JPH02170613A - 自動等化装置 - Google Patents
自動等化装置Info
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- JPH02170613A JPH02170613A JP63323294A JP32329488A JPH02170613A JP H02170613 A JPH02170613 A JP H02170613A JP 63323294 A JP63323294 A JP 63323294A JP 32329488 A JP32329488 A JP 32329488A JP H02170613 A JPH02170613 A JP H02170613A
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- Japan
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- transversal filter
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N5/926—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback by pulse code modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は記録システムあるいは伝送システムの自動等化
装置に係り、特に高速高精度でしかも構成が簡易な自動
等化装置に関する。
装置に係り、特に高速高精度でしかも構成が簡易な自動
等化装置に関する。
（従来の技術〕
一般に、周期Ｔのディジタル情報系列において、符号量
干渉が発生しないためには、そのインパルス応答ｈ （
ｔ）は、１／ （２Ｔ）をナイキスト周波数とするいわ
ゆるナイキスト条件を満たさなければならない、すなわ
ち、時刻ｎＴにおいてｈ（ｎＴ）＝ＯＩｎ！≧１ ｈ （ｎＴ） ＝１ ｎ＝０・・・（１） が成立しなければならない、自動等化器は、ＶＴＲやデ
ィスク等から再生されたインパルス応答が式（１）を満
たすように、トランスバーサルフィルタのタップ係数を
自動的に設定するものである。さて、自動等化の基本ア
ルゴリズムにゼロフォーシングと呼ばれるものがある。
干渉が発生しないためには、そのインパルス応答ｈ （
ｔ）は、１／ （２Ｔ）をナイキスト周波数とするいわ
ゆるナイキスト条件を満たさなければならない、すなわ
ち、時刻ｎＴにおいてｈ（ｎＴ）＝ＯＩｎ！≧１ ｈ （ｎＴ） ＝１ ｎ＝０・・・（１） が成立しなければならない、自動等化器は、ＶＴＲやデ
ィスク等から再生されたインパルス応答が式（１）を満
たすように、トランスバーサルフィルタのタップ係数を
自動的に設定するものである。さて、自動等化の基本ア
ルゴリズムにゼロフォーシングと呼ばれるものがある。
この方式に基づいた装置の例を第２図に示す。以下、こ
の図を用いて。
の図を用いて。
本アルゴリズムの動作の概略を説明し、同時に、この方
式の問題点を明確にする。
式の問題点を明確にする。
トランスバーサルフィルタは、通常第２図に示すように
遅延線１，２、利得調整回路３，４，５、および加算器
６からなる。利得調整回路の係数をそれぞれＱ４ とす
る、今、情報源から等化器の出力までのインパルス応答
をｈ （ｔ）とすると、等化器の符号量干渉の絶対値の
和りは次式で与えられる。
遅延線１，２、利得調整回路３，４，５、および加算器
６からなる。利得調整回路の係数をそれぞれＱ４ とす
る、今、情報源から等化器の出力までのインパルス応答
をｈ （ｔ）とすると、等化器の符号量干渉の絶対値の
和りは次式で与えられる。
≠０
ゼロフォーシングアルゴリズムでは、Ｄの値が最小にな
るように、トランスバーサルフィルタの利得を制御する
０時刻ｋＴにおける情報源からのパルス列の値をａ＋ａ
とする（但し、ａｋは“１″あるいはＯ″の２傾倒号で
ある）と、加算器６の時刻ｋＴにおける出力は次式で与
えられる。
るように、トランスバーサルフィルタの利得を制御する
０時刻ｋＴにおける情報源からのパルス列の値をａ＋ａ
とする（但し、ａｋは“１″あるいはＯ″の２傾倒号で
ある）と、加算器６の時刻ｋＴにおける出力は次式で与
えられる。
ここで、等化誤差に相当する信号８ｈは、ｅ ｋ＝ ｙ
ｈ−ａ ｋ−（４） で与えられるｏａｋ′は、ｙｋを第２図の比較器７で識
