JP2978513B2 - 自動等化装置 - Google Patents
自動等化装置Info
- Publication number
- JP2978513B2 JP2978513B2 JP1249158A JP24915889A JP2978513B2 JP 2978513 B2 JP2978513 B2 JP 2978513B2 JP 1249158 A JP1249158 A JP 1249158A JP 24915889 A JP24915889 A JP 24915889A JP 2978513 B2 JP2978513 B2 JP 2978513B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transversal filter
- automatic equalizer
- data
- bits
- signal
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は記録システムあるいは伝送システムの自動等
化装置に係り、特に高速高精度でしかも構成が簡易な自
動等化装置に関する。
化装置に係り、特に高速高精度でしかも構成が簡易な自
動等化装置に関する。
一般に、周期Ｔのディジタル情報系列において、符号
間干渉が発生しないためには、そのインパルス応答ｈ
（ｔ）は、1/（2T）をナイキスト周波数とするいわゆる
ナイキスト条件を満たさなければならない。すなわち、
時刻nTにおいて ｈ（nT）＝０ |n|≧１ （１） ｈ（nT）＝１ ｎ ＝０ が成立しなければならない。自動等化器は、VTRやディ
スク等から再生されたインパルス応答が式（１）を満た
すように、トランスバーサルフィルタのタップ係数を自
動的に設定するものである。さて、自動等化の基本アル
ゴリズムにゼロフォーシングと呼ばれるものがある。こ
の方式に基づいた装置の例を第２図に示す。以下、この
図を用いて、本アルゴリズムの動作の概略を説明し、同
時に、この方式の問題点を明確にする。 トランスバーサルフィルタは、通常第２図に示すよう
に遅延線1,2、利得調整回路3,4,5、および加算器６から
なる。利得調整回路の係数をそれぞれcjとする。今、情
報源から等化器の出力までのインパルス応答をｈ（ｔ）
とすると、等化後の符号間干渉の絶対値の和Ｄは次式で
与えられる。 ゼロフォーシングアルゴリズムでは、Ｄの値が最小に
なるように、トランスサーバルフィルタの利得を制御す
る。時刻kTにおける情報源からのパルス列の値をakとす
る（但し、akは“1"あるいは“0"の２値信号である）
と、加算器６の時刻kTにおける出力は次式で与えられ
る。 ここで、等化誤差に相当する信号ekは、 ek＝yk−ak′ （４） で与えられる。ak′は、ykを第２図の比較器７で識別再
生した値であり、符号誤りがなければakと一致する。ek
は、比較器８の出力である。投下誤差の評価関数Hjは、
前述のak′,ekにより と与えられる。 第２図の計算機10を用いてこのHjの値を求める。Hjが
正であれば、利得調整回路の係数cjを微小量Δだけ増加
させ、逆にHjが負であれば、微小量Δだけ減少させるこ
とにより、式（２）に示した符号間干渉Ｄを低減する。
入力データが“1"あるいは“0"がランダムに発生する系
列であれば、ここで述べたゼロフォーシングアルゴリズ
ムにより自動等化ができる。
間干渉が発生しないためには、そのインパルス応答ｈ
（ｔ）は、1/（2T）をナイキスト周波数とするいわゆる
ナイキスト条件を満たさなければならない。すなわち、
時刻nTにおいて ｈ（nT）＝０ |n|≧１ （１） ｈ（nT）＝１ ｎ ＝０ が成立しなければならない。自動等化器は、VTRやディ
スク等から再生されたインパルス応答が式（１）を満た
すように、トランスバーサルフィルタのタップ係数を自
動的に設定するものである。さて、自動等化の基本アル
ゴリズムにゼロフォーシングと呼ばれるものがある。こ
の方式に基づいた装置の例を第２図に示す。以下、この
図を用いて、本アルゴリズムの動作の概略を説明し、同
時に、この方式の問題点を明確にする。 トランスバーサルフィルタは、通常第２図に示すよう
に遅延線1,2、利得調整回路3,4,5、および加算器６から
なる。利得調整回路の係数をそれぞれcjとする。今、情
報源から等化器の出力までのインパルス応答をｈ（ｔ）
とすると、等化後の符号間干渉の絶対値の和Ｄは次式で
与えられる。 ゼロフォーシングアルゴリズムでは、Ｄの値が最小に
なるように、トランスサーバルフィルタの利得を制御す
る。時刻kTにおける情報源からのパルス列の値をakとす
る（但し、akは“1"あるいは“0"の２値信号である）
と、加算器６の時刻kTにおける出力は次式で与えられ
