JPH03112227A - 自動等化装置 - Google Patents
自動等化装置Info
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- JPH03112227A JPH03112227A JP24915889A JP24915889A JPH03112227A JP H03112227 A JPH03112227 A JP H03112227A JP 24915889 A JP24915889 A JP 24915889A JP 24915889 A JP24915889 A JP 24915889A JP H03112227 A JPH03112227 A JP H03112227A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000013139 quantization Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 101000941450 Lasioglossum laticeps Lasioglossin-1 Proteins 0.000 description 1
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は記録システムあるいは伝送システムの自動等化
装置に係り、特に高速高精度でしかも構成が簡易な自動
等化装置に関する。
装置に係り、特に高速高精度でしかも構成が簡易な自動
等化装置に関する。
【従来技術］
一般に、周期Ｔのディジタル情報系列において、符号量
干渉が発生しないためには、そのインパルス応答ｈ （
ｔ）は、１／ （２Ｔ）をナイキスト周波数とするいわ
ゆるナイキスト条件を満たさなければならない。すなわ
ち、時刻ｎ Ｔにおいてが成立しなければならない。自
動等化器は、ＶＴＲやディスク等から再生されたインパ
ルス応答が式（１）を満たすように、トランスバーサル
フィルタのタップ係数を自動的に設定するものである。 さて、自動等化の基本アルゴリズムにゼロフォーシング
と呼ばれるものがある。この方式に基づいた装置の例を
第２図に示す。以下、この図を用いて、本アルゴリズム
の動作の概略を説明し、同時に、この方式の問題点を明
確にする。 トランスバーサルフィルタは、通常第２図に示すように
遅延線］、２、利得調整回路３，４，５、および加算器
６からなる。利得調整回路の係数殻それぞれＣ４とする
。今、情報源から等化器の出力までのインパルス応答を
ｈ （ｔ）とすると、等化器の符号量干渉の絶対値の
和りは次式で与えられる。 ゼロフォーシングアルゴリズムでは、Ｄの値が最小にな
るように、トランスバーサルフィルタの利得を制御する
。時刻ｋＴにおける情報源からのパルス列の値をａｋと
する（但し、ａ、はｒｒ １． ＋＋あるいはＩＩ Ｏ
＋＋の２値信号である）と、加算器６の時刻ｋ ’Ｔに
おける出力は次式で与えられる。 ここで、 等化誤差に相当する信号ｅ、は、 ８ ｋ−ｙ ＋ｔａ ｋ （４） で与えられる。ａ、′は、ｙ、を第２図の比較器７で識
別再生した値であり、符号誤りがなければａｋと一致す
る。ｅｋは、比較器８の出力である。 等化誤差の評価関数ＩＬは、前述のａｈ、ｅ＋ｔにより Ｈ４−Σ ｓｇｎ （ａ’に−３）ｓｇｎ （ｅ＋
＋） （５）ｋ＝０ と与えられる。 第２図の計算機１０を用いてこのＨＪの値を求める。Ｈ
Ｊが正であれは、利得調整回路の係数ＣＪ髪機微小量だ
け増加させ、逆にＨｌが負であわば、微小量Δだけ減少
させることにより、式（２）に示した符号量干渉りを低
減する。入力データがＩＩ Ｉ ＩＩあるいはｕ Ｏ＋
＋がランダムに発生する系列であれば、ここで述べたゼ
ロフォーシングアルゴリズムにより自動等化ができる。 【発明が解決しようとする課題】 上述した等化器は基本的に以下の２点の問題がある。 （１）第２図の構成では、ＨＪの基準になる本線信号は
利得調整回路４を通過するから、利得調整回路は高精度
でなければならない。特に、ディジタルＶＴＲの再生信
号には、テープとヘッドの接触不良に起因する高い周波