別再生した値であり、符号誤りがなければａｋと一致す
る。８には、比較器８の出力である。
ｈ−ａ ｋ−（４） で与えられるｏａｋ′は、ｙｋを第２図の比較器７で識
別再生した値であり、符号誤りがなければａｋと一致す
る。８には、比較器８の出力である。
等化誤差の評価関数ＨＪ・は、前述のａｋ’ 、ｅｋに
より ＨＪ ＝Σｓｇｎ （ａ ’ ｍ−Ｊ） ｓｇｎ（ｅ
＋ａ）ｋ＝０ ・・・（５） と与えられる。
より ＨＪ ＝Σｓｇｎ （ａ ’ ｍ−Ｊ） ｓｇｎ（ｅ
＋ａ）ｋ＝０ ・・・（５） と与えられる。
第２図の計算機１０を用いて二のＨＪの値を求めるａ
Ｈｊが正であれば、利得調整回路の係数ｃＪを微小量Δ
だけ増加させ、逆にＨＪが負であれば、微小量Δだけ減
少させることにより、式（２）に示した符号量干渉りを
低減する。入力データが“１′′あるいは“０″がラン
ダムに発生する系列であれば、ここで述べたゼロフォー
シングアルゴリズムにより自動等化ができる。
Ｈｊが正であれば、利得調整回路の係数ｃＪを微小量Δ
だけ増加させ、逆にＨＪが負であれば、微小量Δだけ減
少させることにより、式（２）に示した符号量干渉りを
低減する。入力データが“１′′あるいは“０″がラン
ダムに発生する系列であれば、ここで述べたゼロフォー
シングアルゴリズムにより自動等化ができる。
上述した等化器は基本的に以下の２点の問題がある。
（１）第２図の構成では、Ｈ−の基準になる本線信号は
利得調整回路４を通過するから、利得調整回路は高精度
でなければならない、特に、ディジタルＶＴＲの再生信
号には、テープとヘッドの接触不良に起因する高い周波
数成分を有する振幅変動が生じる。このような信号に対
しては応答速度の速い利得調整回路が必要になる。さら
に、ディジタルＶＴＲには１００Ｍｂｐｓ以上の高速パ
ルスを記録再生するから、利得ｇ＊回路も広帯域のもの
が必要になる。以上の条件をすべて満足する利得調整回
路を実現することは極めて回連である。
利得調整回路４を通過するから、利得調整回路は高精度
でなければならない、特に、ディジタルＶＴＲの再生信
号には、テープとヘッドの接触不良に起因する高い周波
数成分を有する振幅変動が生じる。このような信号に対
しては応答速度の速い利得調整回路が必要になる。さら
に、ディジタルＶＴＲには１００Ｍｂｐｓ以上の高速パ
ルスを記録再生するから、利得ｇ＊回路も広帯域のもの
が必要になる。以上の条件をすべて満足する利得調整回
路を実現することは極めて回連である。
（２）これだけでなく、上述した等化器の構成では、式
（５）の演算は１００Ｍｂｐｓの速度で実行する必要が
ある。また１式（５）の演算はＳＮ比に応じた決まるｍ
個の一連のパルスに対して行われるが、記録再生系では
しばしばドロップアウトが発生するため、これによりパ
ルスが連続して欠落すると、演算結果に重大な誤差が生
じる。
（５）の演算は１００Ｍｂｐｓの速度で実行する必要が
ある。また１式（５）の演算はＳＮ比に応じた決まるｍ
個の一連のパルスに対して行われるが、記録再生系では
しばしばドロップアウトが発生するため、これによりパ
ルスが連続して欠落すると、演算結果に重大な誤差が生
じる。
トランスバーサルフィルタの出力信号を併置した２個の
比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別を行
い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等化誤
差を検出し、これら２種のデータ系列をトランスバーサ
ルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも（（Ｎ
−１）／２＋１）ビットずつ抽出して相関演算を行い、
この結果の累積値でトランスバーサルフィルタのタップ
係数を設定する。
比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別を行
い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等化誤
差を検出し、これら２種のデータ系列をトランスバーサ
ルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも（（Ｎ
−１）／２＋１）ビットずつ抽出して相関演算を行い、
この結果の累積値でトランスバーサルフィルタのタップ
係数を設定する。
このように構成することにより、本線信号に同等利得調