る。 ここで、等化誤差に相当する信号ekは、 ek＝yk−ak′ （４） で与えられる。ak′は、ykを第２図の比較器７で識別再
生した値であり、符号誤りがなければakと一致する。ek
は、比較器８の出力である。投下誤差の評価関数Hjは、
前述のak′,ekにより と与えられる。 第２図の計算機10を用いてこのHjの値を求める。Hjが
正であれば、利得調整回路の係数cjを微小量Δだけ増加
させ、逆にHjが負であれば、微小量Δだけ減少させるこ
とにより、式（２）に示した符号間干渉Ｄを低減する。
入力データが“1"あるいは“0"がランダムに発生する系
列であれば、ここで述べたゼロフォーシングアルゴリズ
ムにより自動等化ができる。
上述した等化器は基本的に以下の２点の問題がある。 （１）第２図の構成では、Hjの基準になる本線信号は利
得調整回路４を通過するから、利得調整回路は高精度で
なければならない。特に、ディジタルVTRの再生信号に
は、テープとヘッドの接触不良に起因する高い周波数成
分を有する振幅変動が生じる。このような信号に対して
は応答速度の速い利得調整回路が必要になる。さらに、
ディジタルVTRには100Mbps以上の高速パルスを記録再生
するから、利得調整回路も広帯域のものが必要になる。
以上の条件をすべて満足する利得調整回路を実現するこ
とは極めて困難である。 （２）これだけでなく、上述した等化器の構成では、式
（５）の演算は100Mbpsの速度で実行する必要がある。
また、式（５）の演算はSN比に応じて決まるｍ個の一連
のパルスに対して行われるが、記録再生系ではしばしば
ドロップアウトが発生するため、これによりパルスが連
続して欠落すると、演算結果に重大な誤差が生じる。
得調整回路４を通過するから、利得調整回路は高精度で
なければならない。特に、ディジタルVTRの再生信号に
は、テープとヘッドの接触不良に起因する高い周波数成
分を有する振幅変動が生じる。このような信号に対して
は応答速度の速い利得調整回路が必要になる。さらに、
ディジタルVTRには100Mbps以上の高速パルスを記録再生
するから、利得調整回路も広帯域のものが必要になる。
以上の条件をすべて満足する利得調整回路を実現するこ
とは極めて困難である。 （２）これだけでなく、上述した等化器の構成では、式
（５）の演算は100Mbpsの速度で実行する必要がある。
また、式（５）の演算はSN比に応じて決まるｍ個の一連
のパルスに対して行われるが、記録再生系ではしばしば
ドロップアウトが発生するため、これによりパルスが連
続して欠落すると、演算結果に重大な誤差が生じる。
【課題を解決するための手段】 トランスバーサルフィルタの出力信号を併置した２個
の比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別を
行い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等化
誤差を検出し、これら２種のデータ系列をトランスバー
サルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも
｛（Ｎ−１）/2＋１｝ビットずつ抽出して相関演算を行
い、この結果の累積置でトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を設定する。
の比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別を
行い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等化
誤差を検出し、これら２種のデータ系列をトランスバー
サルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも
｛（Ｎ−１）/2＋１｝ビットずつ抽出して相関演算を行
い、この結果の累積置でトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を設定する。
このように構成することにより、本線信号に何等利得
調整回路の影響を与えることなく、記録再生系で発生す
る等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより
自動等化が可能になる。
調整回路の影響を与えることなく、記録再生系で発生す
る等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより
自動等化が可能になる。
第１図に本発明による自動等化器の実施例を示す。本
発明では、利得調整器４を用いずに、遅延線１の出力で
ある本線信号を直接加算器６に供給する。つぎに、加算
器６の出力を２個の比較器に同時に供給し、その振幅を
２値化する。ここで、比較器７の閾値は、第３図（Ａ）