数成分を有する振幅変動が生しる。このような信号に対
しては応答速度の速い利得調整回路が必要になる。さら
に、ディジタルＶＴＲには１００Ｍｂｐｓ以上の高速ノ
τルスを記録再生するから、利得調整回路も広帯域のも
のが必要になる。以」−の条件をすべて満足する利得調
整回路を実現することは極めて困難である。 （２）これだけでなく、上述した等化器の構成では、式
（５）の演算は１００Ｍｂｐｓの速度で実行する必要が
ある。また、式（５）の演算はＳＮ比に応じて決まるｒ
ｎ個の一連のパルスに対して行われるが、記録再生系で
はしばしばドロップアウトが発生するため、これにより
パルスが連続して欠落すると、演算結果に重大な誤差が
生じる。 ［課題を解決するための手段］ トランスバーサルフィルタの出力信号を併置した２個の
比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別を行
い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等化誤
差を検出し、これら２種のデータ系列を１−ランスバー
サルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも（（
Ｎ−１，）／２＋１）ビットずつ抽出して相関演算を行
い、この結果の累積値でトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を設定する。
干渉が発生しないためには、そのインパルス応答ｈ （
ｔ）は、１／ （２Ｔ）をナイキスト周波数とするいわ
ゆるナイキスト条件を満たさなければならない。すなわ
ち、時刻ｎ Ｔにおいてが成立しなければならない。自
動等化器は、ＶＴＲやディスク等から再生されたインパ
ルス応答が式（１）を満たすように、トランスバーサル
フィルタのタップ係数を自動的に設定するものである。 さて、自動等化の基本アルゴリズムにゼロフォーシング
と呼ばれるものがある。この方式に基づいた装置の例を
第２図に示す。以下、この図を用いて、本アルゴリズム
の動作の概略を説明し、同時に、この方式の問題点を明
確にする。 トランスバーサルフィルタは、通常第２図に示すように
遅延線］、２、利得調整回路３，４，５、および加算器
６からなる。利得調整回路の係数殻それぞれＣ４とする
。今、情報源から等化器の出力までのインパルス応答を
ｈ （ｔ）とすると、等化器の符号量干渉の絶対値の
和りは次式で与えられる。 ゼロフォーシングアルゴリズムでは、Ｄの値が最小にな
るように、トランスバーサルフィルタの利得を制御する
。時刻ｋＴにおける情報源からのパルス列の値をａｋと
する（但し、ａ、はｒｒ １． ＋＋あるいはＩＩ Ｏ
＋＋の２値信号である）と、加算器６の時刻ｋ ’Ｔに
おける出力は次式で与えられる。 ここで、 等化誤差に相当する信号ｅ、は、 ８ ｋ−ｙ ＋ｔａ ｋ （４） で与えられる。ａ、′は、ｙ、を第２図の比較器７で識
別再生した値であり、符号誤りがなければａｋと一致す
る。ｅｋは、比較器８の出力である。 等化誤差の評価関数ＩＬは、前述のａｈ、ｅ＋ｔにより Ｈ４−Σ ｓｇｎ （ａ’に−３）ｓｇｎ （ｅ＋
＋） （５）ｋ＝０ と与えられる。 第２図の計算機１０を用いてこのＨＪの値を求める。Ｈ
Ｊが正であれは、利得調整回路の係数ＣＪ髪機微小量だ
け増加させ、逆にＨｌが負であわば、微小量Δだけ減少
させることにより、式（２）に示した符号量干渉りを低
減する。入力データがＩＩ Ｉ ＩＩあるいはｕ Ｏ＋
＋がランダムに発生する系列であれば、ここで述べたゼ
ロフォーシングアルゴリズムにより自動等化ができる。 【発明が解決しようとする課題】 上述した等化器は基本的に以下の２点の問題がある。 （１）第２図の構成では、ＨＪの基準になる本線信号は
利得調整回路４を通過するから、利得調整回路は高精度
でなければならない。特に、ディジタルＶＴＲの再生信
号には、テープとヘッドの接触不良に起因する高い周波
数成分を有する振幅変動が生しる。このような信号に対
しては応答速度の速い利得調整回路が必要になる。さら
