Kombinationsmitteln und den weiteren Kombinationsmitteln zuzuführendes Signal dient.

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17. System nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückführregelschaltung und die weitere Rückführregel schaltung jeweils Integrationsmittel (43, 41) enthalten.
18. System nach Anspruch 17» dadurch gekennzeichnet , daß der Gleichtaktdemodulatorkanal und der Quadraturdemodulatorkanal jeder einen derart gekoppelten Tiefpaßfilter aufweisen, daß demodulierte Signale den Austastmitteln zugeführt werden.
19. Datenübertragungssystem mit einem kohärenten Demodulator zur !Demodulation des Restseitenbandes eines linear modulierten Trägersignales, das zur Prequenzübertragung eines Impulsamplituden-modulierten Grundbandsignales zum Paßband verwendet wird, bei dem der Demodulator einen Gleichtaktdemodulatorkanal und einen Quadraturdemodulatorkanal und deren Ausgängen angekoppelte Trägerphasenwiedergabemittel enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerphasenwiedergabemittel angekoppelte Austastmittel zum Austasten des Signalausganges von dem Gleichtaktdemodulatorkanal und dem Quadraturdemodulatorkanal, einen Schwellendetektor (33) mit einem an die Austastmittel zum Empfang des Austastsignalausganges von dem Gleichtaktdemodulatorkanal gekoppelten Eingang und einem Ausgang und angekoppelten Kombinationsmitteln zur Kombination des Ausgangssignales von dem Schwellendetektor (33) mit dem Austastsignalausgang von dem Quadraturdemodulatorkanal zur Erzeugung einer als Anzeige für die Abweichung zwischen Phase des Trägersignales und der Phase des demodulierenden Signales der Demodulatorschaltung dienenden Spannung aufweisen.
20. Demodulatorschaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet , daß Austastzeitwiedergabemittel mit an den Gleichtaktdemodulatorkanal angekoppeltem Differentiator zur Erzeugung eines differenzierten Ausgangssignales,

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gekoppelte Kombinationsmittel zur Kombination des differenzierten Ausgangssignales von dem Differentiator mit in dem Ausgangssignal des Schwellendetektors zur Erzeugung einer weiteren Regelspannung, die eine Anzeige für die Differenz zwischen der Abtastzeit «awl· der Abtastmittel und der Optimumabtastzeit bildet, vorgesehen sind.
21. Demodulatorschaltung nach Anspruch 20,dadurch ge-* kennzeichnet, daß die Regelspannung und die weitere Regelspannung jeweils zur entsprechenden Anpassung der Phase des demodulierenden Signales zur Irägerphase und der Austastzeit der Austastmittel zur Optimumaustastzeit rückgeführt werden.
22. Demodulator mit Trägerphasenwiedergabemitteln für die Wiedergabe der Phase eines empfangenen modulierten !ragersignales, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator einen phasenabstimmbaren örtlichen Überlagerer und erste und zweite zum Empfang des modulierten Trägers gekoppelte Demodulatormittel, wobei das erste und das zweite Demodulatormittel an den örtlichen Überlagerer gekoppelt sind zur Bildung eines Gieichtaktdemodulatorkanales und eines Quadraturdemodulatorkanales,

daß ein Ausgleicher mit einem Eingang und einem mit diesem gekoppelten Ausgang zum Empfang des demodulierten Ausgangssignales von dem Gleichtaktdemodulatorkanal, daß angekoppelte Austastmittel zum Austasten des Ausgangssignales des Ausgleichers und zweite angekoppelte Austastmittel zum Austasten des demodulierten Ausgangssignales von dem Quadraturdemodulatorkanal,

Mittel mit an die ersten und zweiten Austastmittel angekoppelten Kombinationsmittel zum Kombinieren des ausgetasteten Ausgangssignales von dem Ausgleicher mit dem ausgetasteten Ausgangssignal des Quadraturkanales zur Erzeugung eines die Abschätzung des Ausmaßes der Phasenabweichung zwischen dem empfangenen Trägersignal und dem örtlichen Überlagerer anzei-