整回路の影響を与えることなく、記録再生系で発生する
等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより自
動等化が可能になる。
整回路の影響を与えることなく、記録再生系で発生する
等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより自
動等化が可能になる。
第１図に本発明による自動等化器の実施例を示す０本発
明では、利得調整器４を用いずに、遅延、ｇｌの出力で
ある本線信号を直接加算器６に供給する。つぎに、加算
器６の出力を２個の比較器に同時に供給し、その振幅を
２値化する。ここで。
明では、利得調整器４を用いずに、遅延、ｇｌの出力で
ある本線信号を直接加算器６に供給する。つぎに、加算
器６の出力を２個の比較器に同時に供給し、その振幅を
２値化する。ここで。
比較器７の閾値は、第３図（Ａ）の復調用闇値に示すよ
うに１”と“０″に対応する振幅の中間レベルを設定す
る。したがって、比較器７の出力は誤りがなければもと
のデータに対応する。一方、比較器８では、その参照レ
ベルに、比較器７のものより高い閾値かまたは低い閾値
いずれか＝一方を与えて加算器６の出力を２値化する。
うに１”と“０″に対応する振幅の中間レベルを設定す
る。したがって、比較器７の出力は誤りがなければもと
のデータに対応する。一方、比較器８では、その参照レ
ベルに、比較器７のものより高い閾値かまたは低い閾値
いずれか＝一方を与えて加算器６の出力を２値化する。
第；う図（Ｂ）は、このうち高い閾値の例を示したもの
である。
である。
ここで、比較器８の出力に１式（４）に示す等イヒ誤差
ｅ、を得るには、高い閾値は信号ａ 、 ｌの４１１
ＩＩに、低い閾値は“０″の振幅に対応させればよい。
ｅ、を得るには、高い閾値は信号ａ 、 ｌの４１１
ＩＩに、低い閾値は“０″の振幅に対応させればよい。
このために、式（５）のＨ４の値を次式のように６変形
する。
する。
式（６）において、前半部（２行目）は信号ａｈがｒａ
ｉ ′１のときに得られる等化誤差を与え、後半部（
３行目）は信号ａｋ′ がｇ Ｏｎの場合に得られる
等化誤差を与える。波形は通常ａｋ′が′１″の場合と
“Ｏ″の場合で対称になるから、前半部か後半部いずれ
か一方だけで等化誤差ＨＪの算出が可能である。しかし
ながら、記録再生系では、しばしば非線形歪の発生によ
り、０１″とＩｔ Ｏ１１の波形が異なる場合がある。
ｉ ′１のときに得られる等化誤差を与え、後半部（
３行目）は信号ａｋ′ がｇ Ｏｎの場合に得られる
等化誤差を与える。波形は通常ａｋ′が′１″の場合と
“Ｏ″の場合で対称になるから、前半部か後半部いずれ
か一方だけで等化誤差ＨＪの算出が可能である。しかし
ながら、記録再生系では、しばしば非線形歪の発生によ
り、０１″とＩｔ Ｏ１１の波形が異なる場合がある。
したがって、両者に対してＨＪの値を求め、この結果を
平均して用いるので望ましい、Ｈｌは、計算機１０を用
いて式（５）に従って計算する。この結果に応じてＤＡ
変換器Ｊ１の値を増減し、比較器８の閾値を所要のａｋ
′ の振幅値になるように制御する。このように比較
器８の閾値を可変することで、等価的に利得調整器４の
機能が実現できる。現在、ＤＡ変換器は既に址子化ビッ
ト数が１０ビット以上でしかも１０ＭＨｚ以上の周波数
で動作可能なものが市販されている。このようなものを
使用すれば、本線信号に同等利得調整回路の影響を与え
ることなく、記録再生系で発生する等化誤差のみを極め
て精度より検出でき、これにより自動等化が可能になる
。よって、上述した第１の問題は解消される。
平均して用いるので望ましい、Ｈｌは、計算機１０を用
いて式（５）に従って計算する。この結果に応じてＤＡ
変換器Ｊ１の値を増減し、比較器８の閾値を所要のａｋ
′ の振幅値になるように制御する。このように比較
器８の閾値を可変することで、等価的に利得調整器４の
機能が実現できる。現在、ＤＡ変換器は既に址子化ビッ
ト数が１０ビット以上でしかも１０ＭＨｚ以上の周波数
で動作可能なものが市販されている。このようなものを
使用すれば、本線信号に同等利得調整回路の影響を与え
ることなく、記録再生系で発生する等化誤差のみを極め
て精度より検出でき、これにより自動等化が可能になる
。よって、上述した第１の問題は解消される。
つぎに、第２の問題の解消方法について実施例に従って
述べる０等化器に用いるトランスバーサルフィルタのタ