に、ディジタルＶＴＲには１００Ｍｂｐｓ以上の高速ノ
τルスを記録再生するから、利得調整回路も広帯域のも
のが必要になる。以」−の条件をすべて満足する利得調
整回路を実現することは極めて困難である。 （２）これだけでなく、上述した等化器の構成では、式
（５）の演算は１００Ｍｂｐｓの速度で実行する必要が
ある。また、式（５）の演算はＳＮ比に応じて決まるｒ
ｎ個の一連のパルスに対して行われるが、記録再生系で
はしばしばドロップアウトが発生するため、これにより
パルスが連続して欠落すると、演算結果に重大な誤差が
生じる。 ［課題を解決するための手段］ トランスバーサルフィルタの出力信号を併置した２個の
比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別を行
い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等化誤
差を検出し、これら２種のデータ系列を１−ランスバー
サルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも（（
Ｎ−１，）／２＋１）ビットずつ抽出して相関演算を行
い、この結果の累積値でトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を設定する。
【作用１
このように構成することにより、本線信号に何等利得調
整回路の影響を与えることなく、記録再生系で発生する
等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより自
動等化が可能になる。 【実施例】 第１図に本発明による自動等化器の実施例を示す。本発
明では、利得調整器４を用いずに、遅延線１の出力であ
る本線信号を直接加算器６に供給する。つぎに、加算器
６の出力を２個の比較器に同時に供給し、その振幅を２
値化する。ここて、比較器７の閾値は、第３図（Ａ）の
復調用閾値に示すように“１″とＬＬ ＯＩＩに対応す
る振幅の中間レベルに設定する。したがって、比較器７
の出力は誤りがなければもとのチークに対応する。一方
、比較器８では、その参照レベルに、比較器７のものよ
り高い閾値かまたは低い閾値いずれか一方を与えて加算
器６の出力を２値化する。第３図（Ｂ）は、このうち高
い閾値の例を示したものである。 ここで、比較器８の出力に、式（４）に示す等化づ 誤差ｅｋを得るには、高い閾値は信号ａｋ′の′１″に
、低い閾値はＩＩ ０１＋の振幅し；対応させればよい
。 このために、式（５）のＨ３の値を次式のように、変形
する。 （ａ ’ ｋ−） （ｅｋ） Σ ｓｇｎ （ａ’に−ｊ） ｓｇｎ （ｅｋ）（
１ａ’ｋ）ｋ＝０ （６） 式（６）において、前半部（２行目）は信号ａｋ’ が
ｕ Ｉ ＩＩのときに得られる等化誤差を与え、後半部
（３行目）は信号ａｋ′ が１１０″′の場合に得られ
る等化誤差を与える。波形は通常ａ、′がＬＬ Ｉ Ｉ
Ｉの場合とＬｒ ＯＩＩの場合で対称になるから、前半
部か後半部いずれか一方だけで等化誤差Ｈ１の算出が可
能である。しかしながら、記録再生系では、しばしば非
線形歪の発生により、ＩＩ Ｉ ＩＩとｒｒ ＯＩＩの
波形が異なる場合がある。したがって、両者に対してＨ
５の値を求め、この結果を平均して用いるのが望ましい
。ＨＪは、計算機１０を用いて式（５）に従って計算す
る。この結果に応じてＤＡ変換器１１の値を増減し、比
較器８の閾値を所要のａｋ′ の振幅値になるように制
御する。 このように比較器８の閾値を可変することで、等価的に
利得調整器４の機能が実現できる。現在、ＤＡ変換器は
既に量子化ビット数が１０ビット以上でしかも１０ Ｍ
Ｈｚ以上の周波数で動作可能なものが市販されている
。このようなものを使用すれば、本線信号に何等利得調
整回路の影響を与えることなく、記録再生糸で発生する
等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより自
動等化が可能になる。よって、上述した第１の問題は解