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genden Ausgangssignales und

eine Rückkopplungsregelschaltung, die mit den Kombinationsmitteln und dem örtlichen Überlagerer gekoppelt ist zur Anpassung der Phase des örtlichen Überlagerers in Übereinstimmung mit dem eine Anzeige für die Schätzung der Phasenabweichung von den Kombinationsmitteln bildenden Ausgangssignal vorgesehen sind.
23. System nach Anspruch 22, dadurch gekennzeirhn e t , daß zwischen den ersten Abtastmitteln und den Kombinationsmitteln ein Schwellendetektor vorgesehen ist zur Schaffung einer angezeigten Austastung des Ausganges des Ausgleichers für die Kombinationsmittelpunkte.
24. System nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel auch Integrationsmittel aufweisen, die Kombinationsmittel mit der Rückführregelschaltung verbinden.
25. System nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß ein Differentiator (57) mit einem an den Ausgang des Ausgleichers (31) angekoppelten Eingang und einen Ausgang,

dritte zum Austasten des Ausganges des Differentiators (57) ankoppelte Austastmittel,

an die ersten, zweiten und dritten Austastmittel angekoppelte Abtastzeitanpassungsschaltungsmittel (45) zur Anpassung der Austastzeit der Austastmittel,

weitere Mittel mit weiteren gekoppelten Kombinationsmitteln zum Kombinieren des Ausgangssignales des Differentiators (57) mit der angezeigten Austastung von dem Schwellendetektor (33) zur Erzeugung eines Ausgangssignales, dae eine Anzeige für die Schätzung der Austastzeitabweichung zwischen der tatsächlichen Austastzeit und der Optimumaustastzeit darstellt, und

eine weitere mit den weiteren Kombinationsmitteln und der Abtastzeitanpassungsschaltung (45) gekoppelte weitere Rückführ-

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regelschaltung zur Anpassung der Austastzeit in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal, das eine Anzeige für eine Abschätzung der Austastzeitabweichung von den weiteren Kombinationsmitteln darstellt, vorgesehen sind.
26. System nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Mittel und die weiteren Kombinationsmittel mit der weiteren Rückführregelschaltung koppelnde Integratormittel vorgesehen sind.
27. System nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinationsmittel und die weiteren Kombinationsmittel jeweils eine Multiplikationsstufe aufweisen.
28. Demodulationssystem mit gekoppelten Oszillatormitteln zur Bildung eines Gleichtaktdemodulatorkanals und eines Quadraturdemo dulatοrkanales, mit Trägerphasen-und Abtastzeitwiedergabemitteln für die Wiedergabe der Trägerphase und Austastzeit von einem empfangenen, modulierten Signal, dadurch gekennzeichnet , daß die Trägerphasen-und Austastzeitwiedergabemitt'jl einen mit dem Gleichtaktdemodulatorkanal gekoppelten Differentiator zur Erzeugung eines differenzierten demodulierten Signales,

mit dem Gleichtaktdemodulatorkanal, dem Quadraturdemodulatorkanal und dem Differentiator gekoppelte Austastmittel zur Erzeugung entsprechender Austastsignale davon, Abtastzeitanpassungsmittel, die mit den Austastmitteln zur Anpassung der Austastzeit der Austastmittel gekoppelt sind, einen Ausgleicher mit Sin- und Ausgang und mit dem Eingang gekoppelt zum Empfangen der ausgetasteten Signale von dem Gleichtaktdemodulatorkanal,

zum Kombinieren des Ausgangssignales des Ausgleichers entsprechend mit den ausgetasteten Signalen von dem Quadraturdemodulatorkanal gekoppelte Kombinationsmittel zur Erzeugung eines ersten die Phasenabweichung zwischen dem empfangenen

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Trägersignal und den Oszillatormitteln und mit den ausgetasteten Signalen von dem Differentiator gekoppelte Kombinationsmittel zur Erzeugung eines zweiten Fehlersignales zur Anzeige der Differenz zwischen der tatsächlichen Austastzeit und der Optimumaustastzeit,

eine erste Rückkopplungsregelungsschaltung zur Kopplung des ersten Abweichungssignales zu den Oszillatormitteln zur Anpassung der Phase der Oszillatormittel in Übereinstimmung mit dem ersten Fehlersignal und

zweite Rückkopplungsreglungsschaltungsmittel zur Kopplung des zweiten Fehlersignales zu den Abtastzeitanpassungsmitteln zur Anpassung der Austastzeit der Austastmittel in Übereinstimmung mit dem zweiten Fehlersignal vorgesehen sind.
29. System nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Rückkopplungsregelschaltung jeweils Integrationsmittel enthalten.
30. System nach Anspruch 29»dadurch gekennzeichnet, daß das empfangene modulierte Signal ein Restseitenband zur Modulation eines Impulsamplitudenmodulationssignales von einem Grundfrequenzband zu einem Paßband umfaßt.
31. System nach Anspruch 30,dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichtaktdemodulatorkanal und der Quadraturdemo dul at orkanal jeder einen Tiefpaßfilter (27, 51) enthalten.

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