ップ数は、実際上限られる。ここでは−例として、タッ
プ数を３に設定し、以下具体例を説明する６いま、式（
６）の２行目の前半部のみを用いて各タップ係数の等化
誤差を検出する場合を考えてみる。各タップ係数を制御
する評価値ＨＪは次式で与えられる。
述べる０等化器に用いるトランスバーサルフィルタのタ
ップ数は、実際上限られる。ここでは−例として、タッ
プ数を３に設定し、以下具体例を説明する６いま、式（
６）の２行目の前半部のみを用いて各タップ係数の等化
誤差を検出する場合を考えてみる。各タップ係数を制御
する評価値ＨＪは次式で与えられる。
履
・・（７）
この式においてｎを１とすれば式（６）の前半部に一致
する。しかし、ｎ＝１である必然性はなく。
する。しかし、ｎ＝１である必然性はなく。
例えばＨｌをみれば、隣接するａ’ｈとｅｋの系列があ
れば、Ｈｒの値を求めることができる。このことは同様
に、Ｈ−ｔ、Ｈａに対しても成立する。
れば、Ｈｒの値を求めることができる。このことは同様
に、Ｈ−ｔ、Ｈａに対しても成立する。
ここで、理解を容易にするために、式（７）のＨｚを第
３図に従って具体的に計算してみよう。第３図の波形は
第４図に示すような符号量干渉が孤立波形に生じた場合
に得られる。ここで説明を簡単にするために、ｎビット
毎にサンプリングした結果が第３図の（ａ、ｂ）、（ｂ
、ｃ）、（ｃ、ｄ）・・・・・・・・・・・（ｈ、ｉ）
のような値が得られると仮定する。この場合、第３図（
Ａ）の識別データがす。
３図に従って具体的に計算してみよう。第３図の波形は
第４図に示すような符号量干渉が孤立波形に生じた場合
に得られる。ここで説明を簡単にするために、ｎビット
毎にサンプリングした結果が第３図の（ａ、ｂ）、（ｂ
、ｃ）、（ｃ、ｄ）・・・・・・・・・・・（ｈ、ｉ）
のような値が得られると仮定する。この場合、第３図（
Ａ）の識別データがす。
ｄ、ｅ、ｈの時刻に１″′になり、ｅｋは第３図（Ｂ）
の識別データから得られるからＨｚは次式％式％）（１
） すなわち符号量干渉を低減するように等化器のタップ係
数ａｔ をΔだけ増加させなければならない。他の式に
対しても同様である。この例から明らかなように、トラ
ンスバーサルフィルタのタップ数をＮとすると、ａ’ｂ
と８にの系列から少なくとも（（Ｎ−１）／２＋１）ビ
ットの隣接するデータをそれぞれ抽出して、相関演算を
行うことにより、各タップ係数に対する所要の評価値が
得られる。よって記録再生系のドロップアウトの影響を
避けるにはｎ〉〉１に選べばよい６以上述べたことを具
体的に実行するには、クロック発生器９で発生したクロ
ック信号をｎ分周し、これをゲート回路１２．１３に供
給し、ｎビット毎に隣接する所要の長さのデータを抽出
し、これを用いて計算機１０で各評価値を求めればよい
。以上説明した本発明による自動等化器は、取り扱うデ
ータ系列がランタムであれば動作する。
の識別データから得られるからＨｚは次式％式％）（１
） すなわち符号量干渉を低減するように等化器のタップ係
数ａｔ をΔだけ増加させなければならない。他の式に
対しても同様である。この例から明らかなように、トラ
ンスバーサルフィルタのタップ数をＮとすると、ａ’ｂ
と８にの系列から少なくとも（（Ｎ−１）／２＋１）ビ
ットの隣接するデータをそれぞれ抽出して、相関演算を
行うことにより、各タップ係数に対する所要の評価値が
得られる。よって記録再生系のドロップアウトの影響を
避けるにはｎ〉〉１に選べばよい６以上述べたことを具
体的に実行するには、クロック発生器９で発生したクロ
ック信号をｎ分周し、これをゲート回路１２．１３に供
給し、ｎビット毎に隣接する所要の長さのデータを抽出
し、これを用いて計算機１０で各評価値を求めればよい
。以上説明した本発明による自動等化器は、取り扱うデ
ータ系列がランタムであれば動作する。
以上述べたように、本発明によれば記録システムあるい
は伝送システムに適用できる高速高精度でしかも構成が
簡易な自動等化方式並びに装置を得ることができる。
は伝送システムに適用できる高速高精度でしかも構成が
簡易な自動等化方式並びに装置を得ることができる。
第１図は本発明による自動等化器の実施例構成図、第２
図は自動等化器の従来例、第３図は本発明の自動等化器
の動作波形図、第４図は本発明の自動等化器の動作を示
す補助図である。 Ｚ １ 区 Ｚ ２ ■ ／Ｊ Ｄｋｔ漢器 ／２，７３ デート／４’今罰
器
図は自動等化器の従来例、第３図は本発明の自動等化器