消される。 つぎに、第２の問題の解消方法について実施例に従って
述べる。等化器に用いるトランスバーサルフィルタのタ
ップ数は、実際上限られる。ここでは−例として、タッ
プ数を３に設定し、以下具体例を説明する。いま、式（
６）の２行目の前半部のみを用いて各タップ係数の等化
誤差を検出する場合を考えてみる。各タップ係数を制御
する評価値ＨＪは次式で与えられる。 Ｈ，＝ΣＳｇｎ （ａ’ｎｋ−１’） ｓｇｎ （ｅｎ
ｋ） ａ’ｎｋｋ＝０ に＝０ （７） この式においてｎを１とすれば式（６）の前半部に一致
する。しかし、ｎ＝１である必然性はなく、例えばＨ□
をみれば、隣接するａ′にとｅ、の系列があれば、Ｈｌ
の値を求めることができる。このことは同様に、Ｈ−１
、Ｈｏに対しても成立する。 ここで、理解を容易にするために、式（７）のＨ□を第
３図に従って具体的に計算してみよう。 第３図の波形は第４図に示すような符号量干渉が孤立波
形に生じた場合に得られる。ここで説明を簡単にするた
めに、ｎビット毎にサンプリングした結果が第３図の（
ａ、ｂ）、（ｂ、ｃ）、（ｃ、ｄ）・・・・・・・・・
・・・・・（ｈ、ｉ）のような値が得られると仮定する
。この場合、第３図（Ａ）の識別データがす、ｄ、ｅ、
ｈの時刻に１１”になり、ｅ、は第３図（Ｂ）の識別デ
ータから得られるからＨｌは次式になる。 Ｈよ＝（−１）（−１）＋（−１）（１）＋（１）（１
）＋（−１）（−１）＝ ２
（８）すなわち符号量干渉
を低減するように等化器のタップ係数Ｃ□をΔだけ増加
させなければならない。 １− 他の式に対しても同様である。この例から明らかなよう
に、トランスバーサルフィルタのタップ数をＮとすると
、ａＩ、とｅｋの系列から少なくとも（（Ｎ−１）／２
＋１） ビットの隣接するデータをそれぞれ抽出して、
相関演算を行うことにより、各タップ係数に対する所要
の評価値が得られる。 よって記録再生系のドロップアウトの影響を避けるには
ｎ ＞ １に選べばよい。以上述べたことを具体的に実
行するには、クロック発生器９で発生したクロック信号
をｎ分周し、これをゲート回路１２．１３に供給し、ｎ
ビット毎に隣接する所要の長さのデータを抽出し、これ
を用いて計算機１０で各評価値を求めればよい。以上説
明した本発明による自動等化器は、取り扱うデータ系列
がランダムであれば動作する。しかし、取り扱うデータ
の中には極めて自己相関の強いものがある。 例えば、最近放送用ディジタルＶＴＲでは、９１″ある
いは“Ｏ”の情報を記録する符号として、Ｍ２（Ｍｉｌ
ｌｅｒ ５ｑｕａｒｅｄ）と呼ばれるハーフレートコー
ドが用いられている。その詳細は特開昭５２２ １１４２０６号公報に示されている。このような符号で
は、偶数系列あるいは奇数系列それぞれでデータ構造に
周期性が発生する可能性がある。 このような符号に対しても、本発明による等化器が効果
的に動作するには、両系列から同時に等化に必要な情報
を得る必要がある。この場合には、分周数ｎを奇数に選
ぶ。 【発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば記録システムあるい
は伝送システムに適用できる高速高精度でしかも構成が
簡易な自動等化方式並びに装置を得ることができる。
整回路の影響を与えることなく、記録再生系で発生する
等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより自
動等化が可能になる。 【実施例】 第１図に本発明による自動等化器の実施例を示す。本発
明では、利得調整器４を用いずに、遅延線１の出力であ
る本線信号を直接加算器６に供給する。つぎに、加算器
６の出力を２個の比較器に同時に供給し、その振幅を２
値化する。ここて、比較器７の閾値は、第３図（Ａ）の
復調用閾値に示すように“１″とＬＬ ＯＩＩに対応す
る振幅の中間レベルに設定する。したがって、比較器７
の出力は誤りがなければもとのチークに対応する。一方
、比較器８では、その参照レベルに、比較器７のものよ
り高い閾値かまたは低い閾値いずれか一方を与えて加算
器６の出力を２値化する。第３図（Ｂ）は、このうち高
