JP3331818B2 - ディジタル情報再生装置 - Google Patents
ディジタル情報再生装置Info
- Publication number
- JP3331818B2 JP3331818B2 JP15588195A JP15588195A JP3331818B2 JP 3331818 B2 JP3331818 B2 JP 3331818B2 JP 15588195 A JP15588195 A JP 15588195A JP 15588195 A JP15588195 A JP 15588195A JP 3331818 B2 JP3331818 B2 JP 3331818B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital signal
- phase error
- digital
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Optical Recording Or Reproduction (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、記録媒体から再生され
たアナログ信号から原ディジタル情報を再生するディジ
タル情報再生装置に関するものである。
たアナログ信号から原ディジタル情報を再生するディジ
タル情報再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、媒体上に高密度記録されたディジ
タル情報を復調する方式として、パーシャルレスポンス
処理とビタビ復号を組み合わせたＰＲＭＬ信号処理が用
いられている。媒体上に高密度記録を図ると、記録再生
系の周波数特性から符号間の干渉が発生する。
タル情報を復調する方式として、パーシャルレスポンス
処理とビタビ復号を組み合わせたＰＲＭＬ信号処理が用
いられている。媒体上に高密度記録を図ると、記録再生
系の周波数特性から符号間の干渉が発生する。
【０００３】パーシャルレスポンス処理は、既知の符号
間干渉を与えることで従来のナイキスト等化に比べてＳ
／Ｎ比を改善できる。一方、ビタビ復号は符号前後に相
関がある場合に有効である。パーシャルレスポンス処理
は、符号間に相関を持たせて既知の符号間干渉を与えて
るので、ビタビ復号との組み合わせが有効となる。
間干渉を与えることで従来のナイキスト等化に比べてＳ
／Ｎ比を改善できる。一方、ビタビ復号は符号前後に相
関がある場合に有効である。パーシャルレスポンス処理
は、符号間に相関を持たせて既知の符号間干渉を与えて
るので、ビタビ復号との組み合わせが有効となる。
【０００４】一般に、周波数特性から、光ディスクの記
録再生特性とパーシャルレスポンスクラス１等化特性、
磁気ディスクの記録再生特性とパーシャルレスポンスク
ラス４等化特性との整合性がよいとされている。さらに
高密度化するために、より符号間干渉をもたせた多値レ
ベルのＰＲＭＬ信号処理方式が検討されている。
録再生特性とパーシャルレスポンスクラス１等化特性、
磁気ディスクの記録再生特性とパーシャルレスポンスク
ラス４等化特性との整合性がよいとされている。さらに
高密度化するために、より符号間干渉をもたせた多値レ
ベルのＰＲＭＬ信号処理方式が検討されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ビタビ復号は
振幅情報を利用するため、振幅変動の影響を強く受ける
ことになる。帯域通過特性をもつ磁気ディスクや磁気テ
ープなどでは磁気ヘッドとディスク、テープ面の距離が
変動することなどにより再生信号波形にレベル変動が生
じる。
振幅情報を利用するため、振幅変動の影響を強く受ける
ことになる。帯域通過特性をもつ磁気ディスクや磁気テ
ープなどでは磁気ヘッドとディスク、テープ面の距離が
変動することなどにより再生信号波形にレベル変動が生
じる。
【０００６】また低域通過特性をもつ光ディスクでは、
デフォーカスやディスクの反射率変動や記録再生系がＤ
Ｃ成分を通過させないことやレーザの記録パワーの変動
による再生信号の対称性が損なわれることなどにより再
生信号波形にレベル変動が生じる。
デフォーカスやディスクの反射率変動や記録再生系がＤ
Ｃ成分を通過させないことやレーザの記録パワーの変動
による再生信号の対称性が損なわれることなどにより再
生信号波形にレベル変動が生じる。
【０００７】図１は再生信号から取り出したクロックに
よってパーシャルレスポンスクラス２等化した再生信号
をサンプリングし、サンプリングデータの振幅値を時間
軸方向に表したものである。再生信号にはガウス分布に
近いホワイトノイズが含まれている。このようなホワイ
トノイズだけが再生信号に含まれる場合、図１（ａ）の
ように再生信号のサンプリングデータがあるばらつきを
もって分布する。この場合には、ビタビ復号の期待値を
サンプリングデータのばらつきの中心に固定すれば、復
号時に最良のエラーレートを実現できる。
よってパーシャルレスポンスクラス２等化した再生信号
をサンプリングし、サンプリングデータの振幅値を時間
軸方向に表したものである。再生信号にはガウス分布に
近いホワイトノイズが含まれている。このようなホワイ
トノイズだけが再生信号に含まれる場合、図１（ａ）の
ように再生信号のサンプリングデータがあるばらつきを
もって分布する。この場合には、ビタビ復号の期待値を
サンプリングデータのばらつきの中心に固定すれば、復
号時に最良のエラーレートを実現できる。
【０００８】ホワイトノイズ以外にレベル変動が再生信
号に加わると、図１（ｂ）のようにサンプルデータがホ
ワイトノイズによるばらつきに加え、レベル変動により
さらにばらつく。
号に加わると、図１（ｂ）のようにサンプルデータがホ
ワイトノイズによるばらつきに加え、レベル変動により
さらにばらつく。
【０００９】このような再生信号をビタビ復号する際、
期待値をばらつきの中心となる位置に固定すると、ホワ
イトノイズのみならずレベル変動によるばらつきをもＰ
ＲＭＬ処理されてしまい、ＰＲＭＬ信号処理によるエラ
ーレートの改善効果が十分に得られない。
期待値をばらつきの中心となる位置に固定すると、ホワ
イトノイズのみならずレベル変動によるばらつきをもＰ
ＲＭＬ処理されてしまい、ＰＲＭＬ信号処理によるエラ
ーレートの改善効果が十分に得られない。
【００１０】また図１（ｂ）にみられるようなレベル変
動が再生信号に含まれていると、従来から用いられてい
る再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動によって変動を受けたゼロクロス点の位
相とＶＣＯの位相を比較するため、誤った位相誤差情報
がＶＣＯにフィードバックされる。
動が再生信号に含まれていると、従来から用いられてい
る再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動によって変動を受けたゼロクロス点の位
相とＶＣＯの位相を比較するため、誤った位相誤差情報
がＶＣＯにフィードバックされる。
【００１１】また極端な場合、従来から用いられている
再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動により長時間に渡ってゼロクロス点を検
出できない、位相誤差情報を検出できない状態が起こり
うる。
再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動により長時間に渡ってゼロクロス点を検
出できない、位相誤差情報を検出できない状態が起こり
うる。
【００１２】このような状態が続くと、やがて再生側の
同期がはずれ、ＰＲＭＬ信号処理に致命的なエラーを引
き起こす。以上のように再生信号にレベル変動が生じる
と、第１にＰＲＭＬ信号処理によるエラーレート改善効