の動作波形図、第４図は本発明の自動等化器の動作を示
す補助図である。 Ｚ １ 区 Ｚ ２ ■ ／Ｊ Ｄｋｔ漢器 ／２，７３ デート／４’今罰
器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、トランスバーサルフィルタの出力信号を併置した２
個の比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別
を行い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等
化誤差を検出し、これら２種のデータ系列をトランスバ
ーサルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも｛
（Ｎ−１）／２＋１｝ビットずつの単位でデータを抽出
して相関演算を行い、この結果の累積値でトランスバー
サルフィルタのタップ係数を設定することを特徴とする
自動等化装置。 ２、少なくとも｛（Ｎ−１）／２＋１｝ビットずつの単
位のデータをｎ（ｎ＞１）ビット毎にサンプリングして
相関演算を行い、この結果の累積値でトランスバーサル
フィルタのタップ係数を設定する請求項１記載の自動等
化装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63323294A JPH02170613A (ja) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | 自動等化装置 |
| US07/454,406 US5151924A (en) | 1988-12-23 | 1989-12-21 | Automatic equalization method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63323294A JPH02170613A (ja) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | 自動等化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02170613A true JPH02170613A (ja) | 1990-07-02 |
Family
ID=18153180
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63323294A Pending JPH02170613A (ja) | 1988-12-23 | 1988-12-23 | 自動等化装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5151924A (ja) |
| JP (1) | JPH02170613A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| EP0566362A2 (en) * | 1992-04-15 | 1993-10-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Adaptive signal equaliser |
| US5703855A (en) * | 1993-04-06 | 1997-12-30 | Hitachi, Ltd. | Optical disk apparatus and recording and reading method for an optical disk using the same |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030063664A1 (en) * | 2001-10-02 | 2003-04-03 | Bodenschatz John S. | Adaptive thresholding for adaptive equalization |
| KR100541885B1 (ko) * | 2002-05-31 | 2006-01-10 | 주움텍스타일 주식회사 | 위주자직형 연마포용 기재 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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