い閾値の例を示したものである。 ここで、比較器８の出力に、式（４）に示す等化づ 誤差ｅｋを得るには、高い閾値は信号ａｋ′の′１″に
、低い閾値はＩＩ ０１＋の振幅し；対応させればよい
。 このために、式（５）のＨ３の値を次式のように、変形
する。 （ａ ’ ｋ−） （ｅｋ） Σ ｓｇｎ （ａ’に−ｊ） ｓｇｎ （ｅｋ）（
１ａ’ｋ）ｋ＝０ （６） 式（６）において、前半部（２行目）は信号ａｋ’ が
ｕ Ｉ ＩＩのときに得られる等化誤差を与え、後半部
（３行目）は信号ａｋ′ が１１０″′の場合に得られ
る等化誤差を与える。波形は通常ａ、′がＬＬ Ｉ Ｉ
Ｉの場合とＬｒ ＯＩＩの場合で対称になるから、前半
部か後半部いずれか一方だけで等化誤差Ｈ１の算出が可
能である。しかしながら、記録再生系では、しばしば非
線形歪の発生により、ＩＩ Ｉ ＩＩとｒｒ ＯＩＩの
波形が異なる場合がある。したがって、両者に対してＨ
５の値を求め、この結果を平均して用いるのが望ましい
。ＨＪは、計算機１０を用いて式（５）に従って計算す
る。この結果に応じてＤＡ変換器１１の値を増減し、比
較器８の閾値を所要のａｋ′ の振幅値になるように制
御する。 このように比較器８の閾値を可変することで、等価的に
利得調整器４の機能が実現できる。現在、ＤＡ変換器は
既に量子化ビット数が１０ビット以上でしかも１０ Ｍ
Ｈｚ以上の周波数で動作可能なものが市販されている
。このようなものを使用すれば、本線信号に何等利得調
整回路の影響を与えることなく、記録再生糸で発生する
等化誤差のみを極めて精度よく検出でき、これにより自
動等化が可能になる。よって、上述した第１の問題は解
消される。 つぎに、第２の問題の解消方法について実施例に従って
述べる。等化器に用いるトランスバーサルフィルタのタ
ップ数は、実際上限られる。ここでは−例として、タッ
プ数を３に設定し、以下具体例を説明する。いま、式（
６）の２行目の前半部のみを用いて各タップ係数の等化
誤差を検出する場合を考えてみる。各タップ係数を制御
する評価値ＨＪは次式で与えられる。 Ｈ，＝ΣＳｇｎ （ａ’ｎｋ−１’） ｓｇｎ （ｅｎ
ｋ） ａ’ｎｋｋ＝０ に＝０ （７） この式においてｎを１とすれば式（６）の前半部に一致
する。しかし、ｎ＝１である必然性はなく、例えばＨ□
をみれば、隣接するａ′にとｅ、の系列があれば、Ｈｌ
の値を求めることができる。このことは同様に、Ｈ−１
、Ｈｏに対しても成立する。 ここで、理解を容易にするために、式（７）のＨ□を第
３図に従って具体的に計算してみよう。 第３図の波形は第４図に示すような符号量干渉が孤立波
形に生じた場合に得られる。ここで説明を簡単にするた
めに、ｎビット毎にサンプリングした結果が第３図の（
ａ、ｂ）、（ｂ、ｃ）、（ｃ、ｄ）・・・・・・・・・
・・・・・（ｈ、ｉ）のような値が得られると仮定する
。この場合、第３図（Ａ）の識別データがす、ｄ、ｅ、
ｈの時刻に１１”になり、ｅ、は第３図（Ｂ）の識別デ
ータから得られるからＨｌは次式になる。 Ｈよ＝（−１）（−１）＋（−１）（１）＋（１）（１
）＋（−１）（−１）＝ ２
（８）すなわち符号量干渉
を低減するように等化器のタップ係数Ｃ□をΔだけ増加
させなければならない。 １− 他の式に対しても同様である。この例から明らかなよう
に、トランスバーサルフィルタのタップ数をＮとすると
、ａＩ、とｅｋの系列から少なくとも（（Ｎ−１）／２
＋１） ビットの隣接するデータをそれぞれ抽出して、
相関演算を行うことにより、各タップ係数に対する所要
の評価値が得られる。 よって記録再生系のドロップアウトの影響を避けるには
ｎ ＞ １に選べばよい。以上述べたことを具体的に実
行するには、クロック発生器９で発生したクロック信号
をｎ分周し、これをゲート回路１２．１３に供給し、ｎ
ビット毎に隣接する所要の長さのデータを抽出し、これ
を用いて計算機１０で各評価値を求めればよい。以上説
明した本発明による自動等化器は、取り扱うデータ系列
がランダムであれば動作する。しかし、取り扱うデータ
の中には極めて自己相関の強いものがある。 例えば、最近放送用ディジタルＶＴＲでは、９１″ある