果を低減させること、第２に正確なクロック再生が実現
できないため、このレベル変動を抑制することが課題で
あった。
同期がはずれ、ＰＲＭＬ信号処理に致命的なエラーを引
き起こす。以上のように再生信号にレベル変動が生じる
と、第１にＰＲＭＬ信号処理によるエラーレート改善効
果を低減させること、第２に正確なクロック再生が実現
できないため、このレベル変動を抑制することが課題で
あった。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル情報
再生装置は、最小極性反転間隔が２以上となる記録符合
によって記録媒体に記録された原ディジタル信号を、パ
ーシャルレスポンス等化を利用して再生するディジタル
情報再生装置であって、タイミング信号に基づいて、前
記記録媒体から再生された再生信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタル信号に基づ
いて、前記パーシャルレスポンス等化による制限および
前記最小極性反転間隔による制限から求まる状態遷移か
ら最も確からしい状態遷移系列を推定し、原デジタル情
報を再生する最尤復号手段と、前記状態遷移系列の生き
残りパスおよび前記ディジタル信号に基づいて、前記タ
イミング信号の位相誤差を検出する位相誤差検出手段
と、前記位相誤差検出手段の検出結果に応じた前記タイ
ミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、を具
備し、前記位相誤差検出手段は、前記状態遷移のパスご
とに設けられ、前記ディジタル信号を複数保持するディ
ジタル信号保持手段と、前記生き残りパスに基づいて前
記ディジタル信号を前記各ディジタル信号保持手段に分
配するディジタル信号分配手段と、前記ディジタル信号
保持手段に保持された前記ディジタル信号に基づいて前
記タイミング信号の位相誤差を求める演算を行う位相誤
差演算手段と、を具備することを特徴とするものであ
る。
再生装置は、最小極性反転間隔が２以上となる記録符合
によって記録媒体に記録された原ディジタル信号を、パ
ーシャルレスポンス等化を利用して再生するディジタル
情報再生装置であって、タイミング信号に基づいて、前
記記録媒体から再生された再生信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタル信号に基づ
いて、前記パーシャルレスポンス等化による制限および
前記最小極性反転間隔による制限から求まる状態遷移か
ら最も確からしい状態遷移系列を推定し、原デジタル情
報を再生する最尤復号手段と、前記状態遷移系列の生き
残りパスおよび前記ディジタル信号に基づいて、前記タ
イミング信号の位相誤差を検出する位相誤差検出手段
と、前記位相誤差検出手段の検出結果に応じた前記タイ
ミング信号を生成するタイミング信号生成手段と、を具
備し、前記位相誤差検出手段は、前記状態遷移のパスご
とに設けられ、前記ディジタル信号を複数保持するディ
ジタル信号保持手段と、前記生き残りパスに基づいて前
記ディジタル信号を前記各ディジタル信号保持手段に分
配するディジタル信号分配手段と、前記ディジタル信号
保持手段に保持された前記ディジタル信号に基づいて前
記タイミング信号の位相誤差を求める演算を行う位相誤
差演算手段と、を具備することを特徴とするものであ
る。
【００１４】
【作用】本発明のディジタル情報再生装置では、タイミ
ング信号に基づいて、記録媒体から再生された再生信号
をディジタル信号に変換し、このディジタル信号に基づ
いて、パーシャルレスポンス等化による制限および最小
極性反転間隔による制限から求まる状態遷移から最も確
からしい状態遷移系列を推定し、原デジタル情報を再生
し、状態遷移系列の生き残りパスおよびディジタル信号
に基づいて、タイミング信号の位相誤差を検出し、検出
結果に応じたタイミング信号を生成する。
ング信号に基づいて、記録媒体から再生された再生信号
をディジタル信号に変換し、このディジタル信号に基づ
いて、パーシャルレスポンス等化による制限および最小
極性反転間隔による制限から求まる状態遷移から最も確
からしい状態遷移系列を推定し、原デジタル情報を再生
し、状態遷移系列の生き残りパスおよびディジタル信号
に基づいて、タイミング信号の位相誤差を検出し、検出
結果に応じたタイミング信号を生成する。
【００１５】
【００１６】
【実施例】以下、本発明のディジタル信号再生回路の実
施例について述べる。変調符号として（１、７）ＲＬＬ
符号を、パーシャルレスポンス等化としてクラス２をも
ちいることとする。また（１、７）ＲＬＬ符号の特徴で
ある最小極性反転間隔が２以上であることもちい、発生
しない状態遷移を除いたいわゆる４状態４値ビタビ復号
器をもちいることとする。ランレングス符号とパーシャ
ルレスポンスクラス２等化を組み合わせて記録媒体から
の再生信号に応用した公知例は特開平４−２３２６６８
として知られている。公知例では最小極性反転距離が２
以上のランレングスリミテッド符号をもちい、パーシャ
ルレスポンスクラス２等化をした場合、原ディジタル信
号と再生信号の振幅値は図２のような状態遷移図に従
う。
施例について述べる。変調符号として（１、７）ＲＬＬ
符号を、パーシャルレスポンス等化としてクラス２をも
ちいることとする。また（１、７）ＲＬＬ符号の特徴で
ある最小極性反転間隔が２以上であることもちい、発生
しない状態遷移を除いたいわゆる４状態４値ビタビ復号
器をもちいることとする。ランレングス符号とパーシャ
ルレスポンスクラス２等化を組み合わせて記録媒体から
の再生信号に応用した公知例は特開平４−２３２６６８
として知られている。公知例では最小極性反転距離が２
以上のランレングスリミテッド符号をもちい、パーシャ
ルレスポンスクラス２等化をした場合、原ディジタル信
号と再生信号の振幅値は図２のような状態遷移図に従
う。
【００１７】図２は記録符号のシンボルを０または１と
し、パーシャルレスポンスクラス２のインパルス応答の
最大振幅値をＡ（Ａは正の値）としている。また状態Ｓ
（ｉ，ｊ）は２ビット前の記録符号がｉであり、１ビッ
ト前の記録符号がｊである状態を表している。各パスに
付加されたｍ／ｖは、それぞれパーシャルレスポンスク
ラス２等化回路へ入力される現在の（１，７）ＲＬＬ符
号ｍとパーシャルレスポンスクラス２等化回路の出力振
幅値ｖを表している。この状態遷移図を時間軸方向に展
開したものが図３のようなトレリス線図となる。
し、パーシャルレスポンスクラス２のインパルス応答の
最大振幅値をＡ（Ａは正の値）としている。また状態Ｓ
（ｉ，ｊ）は２ビット前の記録符号がｉであり、１ビッ
ト前の記録符号がｊである状態を表している。各パスに
付加されたｍ／ｖは、それぞれパーシャルレスポンスク
ラス２等化回路へ入力される現在の（１，７）ＲＬＬ符
号ｍとパーシャルレスポンスクラス２等化回路の出力振
幅値ｖを表している。この状態遷移図を時間軸方向に展
開したものが図３のようなトレリス線図となる。
【００１８】トレリス線図（図３）は図２の状態遷移を
時間軸方向に展開したものである。状態をとりうる確か
らしさをあらわすメトリック値がＬ(i,j) kとして各状態
に付加されている。ここでｋは時刻をあらわしている。
時刻ｋの各状態において、とりうる時刻ｋ−１からの状
態遷移のうち、メトリックのおおきな状態遷移を最尤な
状態遷移として選択する。以下の式によってメトリック
を計算する。
時間軸方向に展開したものである。状態をとりうる確か
らしさをあらわすメトリック値がＬ(i,j) kとして各状態
に付加されている。ここでｋは時刻をあらわしている。
時刻ｋの各状態において、とりうる時刻ｋ−１からの状
態遷移のうち、メトリックのおおきな状態遷移を最尤な
状態遷移として選択する。以下の式によってメトリック
を計算する。