の復調用閾値に示すように“1"と“0"に対応する振幅の
中間レベルに設定する。したがって、比較器７の出力は
誤りがなければもとのデータに対応する。一方、比較器
８では、その参照レベルに、比較器７のものより高い閾
値かまたは低い閾値いずれか一方を与えて加算器６の出
力を２値化する。第３図（Ｂ）は、このうち高い閾値の
例を示したものである。ここで、比較器８の出力に、式
（４）に示す等化誤差ekを得るには、高い閾値は信号
ak′の“1"に、低い閾値は“0"の振幅に対応させればよ
い。このために、式（５）のHjの値を次式のように、変
形する。 式（６）において、前半部（２行目）は信号ak′が
“1"のときに得られる等化誤差を与え、後半部（３行
目）は信号ak′が“0"の場合に得られる等化誤差を与え
る。波形は通常ak′が“1"の場合と“0"の場合で対称に
なるから、前半部か後半部いずれか一方だけで等化誤差
Hjの算出が可能である。しかしながら、記録再生系で
は、しばしば非線形歪の発生により、“1"と“0"の波形
が異なる場合がある。したがって、両者に対してHjの値
を求め、この結果を平均して用いるのが望ましい。H
jは、計算機10を用いて式（５）に従って計算する。こ
の結果に応じてDA変換器11の値を増減し、比較器８の閾
値を所要のak′の振幅値になるように制御する。このよ
うに比較器８の閾値を可変することで、等価的に利得調
整器４の機能が実現できる。現在、DA変換器は既に量子
化ビット数が10ビット以上でしかも10MHz以上の周波数
で動作可能なものが市販されている。このようなものを
使用すれば、本線信号に何等利得調整回路の影響を与え
ることなく、記録再生系で発生する等化誤差のみを極め
て精度よく検出でき、これにより自動等化が可能にな
る。よって、上述した第１の問題は解消される。 つぎに、第２の問題の解消方法について実施例に従っ
て述べる。等化器に用いるトランスバーサルフィルタの
タップ数は、実際上限られる。ここでは一例として、タ
ップ数を３に設定し、以下具体例を説明する。いま、式
（６）の２行目の前半部のみを用いて各タップ係数の等
化誤差を検出する場合を考えてみる。各タップ係数を制
御する評価値Hjは次式で与えられる。 この式においてｎを１とすれば式（６）の前半部に一
致する。しかし、ｎ＝１である必然性はなく、例えばH1
をみれば、隣接するａ′ｋとekの系列があれば、H1の値
を求めることができる。このことは同様に、H-1、H0に
対しても成立する。ここで、理解を容易にするために、
式（７）のH1を第３図に従って具体的に計算してみよ
う。第３図の波形は第４図に示すような符号間干渉が孤
立波形に生じた場合に得られる。ここで説明を簡単にす
るために、Ｎビット毎にサンプリングした結果が第３図
の（a,b）、（b,c）、（c,d）……………（h,i）のよう
な値が得られると仮定する。この場合、第３図（Ａ）の
識別データがb,d,e,hの時刻に“1"になり、ekは第３図
（Ｂ）の識別データから得られるからH1は次式になる。 H1＝（−１）（−１）＋（−１）（１）＋（１）
（１）＋（−１）（−１） ＝２ （８） すなわち符号間干渉を低減するように等化器のタップ
係数c1をΔだけ増加させなければならない。他の式に対
しても同様である。この例から明らかなように、トラン
スバーサルフィルタのタップ数をＮとすると、ａ′ｋと
ekの系列から少なくとも｛（Ｎ−１）/2＋１｝ビットの
隣接するデータをそれぞれ抽出して、相関演算を行うこ
とにより、各タップ係数に対する所要の評価値が得られ
る。よって記録再生系のドロップアウトの影響を避ける
にはｎ≫１に選べばよい。以上述べたことを具体的に実
行するには、クロック発生器９で発生したクロック信号
をｎ分周し、これをゲート回路12,13に供給し、ｎビッ
ト毎に隣接する所要の長さのデータを抽出し、これを用
いて計算機10で各評価値を求めればよい。以上説明した
本発明による自動等化器は、取り扱うデータ系列がラン
ダムであれば動作する。しかし、取り扱うデータの中に
は極めて自己相関の強いものがある。例えば、最近放送
用ディジタルVTRでは、“1"あるいは“0"の情報を記録
する符号として、M2（Miller squared）と呼ばれるハー
フレートコードが用いられている。その詳細は特開昭52
−114206号公報に示されている。このような符号では、
偶数系列あるいは奇数系列それぞれでデータ構造に周期
性が発生する可能性がある。このような符号に対して
も、本発明による等化器が効果的に動作するには、同系
列から同時に等化に必要な情報を得る必要がある。この
場合には、分周数ｎを奇数に選ぶ。
発明では、利得調整器４を用いずに、遅延線１の出力で
ある本線信号を直接加算器６に供給する。つぎに、加算
器６の出力を２個の比較器に同時に供給し、その振幅を