いは“Ｏ”の情報を記録する符号として、Ｍ２（Ｍｉｌ
ｌｅｒ ５ｑｕａｒｅｄ）と呼ばれるハーフレートコー
ドが用いられている。その詳細は特開昭５２２ １１４２０６号公報に示されている。このような符号で
は、偶数系列あるいは奇数系列それぞれでデータ構造に
周期性が発生する可能性がある。 このような符号に対しても、本発明による等化器が効果
的に動作するには、両系列から同時に等化に必要な情報
を得る必要がある。この場合には、分周数ｎを奇数に選
ぶ。 【発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば記録システムあるい
は伝送システムに適用できる高速高精度でしかも構成が
簡易な自動等化方式並びに装置を得ることができる。
第１図は本発明による自動等化器の実施例構成図、第２
図は自動等化器の従来例、第３図は本発明の自動等化器
の動作波形図、第４図は本発明の自動等化器の動作を示
す補助図である。
図は自動等化器の従来例、第３図は本発明の自動等化器
の動作波形図、第４図は本発明の自動等化器の動作を示
す補助図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、トランスバーサルフィルタの出力信号を併置した２
個の比較器に同時に供給し、一方の比較器で信号の識別
を行い、他方の比較器でその参照レベルを変化させて等
化誤差を検出し、これら２種のデータ系列をトランスバ
ーサルフィルタのタップ数（Ｎ）に対し、少なくとも ｛（Ｎ−１）／２＋１｝ビットずつの単位でデータを抽
出して相関、演算を行い、この結果の累積値でトランス
バーサルフィルタのタップ係数を設定する自動等化装置
において、少なくとも｛（Ｎ−１）／２＋１｝ビットず
つの単位のデータをｎ（ｎ＞１）ビット毎にサンプリン
グして相関演算を行い、この結果の累積値でトランスバ
ーサルフィルタのタップ係数を設定する際にサンプリン
グ数ｎをハーフレートコードに対し、奇数に選ぶことを
特徴とするハーフレートコード用自動等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1249158A JP2978513B2 (ja) | 1989-09-27 | 1989-09-27 | 自動等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1249158A JP2978513B2 (ja) | 1989-09-27 | 1989-09-27 | 自動等化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03112227A true JPH03112227A (ja) | 1991-05-13 |
| JP2978513B2 JP2978513B2 (ja) | 1999-11-15 |
Family
ID=17188771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1249158A Expired - Lifetime JP2978513B2 (ja) | 1989-09-27 | 1989-09-27 | 自動等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2978513B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013065200A1 (ja) | 2011-11-04 | 2013-05-10 | 富士通株式会社 | 等化処理装置、無線通信端末及び等化処理方法 |
-
1989
- 1989-09-27 JP JP1249158A patent/JP2978513B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2978513B2 (ja) | 1999-11-15 |
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