【００１９】 Ｌ(1,1) k＝max[Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−2A）2，Ｌ(0,1) k-1−（ｙk−A）2] Ｌ(1,0) k＝ Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−A）2 （式１） Ｌ(0,1) k＝ Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋A）2 Ｌ(0,0) k＝max[Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋2A）2，Ｌ(1,0) k-1−（ｙk＋A）2] このように時刻ｋ−１のメトリックＬ(0,0) k-1、Ｌ
(0,1) k-1、Ｌ(1,0) k-1、Ｌ (1,1) k-1と時刻ｋの再生信号
振幅値ｙkが与えられると、とりうる６本の状態遷移の
うち４本の状態遷移が選択される。ここで状態Ｓ(1,1)
から状態Ｓ(1,1)への遷移をpath０、状態Ｓ(0,1)から状
態Ｓ(1,1)への遷移をpath１、状態Ｓ(1,1)から状態Ｓ
(1,0)の遷移をpath２、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,1)へ
の遷移をpath３、状態Ｓ(1,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移
をpath４、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移をpath
５としておく。
(0,1) k-1、Ｌ(1,0) k-1、Ｌ (1,1) k-1と時刻ｋの再生信号
振幅値ｙkが与えられると、とりうる６本の状態遷移の
うち４本の状態遷移が選択される。ここで状態Ｓ(1,1)
から状態Ｓ(1,1)への遷移をpath０、状態Ｓ(0,1)から状
態Ｓ(1,1)への遷移をpath１、状態Ｓ(1,1)から状態Ｓ
(1,0)の遷移をpath２、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,1)へ
の遷移をpath３、状態Ｓ(1,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移
をpath４、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移をpath
５としておく。
【００２０】これを各時刻において計算し、パスを選択
することで、トレリス線図に従う状態遷移のうちからも
っとも確からしい状態遷移系列（生き残りパス）Ｐkを
決定することができる。生き残りパスから原ディジタル
情報をデコードすることで最尤復号を実現できる。
することで、トレリス線図に従う状態遷移のうちからも
っとも確からしい状態遷移系列（生き残りパス）Ｐkを
決定することができる。生き残りパスから原ディジタル
情報をデコードすることで最尤復号を実現できる。
【００２１】図４は、本発明のディジタル信号再生回路
の実施例の構成図である。光ディスクから再生された信
号はイコライザ１によって波形等化される。イコライザ
１は記録再生系の周波数特性とイコライザ１自身の周波
数特性を合わせてパーシャルレスポンスクラス２等化特
性となるように設定されている。イコライザ１により波
形等化された再生信号はＶＣＯ２の出力クロックをサン
プリングクロックとするＡ／Ｄ変換器３によってディジ
タルデータに変換される。
の実施例の構成図である。光ディスクから再生された信
号はイコライザ１によって波形等化される。イコライザ
１は記録再生系の周波数特性とイコライザ１自身の周波
数特性を合わせてパーシャルレスポンスクラス２等化特
性となるように設定されている。イコライザ１により波
形等化された再生信号はＶＣＯ２の出力クロックをサン
プリングクロックとするＡ／Ｄ変換器３によってディジ
タルデータに変換される。
【００２２】ディジタルデータはビタビ復号器４に入力
され、ビタビ復号器４は期待値／位相制御器５が設定す
るビタビ復号期待値をもちいてディジタルデータより最
尤な生き残りパスを求める。このときビタビ復号器４は
生き残りパスからデコードされた（１、７）符号データ
を（１、７）復号器６に出力し、生き残りパスと生き残
りパスと同時刻のサンプリングデータを期待値／位相制
御器５に出力する。期待値／位相制御器５は生き残りパ
スによってサンプリングデータを後で説明する方法によ
って判別し、レジスタに格納する。格納されたディジタ
ルデータより演算を行い、位相誤差データをＶＣＯ２
に、ビタビ復号期待値をビタビ復号器４に出力する。
（１、７）復号器６は（１、７）符号データを原ディジ
タル情報に変換する。
され、ビタビ復号器４は期待値／位相制御器５が設定す
るビタビ復号期待値をもちいてディジタルデータより最
尤な生き残りパスを求める。このときビタビ復号器４は
生き残りパスからデコードされた（１、７）符号データ
を（１、７）復号器６に出力し、生き残りパスと生き残
りパスと同時刻のサンプリングデータを期待値／位相制
御器５に出力する。期待値／位相制御器５は生き残りパ
スによってサンプリングデータを後で説明する方法によ
って判別し、レジスタに格納する。格納されたディジタ
ルデータより演算を行い、位相誤差データをＶＣＯ２
に、ビタビ復号期待値をビタビ復号器４に出力する。
（１、７）復号器６は（１、７）符号データを原ディジ
タル情報に変換する。
【００２３】ビタビ復号器４と期待値／位相制御器５と
ＶＣＯ２の動作について詳しく述べる。ビタビ復号器４
は再生信号のレベル変動に追従するために期待値／位相
制御器５が出力したビタビ復号用期待値level[0]，leve
l[1]，level[2]，level[3]，level[4]，level[5]をもち
いる。したがって（式１）を修正し、（式２）をもちい
てビタビ復号を行う。 Ｌ(1,1) k=max[Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[0])2,Ｌ(0,1) k-1-(ｙk-level[1])2] Ｌ(1,0) k= Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[2])2 （式２） Ｌ(0,1) k= Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[3])2 Ｌ(0,0) k=max[Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[5])2,Ｌ(1,0) k-1-(ｙk-level[4])2] 図５のように、時刻−１において４つの状態のメトリッ
クが初期値０をとり、時刻０以降、再生信号がビタビ復
号器に入力されたとする。ただしパーシャルレスポンス
クラス２のインパルス応答の最大振幅値Ａを２とする。
時刻−１における各状態のメトリックは０、時刻０の再
生信号振幅は４であるので、期待値／位相制御器５は初
期値としてlevel[０]＝４、level[１]＝level[２]＝
２、level[３]＝level[４]＝−２、level[５]＝−４を
出力しているとすると、時刻０におけるメトリックがも
とまる。 Ｌ(1,1) 0＝max[０−（４−４）2，０−（４−２）2] ＝ ０ Ｌ(1,0) 0＝ ０−（４−２）2 ＝−４ （式３） Ｌ(0,1) 0＝ ０−（４＋２）2 ＝−３６ Ｌ(0,0) 0＝max[０−（４＋４）2，０−（４＋２）2] ＝−３６ （式２）にlevel[ｉ]（ｉは０から５までの整数）の値
と、Ｌ(1,1) 0とＬ(1,0) 0とＬ(0,1) 0とＬ(0,0) 0の値を代
入し、（式４）をもちいてビタビ復号器４は期待値／位