２値化する。ここで、比較器７の閾値は、第３図（Ａ）
の復調用閾値に示すように“1"と“0"に対応する振幅の
中間レベルに設定する。したがって、比較器７の出力は
誤りがなければもとのデータに対応する。一方、比較器
８では、その参照レベルに、比較器７のものより高い閾
値かまたは低い閾値いずれか一方を与えて加算器６の出
力を２値化する。第３図（Ｂ）は、このうち高い閾値の
例を示したものである。ここで、比較器８の出力に、式
（４）に示す等化誤差ekを得るには、高い閾値は信号
ak′の“1"に、低い閾値は“0"の振幅に対応させればよ
い。このために、式（５）のHjの値を次式のように、変
形する。 式（６）において、前半部（２行目）は信号ak′が
“1"のときに得られる等化誤差を与え、後半部（３行
目）は信号ak′が“0"の場合に得られる等化誤差を与え
る。波形は通常ak′が“1"の場合と“0"の場合で対称に
なるから、前半部か後半部いずれか一方だけで等化誤差
Hjの算出が可能である。しかしながら、記録再生系で
は、しばしば非線形歪の発生により、“1"と“0"の波形
が異なる場合がある。したがって、両者に対してHjの値
を求め、この結果を平均して用いるのが望ましい。H
jは、計算機10を用いて式（５）に従って計算する。こ
の結果に応じてDA変換器11の値を増減し、比較器８の閾
値を所要のak′の振幅値になるように制御する。このよ
うに比較器８の閾値を可変することで、等価的に利得調
整器４の機能が実現できる。現在、DA変換器は既に量子
化ビット数が10ビット以上でしかも10MHz以上の周波数
で動作可能なものが市販されている。このようなものを
使用すれば、本線信号に何等利得調整回路の影響を与え
ることなく、記録再生系で発生する等化誤差のみを極め
て精度よく検出でき、これにより自動等化が可能にな
る。よって、上述した第１の問題は解消される。 つぎに、第２の問題の解消方法について実施例に従っ
て述べる。等化器に用いるトランスバーサルフィルタの
タップ数は、実際上限られる。ここでは一例として、タ
ップ数を３に設定し、以下具体例を説明する。いま、式
（６）の２行目の前半部のみを用いて各タップ係数の等
化誤差を検出する場合を考えてみる。各タップ係数を制
御する評価値Hjは次式で与えられる。 この式においてｎを１とすれば式（６）の前半部に一
致する。しかし、ｎ＝１である必然性はなく、例えばH1
をみれば、隣接するａ′ｋとekの系列があれば、H1の値
を求めることができる。このことは同様に、H-1、H0に
対しても成立する。ここで、理解を容易にするために、
式（７）のH1を第３図に従って具体的に計算してみよ
う。第３図の波形は第４図に示すような符号間干渉が孤
立波形に生じた場合に得られる。ここで説明を簡単にす
るために、Ｎビット毎にサンプリングした結果が第３図
の（a,b）、（b,c）、（c,d）……………（h,i）のよう
な値が得られると仮定する。この場合、第３図（Ａ）の
識別データがb,d,e,hの時刻に“1"になり、ekは第３図
（Ｂ）の識別データから得られるからH1は次式になる。 H1＝（−１）（−１）＋（−１）（１）＋（１）
（１）＋（−１）（−１） ＝２ （８） すなわち符号間干渉を低減するように等化器のタップ
係数c1をΔだけ増加させなければならない。他の式に対
しても同様である。この例から明らかなように、トラン
スバーサルフィルタのタップ数をＮとすると、ａ′ｋと
ekの系列から少なくとも｛（Ｎ−１）/2＋１｝ビットの
隣接するデータをそれぞれ抽出して、相関演算を行うこ
とにより、各タップ係数に対する所要の評価値が得られ
る。よって記録再生系のドロップアウトの影響を避ける
にはｎ≫１に選べばよい。以上述べたことを具体的に実
行するには、クロック発生器９で発生したクロック信号
をｎ分周し、これをゲート回路12,13に供給し、ｎビッ
ト毎に隣接する所要の長さのデータを抽出し、これを用
いて計算機10で各評価値を求めればよい。以上説明した
本発明による自動等化器は、取り扱うデータ系列がラン
ダムであれば動作する。しかし、取り扱うデータの中に
は極めて自己相関の強いものがある。例えば、最近放送
用ディジタルVTRでは、“1"あるいは“0"の情報を記録
する符号として、M2（Miller squared）と呼ばれるハー
フレートコードが用いられている。その詳細は特開昭52
−114206号公報に示されている。このような符号では、
偶数系列あるいは奇数系列それぞれでデータ構造に周期
性が発生する可能性がある。このような符号に対して
も、本発明による等化器が効果的に動作するには、同系
列から同時に等化に必要な情報を得る必要がある。この
場合には、分周数ｎを奇数に選ぶ。
以上述べたように、本発明によれば記録システムある
いは伝送システムに適用できる高速高精度でしかも構成
が簡易な自動等化方式並びに装置を得ることができる。
いは伝送システムに適用できる高速高精度でしかも構成
が簡易な自動等化方式並びに装置を得ることができる。
第１図は本発明による自動等化器の実施例構成図、第２
図は自動等化器の従来例、第３図は本発明の自動等化器
の動作波形図、第４図は本発明の自動等化器の動作を示
す補助図である。
図は自動等化器の従来例、第３図は本発明の自動等化器
の動作波形図、第４図は本発明の自動等化器の動作を示
す補助図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヤン・ベルグマンス オランダ国5600ジーアー アインドーフ ェン エヌ・ベー・フィリップス・アイ ンドーフェン・ラボラトリーズ内 (56)参考文献 特開 平２−170613（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−188435（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015
Claims (1)
- 【請求項１】トランスバーサルフィルタの出力信号を併
置した２個の比較器に同時に供給し、一方の比較器で信
号の識別を行い、他方の比較器でその参照レベルを変化
させて等化誤差を検出し、これら２種のデータ系列をト
ランスバーサルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少な
くとも｛（Ｎ−１）/2＋１｝ビットずつの単位でデータ
を抽出して相関，演算を行い、この結果の累積置でトラ
ンスバーサルフィルタのタップ係数を設定する自動等化
装置において、少なくとも｛（Ｎ−１）/2＋１｝ビット
ずつの単位のデータをｎ（ｎ＞１）ビット毎にサンプリ
ングして相関演算を行い、この結果の累積値でトランス
バーサルフィルタのタップ係数を設定する際にサンプリ
ング数ｎを奇数に選ぶことを特徴とする自動等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1249158A JP2978513B2 (ja) | 1989-09-27 | 1989-09-27 | 自動等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1249158A JP2978513B2 (ja) | 1989-09-27 | 1989-09-27 | 自動等化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03112227A JPH03112227A (ja) | 1991-05-13 |
| JP2978513B2 true JP2978513B2 (ja) | 1999-11-15 |
Family
ID=17188771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1249158A Expired - Lifetime JP2978513B2 (ja) | 1989-09-27 | 1989-09-27 | 自動等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2978513B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9491016B2 (en) | 2011-11-04 | 2016-11-08 | Fujitsu Limited | Equalization processing apparatus, wireless communication terminal, and equalization processing method |
-
1989
- 1989-09-27 JP JP1249158A patent/JP2978513B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9491016B2 (en) | 2011-11-04 | 2016-11-08 | Fujitsu Limited | Equalization processing apparatus, wireless communication terminal, and equalization processing method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03112227A (ja) | 1991-05-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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