相制御器５が再生信号からレベル変動成分を検出するま
で、各時刻ｋにおいて巡回的に計算し、図５のようなト
レリス線図が得られる。 Ｌ(1,1) k＝max[Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−4）2，Ｌ(0,1) k-1−（ｙk−2）2] Ｌ(1,0) k＝ Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−2）2 （式４） Ｌ(0,1) k＝ Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋2）2 Ｌ(0,0) k＝max[Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋4）2，Ｌ(1,0) k-1−（ｙk＋2）2] 図５には、各時刻の各状態のノードにメトリックが付加
されている。選択されたパスは実線で、選択されなかっ
たパスは破線で示されている。図５のトレリス線図上に
時系列につながった実線のパスのうち、とぎれることの
ないパスが存在する。これが生き残りパスであり太実線
で示されている。ビタビ復号器４は生き残りパスＰkか
らＰk＝path0,path1,path4,path5であれば、’０’を、
Ｐk＝path2,path3であれば、’１’を（１、７）復調器
６に出力する。
ＶＣＯ２の動作について詳しく述べる。ビタビ復号器４
は再生信号のレベル変動に追従するために期待値／位相
制御器５が出力したビタビ復号用期待値level[0]，leve
l[1]，level[2]，level[3]，level[4]，level[5]をもち
いる。したがって（式１）を修正し、（式２）をもちい
てビタビ復号を行う。 Ｌ(1,1) k=max[Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[0])2,Ｌ(0,1) k-1-(ｙk-level[1])2] Ｌ(1,0) k= Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[2])2 （式２） Ｌ(0,1) k= Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[3])2 Ｌ(0,0) k=max[Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[5])2,Ｌ(1,0) k-1-(ｙk-level[4])2] 図５のように、時刻−１において４つの状態のメトリッ
クが初期値０をとり、時刻０以降、再生信号がビタビ復
号器に入力されたとする。ただしパーシャルレスポンス
クラス２のインパルス応答の最大振幅値Ａを２とする。
時刻−１における各状態のメトリックは０、時刻０の再
生信号振幅は４であるので、期待値／位相制御器５は初
期値としてlevel[０]＝４、level[１]＝level[２]＝
２、level[３]＝level[４]＝−２、level[５]＝−４を
出力しているとすると、時刻０におけるメトリックがも
とまる。 Ｌ(1,1) 0＝max[０−（４−４）2，０−（４−２）2] ＝ ０ Ｌ(1,0) 0＝ ０−（４−２）2 ＝−４ （式３） Ｌ(0,1) 0＝ ０−（４＋２）2 ＝−３６ Ｌ(0,0) 0＝max[０−（４＋４）2，０−（４＋２）2] ＝−３６ （式２）にlevel[ｉ]（ｉは０から５までの整数）の値
と、Ｌ(1,1) 0とＬ(1,0) 0とＬ(0,1) 0とＬ(0,0) 0の値を代
入し、（式４）をもちいてビタビ復号器４は期待値／位
相制御器５が再生信号からレベル変動成分を検出するま
で、各時刻ｋにおいて巡回的に計算し、図５のようなト
レリス線図が得られる。 Ｌ(1,1) k＝max[Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−4）2，Ｌ(0,1) k-1−（ｙk−2）2] Ｌ(1,0) k＝ Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−2）2 （式４） Ｌ(0,1) k＝ Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋2）2 Ｌ(0,0) k＝max[Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋4）2，Ｌ(1,0) k-1−（ｙk＋2）2] 図５には、各時刻の各状態のノードにメトリックが付加
されている。選択されたパスは実線で、選択されなかっ
たパスは破線で示されている。図５のトレリス線図上に
時系列につながった実線のパスのうち、とぎれることの
ないパスが存在する。これが生き残りパスであり太実線
で示されている。ビタビ復号器４は生き残りパスＰkか
らＰk＝path0,path1,path4,path5であれば、’０’を、
Ｐk＝path2,path3であれば、’１’を（１、７）復調器
６に出力する。
【００２４】図６に、期待値／位相制御器５の構成図を
しめす。期待値／位相制御器５は、入力された再生信号
ｙkを入力された生き残りパスＰkによって異なるレジス
タに格納するセレクタ回路７と再生信号ｙkを所定の長
さ格納するレジスタ回路８と格納された再生信号からホ
ワイトノイズ成分を取り除いた代表値を出力する代表値
演算回路９と代表値演算出力からビタビ復号期待値を演
算出力する期待値演算回路１０と代表値演算出力から位
相誤差を演算出力する位相誤差演算回路１１と位相誤差
データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１２とア
ナログ位相誤差信号から追随すべき周波数成分を取り出
すＬＰＦ１３とレジスタ回路８にデータが格納されるま
でにビタビ復号器４が用いる期待値を出力する初期値設
定回路１４で構成されている。
しめす。期待値／位相制御器５は、入力された再生信号
ｙkを入力された生き残りパスＰkによって異なるレジス
タに格納するセレクタ回路７と再生信号ｙkを所定の長
さ格納するレジスタ回路８と格納された再生信号からホ
ワイトノイズ成分を取り除いた代表値を出力する代表値
演算回路９と代表値演算出力からビタビ復号期待値を演
算出力する期待値演算回路１０と代表値演算出力から位
相誤差を演算出力する位相誤差演算回路１１と位相誤差
データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１２とア
ナログ位相誤差信号から追随すべき周波数成分を取り出
すＬＰＦ１３とレジスタ回路８にデータが格納されるま
でにビタビ復号器４が用いる期待値を出力する初期値設
定回路１４で構成されている。
【００２５】期待値／位相制御器５の動作を説明する。
理想的なパーシャルレスポンスクラス２等化された再生
信号波形を、理想的なクロックでサンプリングした場
合、再生信号ｙkと生き残りパスＰkには関連がみられ
る。たとえば図５のように生き残りパスＰk＝２が出力
されている場合には、再生信号ｙkは立ち下がり波形の
＋２の値をとり、生き残りパスＰk＝１が出力さている
場合には、再生信号ｙkは立ち上がり波形の＋２の値を
とる。
理想的なパーシャルレスポンスクラス２等化された再生
信号波形を、理想的なクロックでサンプリングした場
合、再生信号ｙkと生き残りパスＰkには関連がみられ
る。たとえば図５のように生き残りパスＰk＝２が出力
されている場合には、再生信号ｙkは立ち下がり波形の
＋２の値をとり、生き残りパスＰk＝１が出力さている
場合には、再生信号ｙkは立ち上がり波形の＋２の値を
とる。
【００２６】Ｐk＝０、３、４、５についても同様なこ
とがいえる。理想的には、生き残りパスが同じであれ
ば、再生信号サンプル値ｙkは時間に関わらず同じ値を
とるといえる。記録再生系の周波数特性とイコライザ１
の周波数特性を合わせた等化回路の特性が、（５）式の
インパルス応答をもつパーシャルレスポンスクラス２等
化であると仮定したが、インパルス応答が非線形歪によ
って（６）式のように非対称になる場合を考える。
とがいえる。理想的には、生き残りパスが同じであれ
ば、再生信号サンプル値ｙkは時間に関わらず同じ値を
とるといえる。記録再生系の周波数特性とイコライザ１
の周波数特性を合わせた等化回路の特性が、（５）式の
インパルス応答をもつパーシャルレスポンスクラス２等
化であると仮定したが、インパルス応答が非線形歪によ
って（６）式のように非対称になる場合を考える。
【００２７】 １ （ｋ＝０） ｈ（ｋＴ）＝ ０．５ （ｋ＝±１） （式５） ０ （ｋ≠０，±１） １ （ｋ＝０） ｈ（ｋＴ）＝ ａ （ｋ＝−１） ｂ （ｋ＝＋１） （式６） ０ （ｋ≠０，±１） 原ディジタル信号が入力されると再生信号の振幅値は図
９のような状態遷移に従って出力される。このようなイ
ンパルス応答を持つ等化回路で波形等化した再生信号を
理想的なクロックでサンプリングを行うと、再生信号の
サンプル値ｙkと生き残りパスＰkにも関連がみられる。
生き残りパスＰk＝２が出力されている場合には、ｙkは
立ち下がり波形の１−ａ＋ｂの値をとり、生き残りパス
Ｐk＝１が出力さている場合には、再生信号ｙkは立ち上
がり波形の１＋ａ−ｂの値をとる。Ｐk＝０、３、４、
５についても同様なことがいえる。
９のような状態遷移に従って出力される。このようなイ
ンパルス応答を持つ等化回路で波形等化した再生信号を
理想的なクロックでサンプリングを行うと、再生信号の
サンプル値ｙkと生き残りパスＰkにも関連がみられる。
生き残りパスＰk＝２が出力されている場合には、ｙkは
立ち下がり波形の１−ａ＋ｂの値をとり、生き残りパス
Ｐk＝１が出力さている場合には、再生信号ｙkは立ち上
がり波形の１＋ａ−ｂの値をとる。Ｐk＝０、３、４、
５についても同様なことがいえる。
【００２８】このような関係を用いて、セレクタ回路７
は入力された再生信号ｙkを生き残りパスＰkの指定する
レジスタに蓄積される。レジスタ回路８は生き残りパス
につき、所定の長さ（実施例では１１個）の容量をもっ
ており、新しい再生信号ｙ kが入力されると、もっとも
古い再生信号ｙkを廃棄する。
は入力された再生信号ｙkを生き残りパスＰkの指定する
レジスタに蓄積される。レジスタ回路８は生き残りパス
につき、所定の長さ（実施例では１１個）の容量をもっ
ており、新しい再生信号ｙ kが入力されると、もっとも
古い再生信号ｙkを廃棄する。
【００２９】代表値演算回路９はそれぞれのレジスタに
すべて、再生信号が格納されると、格納されたデータの
平均値を演算、出力する。生き残りパスがＰkの場合の
代表値演算回路出力をＯＵＴ[ｉ]（ｉは０から５までの
整数）とする。代表値演算回路９が、平均をもとめるこ
とによってホワイトガウシアン分布に近似されるランダ
ムノイズ成分を除去することができ（６）式のような非
線形な歪みを持つ記録再生系であっても、ＯＵＴ[i]
は、記録再生系の周波数特性とイコライザ１の周波数特
性を合わせた等化回路で期待される再生信号振幅値とレ
ベル変動成分の和であるとみなすことができる。
すべて、再生信号が格納されると、格納されたデータの
平均値を演算、出力する。生き残りパスがＰkの場合の
代表値演算回路出力をＯＵＴ[ｉ]（ｉは０から５までの
整数）とする。代表値演算回路９が、平均をもとめるこ
とによってホワイトガウシアン分布に近似されるランダ
ムノイズ成分を除去することができ（６）式のような非
線形な歪みを持つ記録再生系であっても、ＯＵＴ[i]
は、記録再生系の周波数特性とイコライザ１の周波数特
性を合わせた等化回路で期待される再生信号振幅値とレ
ベル変動成分の和であるとみなすことができる。
【００３０】なお、代表値演算回路９の演算を平均を求
めるとしたが、格納されたデータから１次予測結果をえ
られるような演算としても同様な効果が得られる。
めるとしたが、格納されたデータから１次予測結果をえ
られるような演算としても同様な効果が得られる。
【００３１】期待値演算回路１０はレジスタに所定の長
さの再生信号データが格納されると、初期値設定回路１
４の出力に代わって、代表値演算回路９の出力ＯＵＴ
[i]からlevel[0]＝ＯＵＴ[0]、level[1］＝ＯＵＴ[1]、
level[2]＝ＯＵＴ[2]、level［3］＝ＯＵＴ[3]、level
[4]＝ＯＵＴ[4]、level[5]＝ＯＵＴ[5]を満たすように
ビタビ復号器４に期待値を出力する。したがって期待値
にレベル変動成分が含まれるため、ビタビ復号動作にレ
ベル変動の影響を受けない。
さの再生信号データが格納されると、初期値設定回路１
４の出力に代わって、代表値演算回路９の出力ＯＵＴ
[i]からlevel[0]＝ＯＵＴ[0]、level[1］＝ＯＵＴ[1]、
level[2]＝ＯＵＴ[2]、level［3］＝ＯＵＴ[3]、level
[4]＝ＯＵＴ[4]、level[5]＝ＯＵＴ[5]を満たすように
ビタビ復号器４に期待値を出力する。したがって期待値
にレベル変動成分が含まれるため、ビタビ復号動作にレ
ベル変動の影響を受けない。
【００３２】さらに期待値は等化回路のインパルス応答
に適応した値をとるので、等化回路が厳密にパーシャル
レスポンス等化を満たさず、非対称な応答をもつ等化回
路であっても、適応的にビタビ復号動作を実現できる。
に適応した値をとるので、等化回路が厳密にパーシャル
レスポンス等化を満たさず、非対称な応答をもつ等化回
路であっても、適応的にビタビ復号動作を実現できる。
【００３３】つぎに位相制御動作について説明する。代
表値演算回路１０の出力であるＯＵＴ[i]のうち、再生
信号の立ち上がり、立ち下がりをしめすＯＵＴ[1]、Ｏ
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]に注目する。いま図７
（ａ）のような再生信号振幅が変動することによって代
表値演算回路出力ＯＵＴ[i]が理想値ＯＵＴ[1]＝ＯＵＴ
[2]＝Ａ、ＯＵＴ[3]＝ＯＵＴ[4]＝−Ａから変動する場
合を考える。
表値演算回路１０の出力であるＯＵＴ[i]のうち、再生
信号の立ち上がり、立ち下がりをしめすＯＵＴ[1]、Ｏ
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]に注目する。いま図７
（ａ）のような再生信号振幅が変動することによって代
表値演算回路出力ＯＵＴ[i]が理想値ＯＵＴ[1]＝ＯＵＴ
[2]＝Ａ、ＯＵＴ[3]＝ＯＵＴ[4]＝−Ａから変動する場
合を考える。
【００３４】理想的な場合、ＯＵＴ[i]は破線の○印の
値をとる。レベル変動が加わり、再生信号ｙkは実線の
●印のような値をとる。●印の再生信号ｙkを生き残り
パスＰ kの値によって指定されるレジスタへ格納する。
蓄積されたデータから平均値演算された出力ＯＵＴ
[1]、ＯＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]は図７（ｂ）の
ようにレベル変動が加わった値をとる。データとしてレ
ベル変動が検出されるので、このレベル変動を以下の３
つの成分に分けることができる。
値をとる。レベル変動が加わり、再生信号ｙkは実線の
●印のような値をとる。●印の再生信号ｙkを生き残り
パスＰ kの値によって指定されるレジスタへ格納する。
蓄積されたデータから平均値演算された出力ＯＵＴ
[1]、ＯＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]は図７（ｂ）の
ようにレベル変動が加わった値をとる。データとしてレ
ベル変動が検出されるので、このレベル変動を以下の３
つの成分に分けることができる。
【００３５】再生信号に図８（ａ）のように再生信号の
包絡線が上下に同じ大きさだげ振幅値が大きくなった場
合、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[2]は理想値よりも変動量Ａgain
（Ａgainは正の値とする）大きく、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ
[4]は理想値より変動量Ａgain小さくなる。
包絡線が上下に同じ大きさだげ振幅値が大きくなった場
合、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[2]は理想値よりも変動量Ａgain
（Ａgainは正の値とする）大きく、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ
[4]は理想値より変動量Ａgain小さくなる。
【００３６】つぎに図８（ｂ）のような再生信号にオフ
セット成分が含まれる場合を考える。
セット成分が含まれる場合を考える。
【００３７】図８（ｂ）のような場合、ＯＵＴ[1]、Ｏ
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]はともに変動量Ａoffse
t（Ａoffsetは正の値）大きくなる。図８（ｃ）のよう
に記録符号列”Ｘ１１００１１Ｘ”の再生信号をＡ／Ｄ
変換器３が、理想的な場合より位相の進んだクロックで
サンプリングしたために代表値演算回路出力ＯＵＴ
[ｉ］が変動する場合を考える。
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]はともに変動量Ａoffse
t（Ａoffsetは正の値）大きくなる。図８（ｃ）のよう
に記録符号列”Ｘ１１００１１Ｘ”の再生信号をＡ／Ｄ
変換器３が、理想的な場合より位相の進んだクロックで
サンプリングしたために代表値演算回路出力ＯＵＴ
[ｉ］が変動する場合を考える。
【００３８】図８（ｃ）のような場合、ＯＵＴ[2]、Ｏ
ＵＴ[4]はそれぞれＡOUT[2]、ＡOUT[ 4]（ＡOUT[2]、Ａ
OUT[4]は正の値）大きくなり、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[3]は
それぞれＡOUT[1]、ＡOUT[3]（ＡOUT[1]、ＡOUT[3]は正
の値）小さくなる。記録符号がランダムなデータで、レ
ジスタが十分に長ければ、レベル変動量にはＡOUT[2]＝
ＡOUT[4]＝−ＡOUT[1]＝−ＡOUT[3]＝Ａphaseといった
関係が成り立つ。
ＵＴ[4]はそれぞれＡOUT[2]、ＡOUT[ 4]（ＡOUT[2]、Ａ
OUT[4]は正の値）大きくなり、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[3]は
それぞれＡOUT[1]、ＡOUT[3]（ＡOUT[1]、ＡOUT[3]は正
の値）小さくなる。記録符号がランダムなデータで、レ
ジスタが十分に長ければ、レベル変動量にはＡOUT[2]＝
ＡOUT[4]＝−ＡOUT[1]＝−ＡOUT[3]＝Ａphaseといった
関係が成り立つ。
【００３９】図８（ａ）、図８（ｂ）、図８（ｃ）のレ
ベル変動成分が同時に再生信号に含まれる場合、代表値
演算出力ＯＵＴ[i]は理想的な再生信号振幅値（±Ａ）
とそれぞれの変動量で表すと以下の式となる。
ベル変動成分が同時に再生信号に含まれる場合、代表値
演算出力ＯＵＴ[i]は理想的な再生信号振幅値（±Ａ）
とそれぞれの変動量で表すと以下の式となる。
【００４０】 ＯＵＴ[2]＝（＋Ａ）＋Ａgain＋Ａoffset＋Ａphase ＯＵＴ[4]＝（−Ａ）−Ａgain＋Ａoffset＋Ａphase ＯＵＴ[1]＝（＋Ａ）＋Ａgain＋Ａoffset−Ａphase ＯＵＴ[3]＝（−Ａ）−Ａgain＋Ａoffset−Ａphase 以上の和算をとると ＯＵＴ[1]＋ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ[3]＋ＯＵＴ[4]＝４Ａof
fset 再生信号に含まれるオフセット成分が検出できる。ま
た、 ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ４＝２Ａoffset＋２Ａphase ＯＵＴ[1]＋ＯＵＴ[3]＝２Ａoffset−２Ａphase 以上２式の差をとると ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ[4]−ＯＵＴ[3]−ＯＵＴ[4]＝４Ａph
ase 再生信号のサンプリングデータから位相誤差が検出でき
る。Ａphaseの正負は位相の進み遅れを表し、絶対値は
位相誤差の大きさを示す。
fset 再生信号に含まれるオフセット成分が検出できる。ま
た、 ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ４＝２Ａoffset＋２Ａphase ＯＵＴ[1]＋ＯＵＴ[3]＝２Ａoffset−２Ａphase 以上２式の差をとると ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ[4]−ＯＵＴ[3]−ＯＵＴ[4]＝４Ａph
ase 再生信号のサンプリングデータから位相誤差が検出でき
る。Ａphaseの正負は位相の進み遅れを表し、絶対値は
位相誤差の大きさを示す。
【００４１】位相誤差演算回路１１はＡphaseをディジ
タルデータとして出力する。これをＤ／Ａ変換器１２は
アナログ信号とし、ＬＰＦ１３によって追随すべき周波
数成分を取り出し、ＶＣＯ６の制御入力信号とする。こ
のような構成をとることで、ゼロクロスが検出されなく
ても、サンプリングされたデータに立ち上がり、立ち下
がり波形が含まれると位相誤差情報を検出でき、Ａ／Ｄ
変換器２のサンプリングクロックを制御することがで
き、正確なクロック再生が実現できる。
タルデータとして出力する。これをＤ／Ａ変換器１２は
アナログ信号とし、ＬＰＦ１３によって追随すべき周波
数成分を取り出し、ＶＣＯ６の制御入力信号とする。こ
のような構成をとることで、ゼロクロスが検出されなく
ても、サンプリングされたデータに立ち上がり、立ち下
がり波形が含まれると位相誤差情報を検出でき、Ａ／Ｄ
変換器２のサンプリングクロックを制御することがで
き、正確なクロック再生が実現できる。
【００４２】なお、本実施例は波形等化方法としてパー
シャルレスポンスクラス２等化を、記録符号として
（１、７）ＲＬＬ符号をもちいたが、他のパーシャルレ
スポンス等化や他の記録符号、たとえばパーシャルレス
ポンスクラス１等化や（２、７）ＲＬＬ符号をもちいて
も同様の効果が得られる。また、最も確からしい状態遷
移系列を求める際、状態をとりうる確からしさとして、
つねに再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]の差の２乗
の累積和を求め、最小となるような状態遷移を選択する
演算を行ったが、再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]
の差の絶対値の累積和を求め、最小となるような状態遷
移を選択する演算を行った場合でも同様の効果が得られ
る。
シャルレスポンスクラス２等化を、記録符号として
（１、７）ＲＬＬ符号をもちいたが、他のパーシャルレ
スポンス等化や他の記録符号、たとえばパーシャルレス
ポンスクラス１等化や（２、７）ＲＬＬ符号をもちいて
も同様の効果が得られる。また、最も確からしい状態遷
移系列を求める際、状態をとりうる確からしさとして、
つねに再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]の差の２乗
の累積和を求め、最小となるような状態遷移を選択する
演算を行ったが、再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]
の差の絶対値の累積和を求め、最小となるような状態遷
移を選択する演算を行った場合でも同様の効果が得られ
る。
【００４３】
【発明の効果】本発明によれば、タイミング信号に基づ
いて、記録媒体から再生された再生信号をディジタル信
号に変換し、このディジタル信号に基づいて、パーシャ
ルレスポンス等化による制限および最小極性反転間隔に
よる制限から求まる状態遷移から最も確からしい状態遷
移系列を推定し、原デジタル情報を再生し、状態遷移系
列の生き残りパスおよびディジタル信号に基づいて、タ
イミング信号の位相誤差を検出し、検出結果に応じたタ
イミング信号を生成するため、正確なクロック再生が実
現できる。
いて、記録媒体から再生された再生信号をディジタル信
号に変換し、このディジタル信号に基づいて、パーシャ
ルレスポンス等化による制限および最小極性反転間隔に
よる制限から求まる状態遷移から最も確からしい状態遷
移系列を推定し、原デジタル情報を再生し、状態遷移系
列の生き残りパスおよびディジタル信号に基づいて、タ
イミング信号の位相誤差を検出し、検出結果に応じたタ
イミング信号を生成するため、正確なクロック再生が実
現できる。
【図１】レベル変動が含まれた再生信号をサンプリング
したデータを時間軸方向にプロットした散布図
したデータを時間軸方向にプロットした散布図
【図２】本発明のディジタル情報再生装置の実施例でも
ちいた状態遷移図
ちいた状態遷移図
【図３】本発明のディジタル情報再生装置の実施例でも
ちいたトレリス線図
ちいたトレリス線図
【図４】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の構
成図
成図
【図５】本発明のディジタル情報再生装置の実施例でも
ちいたビタビ復号器の動作説明図
ちいたビタビ復号器の動作説明図
【図６】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の期
待値／位相制御器の構成図
待値／位相制御器の構成図
【図７】本発明のディジタル情報再生装置の実施例のレ
ベル変動検出方法の説明図
ベル変動検出方法の説明図
【図８】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の位
相誤差検出方式の説明図
相誤差検出方式の説明図
【図９】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の記
録再生系に非線形歪みがある場合に用いられる状態遷移
図
録再生系に非線形歪みがある場合に用いられる状態遷移
図
１ イコライザ ２ ＶＣＯ ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ ビタビ復号器 ５ 期待値／位相制御器 ６ （１、７）復調器 ７ セレクタ回路 ８ レジスタ回路 ９ 代表値演算回路 １０ 期待値演算回路 １１ 位相誤差演算回路 １２ Ｄ／Ａ変換器 １３ ＬＰＦ １４ 初期値設定回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−37340（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−123358（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−295540（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−87828（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G11B 20/10 G11B 20/14 G11B 20/18
Claims (5)
- 【請求項１】 最小極性反転間隔が２以上となる記録符
合によって記録媒体に記録された原ディジタル信号を、
パーシャルレスポンス等化を利用して再生するディジタ
ル情報再生装置であって、 タイミング信号に基づいて、前記記録媒体から再生され
た再生信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段
と、 前記ディジタル信号に基づいて、前記パーシャルレスポ
ンス等化による制限および前記最小極性反転間隔による
制限から求まる状態遷移から最も確からしい状態遷移系
列を推定し、原デジタル情報を再生する最尤復号手段
と、 前記状態遷移系列の生き残りパスおよび前記ディジタル
信号に基づいて、前記タイミング信号の位相誤差を検出
する位相誤差検出手段と、 前記位相誤差検出手段の検出結果に応じた前記タイミン
グ信号を生成するタイミング信号生成手段と、 を具備し、 前記位相誤差検出手段は、 前記状態遷移のパスごとに設けられ、前記ディジタル信
号を複数保持するディジタル信号保持手段と、 前記生き残りパスに基づいて前記ディジタル信号を前記
各ディジタル信号保持手段に分配するディジタル信号分
配手段と、 前記ディジタル信号保持手段に保持された前記ディジタ
ル信号に基づいて前記タイミング信号の位相誤差を求め
る演算を行う位相誤差演算手段と、 を具備することを特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項２】 前記パーシャルレスポンス等化は、 記録再生系のインパルス応答ｈ（ｔ）が、 ｈ（ｋＴ）＝１ （ｋ＝０） ＝ａ （ｋ＝−１） ＝ｂ （ｋ＝＋１） ＝０ （ｋ≠０，±１） を満たすものであることを特徴とする請求項１に記載の
ディジタル情報再生装 置。 - 【請求項３】 前記ディジタル信号保持手段は、前記デ
ィジタル信号を所定数保持するレジスタ回路であり、 前記ディジタル信号分配手段は、前記生き残りパスおよ
び前記ディジタル信号を入力し、前記生き残りパスに対
応する前記レジスタ回路に前記ディジタル信号を格納す
るセレクタ回路であり、 前記位相誤差演算手段は、前記各レジスタ回路に保持さ
れた前記ディジタル信号からホワイトノイズ成分を取り
除く演算を行うことを特徴とする請求項１または２に記
載のディジタル情報再生装置。 - 【請求項４】 前記位相誤差検出手段は、 前記位相誤差演算手段の演算結果を入力し、アナログ信
号を出力するＤ／Ａ変換器と、 前記アナログ信号をフィルタリングするローパスフィル
タと、 を具備し、 前記タイミング信号生成手段は、前記ローパスフィルタ
がフィルタリングしたアナログ信号に応じた前記タイミ
ング信号を生成する電圧制御型発振回路であることを特
徴とする請求項１、２または３に記載のディジタル情報
再生装置。 - 【請求項５】 前記位相誤差検出手段は、前記各パスの
振幅期待値を求める演算を行い、 前記最尤復号手段は、前記位相誤差検出手段の演算結果
に応じた推定を行うことを特徴とする請求項１〜４の何
れか一つに記載のディジタル情報再生装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15588195A JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 1995-06-22 | ディジタル情報再生装置 |
| US08/668,178 US5719843A (en) | 1995-06-22 | 1996-06-21 | Method of maximum likelihood decoding and digital information playback apparatus |
| DE69621519T DE69621519T2 (de) | 1995-06-22 | 1996-06-21 | Verfahren zur Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung und Gerät zur Wiedergabe von Digitalinformationen |
| EP96304604A EP0750306B1 (en) | 1995-06-22 | 1996-06-21 | A method of maximum likelihood decoding and a digital information playback apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15588195A JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 1995-06-22 | ディジタル情報再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH097313A JPH097313A (ja) | 1997-01-10 |
| JP3331818B2 true JP3331818B2 (ja) | 2002-10-07 |
Family
ID=15615553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15588195A Expired - Fee Related JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 1995-06-22 | ディジタル情報再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3331818B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3533315B2 (ja) | 1997-08-04 | 2004-05-31 | 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ | 信号処理回路 |
| SG102605A1 (en) | 2000-12-07 | 2004-03-26 | Inst Data Storage | A data processing apparatus and method for d=2 optical channels |
| JP3647761B2 (ja) | 2001-03-07 | 2005-05-18 | 富士通株式会社 | データ再生方法及びデータ再生装置並びに光磁気ディスク装置 |
| JP4006294B2 (ja) | 2002-08-07 | 2007-11-14 | 富士通株式会社 | タイミングリカバリ方法及び記憶装置 |
| WO2007141928A1 (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Panasonic Corporation | 情報再生装置 |
| KR101506418B1 (ko) | 2011-04-27 | 2015-03-26 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 신호 처리 장치, 신호 처리 방법, 및 광 디스크 장치 |
| KR102497232B1 (ko) * | 2018-06-18 | 2023-02-07 | 삼성전자주식회사 | 신호 수신 회로 및 그것의 동작 방법 |
-
1995
- 1995-06-22 JP JP15588195A patent/JP3331818B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH097313A (ja) | 1997-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100550510B1 (ko) | 부분 응답 채널에서 노이즈 상관을 감소시키기 위한 방법과 장치 | |
| US7046745B2 (en) | Signal processing circuit | |
| US5287228A (en) | Peak detection method and apparatus therefor | |
| US5774470A (en) | Digital signal processor, error detection method, and recording medium reproducer | |
| EP0492419A2 (en) | Viterbi decoding system including variable-order equalizer | |
| JP2001101799A (ja) | デジタル再生信号処理装置 | |
| JPH06295540A (ja) | ディジタル信号検出回路 | |
| JP4695814B2 (ja) | データ復号方法・回路及びこれを用いた情報記録再生装置 | |
| JP3877524B2 (ja) | 判定帰還等化における誤り伝搬抑制方法及び、これを用いた磁気再生回路 | |
| JP3331818B2 (ja) | ディジタル情報再生装置 | |
| JPH08116275A (ja) | ディジタル信号復号化処理装置 | |
| JP2002298518A (ja) | フルレスポンスチャネルシステムに用いられるデータエラー訂正方法 | |
| JPH08167251A (ja) | 情報記録再生装置 | |
| JP2002184132A (ja) | Ｄ＝２光チャネル用データ処理装置および方法 | |
| JP3216609B2 (ja) | 再生データ検出装置 | |
| JPH07122000A (ja) | 光ディスクのデータ検出方式 | |
| JP3238053B2 (ja) | データ検出回路 | |
| JPH09330564A (ja) | ディジタル情報再生装置 | |
| JP3395716B2 (ja) | ディジタル信号再生装置 | |
| JP3301691B2 (ja) | デジタル情報再生装置 | |
| JP3674142B2 (ja) | ディジタル情報再生装置および最尤復号装置 | |
| JPH06267203A (ja) | 再生データ検出装置 | |
| JP2006318547A (ja) | Ｐｒｍｌ復号装置、ｐｒｍｌ復号方法 | |
| JP2668452B2 (ja) | 最尤復号制御方式 | |
| JP3277451B2 (ja) | ビタビ復号装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070726 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080726 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090726 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090726 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100726 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110726 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110726 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120726 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |