JP3533315B2 - 信号処理回路 - Google Patents
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- processing circuit
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
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- G—PHYSICS
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/09—Digital recording
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/012—Recording on, or reproducing or erasing from, magnetic disks
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- Signal Processing (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は磁気ディスクあるい
は光ディスク装置等の信号処理方式に関わり、特にＥＥ
ＰＲＭＬ（Extended EPRML）やＥＥＥＰＲＭＬ（Extend
ed EEPRML）信号処理方式などの高次パーシャルレスポ
ンス方式の高能率復調手法に関わる。
は光ディスク装置等の信号処理方式に関わり、特にＥＥ
ＰＲＭＬ（Extended EPRML）やＥＥＥＰＲＭＬ（Extend
ed EEPRML）信号処理方式などの高次パーシャルレスポ
ンス方式の高能率復調手法に関わる。
【０００２】
【従来の技術】磁気ディスク装置ではパーシャルレスポ
ンスクラス４（ＰＲ４）と最尤復号方式を組み合わせた
（Partial Response Maximum Likelihood 以下ＰＲＭＬ
と略す）が、高能率信号処理方式として実用化されてい
る。高能率信号処理方式とは所望のデータ誤り率を低Ｓ
／Ｎにて実現できる方式を意味する。最近、ＰＲＭＬ方
式よりさらに低いＳ／Ｎで、信号の再生が可能な信号処
理方式として、ＥＰＲ４（Extended PR4）と最尤復号方
式を組み合わせたＥＰＲＭＬ方式、さらにＥＥＰＲ４
（Extended EPR4）と最尤復号方式を組み合わせたＥＥ
ＰＲＭＬ（ExtendedEPRML）方式などの高次パーシャル
レスポンス方式が実用化されている。
ンスクラス４（ＰＲ４）と最尤復号方式を組み合わせた
（Partial Response Maximum Likelihood 以下ＰＲＭＬ
と略す）が、高能率信号処理方式として実用化されてい
る。高能率信号処理方式とは所望のデータ誤り率を低Ｓ
／Ｎにて実現できる方式を意味する。最近、ＰＲＭＬ方
式よりさらに低いＳ／Ｎで、信号の再生が可能な信号処
理方式として、ＥＰＲ４（Extended PR4）と最尤復号方
式を組み合わせたＥＰＲＭＬ方式、さらにＥＥＰＲ４
（Extended EPR4）と最尤復号方式を組み合わせたＥＥ
ＰＲＭＬ（ExtendedEPRML）方式などの高次パーシャル
レスポンス方式が実用化されている。
【０００３】図１にＰＲＭＬ信号処理方式を用いた一般
的な磁気ディスク装置の構成例を示す。元のデータはイ
ンタフェース回路8を介して、誤り訂正符号器7に供給さ
れ、誤り訂正に必要な冗長データが付加される。次に、
データ変調器6によりＰＲＭＬ方式に必要な変調を行
い、これを記録アンプ5を介して、磁気ヘッド4により磁
気ディスク3に記録される。
的な磁気ディスク装置の構成例を示す。元のデータはイ
ンタフェース回路8を介して、誤り訂正符号器7に供給さ
れ、誤り訂正に必要な冗長データが付加される。次に、
データ変調器6によりＰＲＭＬ方式に必要な変調を行
い、これを記録アンプ5を介して、磁気ヘッド4により磁
気ディスク3に記録される。
【０００４】磁気ディスクから再生された信号は再生ア
ンプ5を経て、データ復調器1によりＰＲＭＬ処理され
る。復調されたデータは誤り訂正復号器2により誤り訂
正された後、インタフェース回路8を経て元のデータに
変換される。このような記録再生処理によって低Ｓ／Ｎ
信号の再生を行っている。このデータ変復調器１、６の
動作および構成を磁気記録再生系とパーシャルレスポン
ス方式との関連を示す図２を用いて詳述する。
ンプ5を経て、データ復調器1によりＰＲＭＬ処理され
る。復調されたデータは誤り訂正復号器2により誤り訂
正された後、インタフェース回路8を経て元のデータに
変換される。このような記録再生処理によって低Ｓ／Ｎ
信号の再生を行っている。このデータ変復調器１、６の
動作および構成を磁気記録再生系とパーシャルレスポン
ス方式との関連を示す図２を用いて詳述する。
【０００５】まず記録側の処理を述べる。誤り訂正符号
器7からのデータは遅延素子とモジュロ２（Ｍｏｄ．
２）からなるプリコーダ９を経由し、記録アンプ５経て
媒体上に記録される。このプリコーダ９は復調時に生じ
るデータの誤り伝播を防ぐ処置を行うためのものであ
る。
器7からのデータは遅延素子とモジュロ２（Ｍｏｄ．
２）からなるプリコーダ９を経由し、記録アンプ５経て
媒体上に記録される。このプリコーダ９は復調時に生じ
るデータの誤り伝播を防ぐ処置を行うためのものであ
る。
【０００６】つぎに、再生側の処理について述べる。記
録媒体上の磁化は再生磁気ヘッドにより微分特性を有す
る波形として再生される。ＰＲ４はこの微分特性を（１
−Ｄ）なる差分系とみなす。ここでＤは１ビットの遅延
演算子を意味する。再生波形は等化器１０に供給され、
波形の応答が（１＋Ｄ）となるように等化される。結果
として、等化器の出力における総合伝達特性は（１−Ｄ
２）になる。この後、最尤復号器１１にてデータの識別
を行う。
録媒体上の磁化は再生磁気ヘッドにより微分特性を有す
る波形として再生される。ＰＲ４はこの微分特性を（１
−Ｄ）なる差分系とみなす。ここでＤは１ビットの遅延
演算子を意味する。再生波形は等化器１０に供給され、
波形の応答が（１＋Ｄ）となるように等化される。結果
として、等化器の出力における総合伝達特性は（１−Ｄ
２）になる。この後、最尤復号器１１にてデータの識別
を行う。
【０００７】図３に、ステップ波形を磁気記録した場合
の再生孤立波形（ステップ応答を以下孤立波形と略す）
のレスポンスを示す。孤立波形を図３（ａ）に示すよう
に２タイムスロットに拡大した波形とみなすのが、PR4
である。この波形は（１＋Ｄ）なる特性を持つ。（ｂ）
のように３タイムスロットに拡大した波形とみなすのが
ＥＰＲ４である。この波形は（１＋Ｄ）２なる特性を持
つ。さらに（ｃ）のように４タイムスロットに拡大した
波形とみなすのがＥＥＰＲ４である。この波形は（１＋
Ｄ）３なる特性を持つ。
の再生孤立波形（ステップ応答を以下孤立波形と略す）
のレスポンスを示す。孤立波形を図３（ａ）に示すよう
に２タイムスロットに拡大した波形とみなすのが、PR4
である。この波形は（１＋Ｄ）なる特性を持つ。（ｂ）
のように３タイムスロットに拡大した波形とみなすのが
ＥＰＲ４である。この波形は（１＋Ｄ）２なる特性を持
つ。さらに（ｃ）のように４タイムスロットに拡大した
波形とみなすのがＥＥＰＲ４である。この波形は（１＋
Ｄ）３なる特性を持つ。
【０００８】以下に、ＥＥＰＲ４方式を例にとり、高次
パーシャルレスポンス方式を概説する。
パーシャルレスポンス方式を概説する。
【０００９】ＥＥＰＲ４の総合伝達特性は孤立波形の伝
達特性と磁気記録系の伝達特性の積として、（１−Ｄ）
（１＋Ｄ）３となる。これにより決まるＥＥＰＲ４方式
のインパルスレスポンスを図４に示す。図４（ａ）から
分かるように、ＥＥＰＲ４の孤立波形はビット周期ごと
に、１，３，３，１の振幅特性を持つ。したがって、孤
立パルスの応答は、図４（ｂ）に示すように、上下反転
した孤立波形を１ビット周期ずらして重畳することで得
られる。すなわち、孤立パルスの応答は１，２，０，−
２，−１となる。ＥＥＰＲ４に最尤復号器を組み合わせ
たＥＥＰＲＭＬのトレリス線図を図５に示す。
達特性と磁気記録系の伝達特性の積として、（１−Ｄ）
（１＋Ｄ）３となる。これにより決まるＥＥＰＲ４方式
のインパルスレスポンスを図４に示す。図４（ａ）から
分かるように、ＥＥＰＲ４の孤立波形はビット周期ごと
に、１，３，３，１の振幅特性を持つ。したがって、孤
立パルスの応答は、図４（ｂ）に示すように、上下反転
した孤立波形を１ビット周期ずらして重畳することで得
られる。すなわち、孤立パルスの応答は１，２，０，−
２，−１となる。ＥＥＰＲ４に最尤復号器を組み合わせ
たＥＥＰＲＭＬのトレリス線図を図５に示す。
【００１０】周知のようにＥＥＰＲＭＬ方式の動作は、
トレリス線図で説明される。図中、ａｋは時刻ｋにおけ
るＥＥＰＲＭＬへの入力信号を表わす。ここで１２は状
態を示し、１３は状態推移を示す。ラベル（ａｋ／
ｙｋ）の上段と下段はそれぞれ入力信号値と出力信号値
を示している。各信号処理方式の状態は過去の入力信号
系列により決まる。ＥＥＰＲＭＬでは、現時刻の再生信
号レベルは過去の４タイムスロットにわたる信号の影響
を受ける。時刻ｋにおける状態をＳｋとすれば、Ｓｋ=
（（ａｋ−４，ａｋ−３，ａｋ−２，ａｋ−１）｜ａ
ｋ（１，０））と与えられ、状態数は１６になる。時刻
ｋ−１において複数の状態から発した状態推移が時刻ｋ
のある特定の状態に集まる。
トレリス線図で説明される。図中、ａｋは時刻ｋにおけ
るＥＥＰＲＭＬへの入力信号を表わす。ここで１２は状
態を示し、１３は状態推移を示す。ラベル（ａｋ／
ｙｋ）の上段と下段はそれぞれ入力信号値と出力信号値
を示している。各信号処理方式の状態は過去の入力信号
系列により決まる。ＥＥＰＲＭＬでは、現時刻の再生信
号レベルは過去の４タイムスロットにわたる信号の影響
を受ける。時刻ｋにおける状態をＳｋとすれば、Ｓｋ=
（（ａｋ−４，ａｋ−３，ａｋ−２，ａｋ−１）｜ａ
ｋ（１，０））と与えられ、状態数は１６になる。時刻
ｋ−１において複数の状態から発した状態推移が時刻ｋ
のある特定の状態に集まる。
【００１１】これらの状態推移に対し、各ラベルの下段
に示されている出力信号と入力信号の差の２乗値をブラ
ンチメトリックと呼ぶ。また各状態に対する現時刻まで
のブランチメトリックの累積値をパスメトリックと呼
ぶ。時刻ｋのある特定の状態に集まる状態推移の内、時
刻ｋ−１までのパスメトリックと各状態推移に対応する
ブランチメトリックの和が最も小さい値となる状態推移
だけを最尤条件（もっとも確からしい）を満たす状態推
移（パス）として選択する。この過程は以下に述べるよ
うなステップに分けられる。
に示されている出力信号と入力信号の差の２乗値をブラ
ンチメトリックと呼ぶ。また各状態に対する現時刻まで
のブランチメトリックの累積値をパスメトリックと呼
ぶ。時刻ｋのある特定の状態に集まる状態推移の内、時
刻ｋ−１までのパスメトリックと各状態推移に対応する
ブランチメトリックの和が最も小さい値となる状態推移
だけを最尤条件（もっとも確からしい）を満たす状態推
移（パス）として選択する。この過程は以下に述べるよ
うなステップに分けられる。
【００１２】すなわち、パスメトリックとブランチメト
リックを加算（Add）する。次に、これらの加算値を状
態毎に比較（Compare）し、最小値となる状態推移を選
択（Select）する。これらの一連の動作をＡＣＳと略
す。最尤復号は、このＡＣＳ動作を各時刻、各状態毎に
繰り返し、最終的にトレリス線図上でパスが一つに収束
した時点で、データを確定させる方法であり、周知の技
術である。
リックを加算（Add）する。次に、これらの加算値を状
態毎に比較（Compare）し、最小値となる状態推移を選
択（Select）する。これらの一連の動作をＡＣＳと略
す。最尤復号は、このＡＣＳ動作を各時刻、各状態毎に
繰り返し、最終的にトレリス線図上でパスが一つに収束
した時点で、データを確定させる方法であり、周知の技
術である。
【００１３】ＥＥＰＲＭＬの性能は最小自由距離(Dfre
e)で決まる。ここでDfreeとは図５に示すトレリス線図
上のある特定のノードから他の特定のノードに至る各種
組み合わせの中でパスメトリックの差が最小のものであ
る。ＥＥＰＲＭＬのDfreeは６であることが知られてい
る。さらに、Dfreeに続く信号間距離は８、１０とな
る。ＥＥＰＲＭＬのこれらの信号間距離は、最尤復号器
に入力されるデータパターンで決まる。特に、信号間距
離はパターン中の０から１あるいは１から０へ変化する
連続回数で規定される。後述するように、例えばパター
ン中の反転位置をｐで表わすと、ｐｐｐと３回連続する
反転位置を持つ２種のパターンが１ビットずれた状態に
ある場合にこれらのパターン間の距離がDfreeを与え
る。
e)で決まる。ここでDfreeとは図５に示すトレリス線図
上のある特定のノードから他の特定のノードに至る各種
組み合わせの中でパスメトリックの差が最小のものであ
る。ＥＥＰＲＭＬのDfreeは６であることが知られてい
る。さらに、Dfreeに続く信号間距離は８、１０とな
る。ＥＥＰＲＭＬのこれらの信号間距離は、最尤復号器
に入力されるデータパターンで決まる。特に、信号間距
離はパターン中の０から１あるいは１から０へ変化する
連続回数で規定される。後述するように、例えばパター
ン中の反転位置をｐで表わすと、ｐｐｐと３回連続する
反転位置を持つ２種のパターンが１ビットずれた状態に
ある場合にこれらのパターン間の距離がDfreeを与え
る。
【００１４】これらのＥＰＲＭＬ方式やＥＥＰＲＭＬ方
式の性能をさらに向上するために、Maximum Transition
Run Code（ＭＴＲコードと略記する）が最近提案され
た。たとえば、"Maximum Transition Run Codes for Da
ta Storage Systems", IEEETransactions on Magnetic
s, vol.32, No.5, September, 1996, pp3992-3994が公
知例として知られている。
式の性能をさらに向上するために、Maximum Transition
Run Code（ＭＴＲコードと略記する）が最近提案され
た。たとえば、"Maximum Transition Run Codes for Da
ta Storage Systems", IEEETransactions on Magnetic
s, vol.32, No.5, September, 1996, pp3992-3994が公
知例として知られている。
【００１５】上記ＭＴＲコードはパターンの反転が３回
以上発生することを制限する機能を持つ。このＭＴＲコ
ードを使用すると、ＥＥＰＲＭＬの信号間距離１０以上
のもののみに限定できる。したがって、等価的に信号の
Ｓ／Ｎを向上できる。しかしながら、ＭＴＲコードでは
コードレートが４／５等になり、この値は通常使用され
ている１６／１７ＧＣＲ（Group Coded Recording）や
８／９ＧＣＲに比較して低い。このためコードレート損
失が大きく、トータルのコーディングゲインは必ずしも
満足行くものでない。具体的には、信号間距離が６から
１０に改善されることで生じるゲインは約２．２ｄＢで
ある。
以上発生することを制限する機能を持つ。このＭＴＲコ
ードを使用すると、ＥＥＰＲＭＬの信号間距離１０以上
のもののみに限定できる。したがって、等価的に信号の
Ｓ／Ｎを向上できる。しかしながら、ＭＴＲコードでは
コードレートが４／５等になり、この値は通常使用され
ている１６／１７ＧＣＲ（Group Coded Recording）や
８／９ＧＣＲに比較して低い。このためコードレート損
失が大きく、トータルのコーディングゲインは必ずしも
満足行くものでない。具体的には、信号間距離が６から
１０に改善されることで生じるゲインは約２．２ｄＢで
ある。
【００１６】一方、コードレート損失は、磁気ディスク
の記録密度にもよるが、例えば規格化線密度（再生波形
の半値幅を記録パルスの幅で規格化したもの）＝３のと
ころで、約１ｄＢ以上になり、トータルのコーディング
ゲインはせいぜい１ｄＢ程度である。
の記録密度にもよるが、例えば規格化線密度（再生波形
の半値幅を記録パルスの幅で規格化したもの）＝３のと
ころで、約１ｄＢ以上になり、トータルのコーディング
ゲインはせいぜい１ｄＢ程度である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、高次
のパーシャルレスポンス方式とりわけＥＥＰＲＭＬ方式
やＥＥＥＰＲＭＬ方式の信号間距離を使用するコードに
かかわらず拡張する一般的手法を提供することである。
すなわち、磁気ディスク装置用ＰＲＭＬ信号処理で使用
されている１６／１７ＧＣＲや８／９ＧＣＲをそのまま
適用できるようにすることで、コードレート損失を新た
に生じることなく、信号間距離を等価的に拡大する手法
を提供することである。
のパーシャルレスポンス方式とりわけＥＥＰＲＭＬ方式
やＥＥＥＰＲＭＬ方式の信号間距離を使用するコードに
かかわらず拡張する一般的手法を提供することである。
すなわち、磁気ディスク装置用ＰＲＭＬ信号処理で使用
されている１６／１７ＧＣＲや８／９ＧＣＲをそのまま
適用できるようにすることで、コードレート損失を新た
に生じることなく、信号間距離を等価的に拡大する手法
を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、高次のパーシ
ャルレスポンス方式とりわけＥＥＰＲＭＬ方式やＥＥＥ
ＰＲＭＬ方式において孤立パルス波形の応答を本来のＥ
ＥＰＲＭＬやＥＥＥＰＲＭＬの応答から変化させること
で、信号間距離を拡大させる。高次のパーシャルレスポ
ンス方式では孤立パルスの応答は奇対称波形に選ばれて
いる。例えば、ＥＥＰＲＭＬ方式では、前述したよう
に、孤立パルス波形の応答は１，２，０，−２，−１と
なる。
ャルレスポンス方式とりわけＥＥＰＲＭＬ方式やＥＥＥ
ＰＲＭＬ方式において孤立パルス波形の応答を本来のＥ
ＥＰＲＭＬやＥＥＥＰＲＭＬの応答から変化させること
で、信号間距離を拡大させる。高次のパーシャルレスポ
ンス方式では孤立パルスの応答は奇対称波形に選ばれて
いる。例えば、ＥＥＰＲＭＬ方式では、前述したよう
に、孤立パルス波形の応答は１，２，０，−２，−１と
なる。
【００１９】本発明では、このような高次のパーシャル
レスポンス方式の孤立パルス波形の応答が有する奇対称
性を緩和することで、まず第１に信号間距離を拡大す
る。この信号間距離は信号識別時のＳＮ比を決める。こ
の距離が大きいほど等価的に信号の振幅が大きくなるこ
とを意味する。第２に雑音電力を低減する。パーシャル
レスポンスの雑音は複数の時刻にわたって互いに相関を
有する。最尤復号器の性能は、この雑音の相関の影響に
より劣化する。したがって、雑音の相関を抑圧すること
で実質的に雑音を低減することができる。すなわち、高
次パーシャルレスポンス信号のＳ／Ｎは次式で規定され
る。
レスポンス方式の孤立パルス波形の応答が有する奇対称
性を緩和することで、まず第１に信号間距離を拡大す
る。この信号間距離は信号識別時のＳＮ比を決める。こ
の距離が大きいほど等価的に信号の振幅が大きくなるこ
とを意味する。第２に雑音電力を低減する。パーシャル
レスポンスの雑音は複数の時刻にわたって互いに相関を
有する。最尤復号器の性能は、この雑音の相関の影響に
より劣化する。したがって、雑音の相関を抑圧すること
で実質的に雑音を低減することができる。すなわち、高
次パーシャルレスポンス信号のＳ／Ｎは次式で規定され
る。
【００２０】
Ｓ／Ｎ＝信号間距離／（雑音電力・雑音相関係数） （数１）
EEPRML方式を例にとり、本発明を具体的に説明する。符
号は｛１，０｝の２進数である。いま、符号誤りの大き
さを定義するために、１が０に誤った場合には１、逆に
０が１に誤った場合には−１、誤りが発生しなかった場
合には０なる値を対応させる。この定義に従ったEEPRML
方式の誤りパターンを分類したものを下記に示す。 （Ａ）信号間距離＝６の場合 （１，−１，１） （Ｂ）信号間距離＝８ １） （１，−１，１，０，０，１，−１，１） ２） （１，−１，１，−１，１） （Ｃ）信号間距離＝１０ （０,1,０）etc. （Ａ）の実際の符号誤りパターンは（ａ，ｂ，１，０，
１，ｃ，ｄ）が（ａ，ｂ，−，１，−，ｃ，ｄ）に誤る
かまたはその逆の場合である。
号は｛１，０｝の２進数である。いま、符号誤りの大き
さを定義するために、１が０に誤った場合には１、逆に
０が１に誤った場合には−１、誤りが発生しなかった場
合には０なる値を対応させる。この定義に従ったEEPRML
方式の誤りパターンを分類したものを下記に示す。 （Ａ）信号間距離＝６の場合 （１，−１，１） （Ｂ）信号間距離＝８ １） （１，−１，１，０，０，１，−１，１） ２） （１，−１，１，−１，１） （Ｃ）信号間距離＝１０ （０,1,０）etc. （Ａ）の実際の符号誤りパターンは（ａ，ｂ，１，０，
１，ｃ，ｄ）が（ａ，ｂ，−，１，−，ｃ，ｄ）に誤る
かまたはその逆の場合である。
【００２１】（Ｂ）１）の実際の符号誤りパターンは
（１，０，１，ａ，ｂ，０，１）が（０，１，０，ａ，
ｂ，０，１，０）に誤るかまたはその逆の場合である。
（１，０，１，ａ，ｂ，０，１）が（０，１，０，ａ，
ｂ，０，１，０）に誤るかまたはその逆の場合である。
【００２２】（Ｂ）２）の実際の符号誤りパターンは
（１，０，１，０，１，０，１）が（０，１，０，１，
０，１）に誤るかまたはその逆の場合である。ここで
ａ，ｂ，etcは任意である。
（１，０，１，０，１，０，１）が（０，１，０，１，
０，１）に誤るかまたはその逆の場合である。ここで
ａ，ｂ，etcは任意である。
【００２３】（Ｃ）は１ビットの孤立パルス誤りであ
る。（Ａ）と（Ｂ）に共通するパターンは前述したよう
に、信号の反転が少なくとも３回以上連続する。
る。（Ａ）と（Ｂ）に共通するパターンは前述したよう
に、信号の反転が少なくとも３回以上連続する。
【００２４】したがってデータパターンではａｂ１０１
０ｃｄかまたはａｂ０１０１ｃｄおよびこれらが連続す
る場合である。図６は信号間距離＝６の誤りをトレリス
線図上に示したものである。図６中に示す２種のデータ
系列αおよびβはそれぞれ０１０ａｂｃｄｅ、１０１ａ
ｂｃｄｅなる値を持ち、最初の３ビットのみが異なる。
これに対応する波形を図７に示す。この図から分かるよ
うに、この２種のパターンの信号間距離は６である。図
８に同様に上記（Ｂ）１）に対応する波形を示す。
０ｃｄかまたはａｂ０１０１ｃｄおよびこれらが連続す
る場合である。図６は信号間距離＝６の誤りをトレリス
線図上に示したものである。図６中に示す２種のデータ
系列αおよびβはそれぞれ０１０ａｂｃｄｅ、１０１ａ
ｂｃｄｅなる値を持ち、最初の３ビットのみが異なる。
これに対応する波形を図７に示す。この図から分かるよ
うに、この２種のパターンの信号間距離は６である。図
８に同様に上記（Ｂ）１）に対応する波形を示す。
【００２５】さて、ＥＥＰＲＭＬは伝達特性（１−Ｄ）
（１＋Ｄ）３を有し、これにより図４（ｂ）に示したよ
うに、インパルスレスポンスは１，２，０，−２，−１
に決まる。従って、１ビット誤りが生じた場合には、誤
ったパターンと本来の誤りが無いパターンとの信号間距
離はこのインパルスレスポンスの各値の２乗和である１
０となる。この信号間距離はインパルスの持つ信号のエ
ネルギそのものである。しかるに、図７、図８に示すよ
うな信号間距離＝６あるいは信号間距離＝８のパターン
が存在する理由は、これらのパターンの組み合わせは、
本来のインパルスの持つ信号エネルギを相殺することに
ある。換言すれば、ＥＥＰＲＭＬ方式は誤り伝播が発生
しやすいパターンを有する。
（１＋Ｄ）３を有し、これにより図４（ｂ）に示したよ
うに、インパルスレスポンスは１，２，０，−２，−１
に決まる。従って、１ビット誤りが生じた場合には、誤
ったパターンと本来の誤りが無いパターンとの信号間距
離はこのインパルスレスポンスの各値の２乗和である１
０となる。この信号間距離はインパルスの持つ信号のエ
ネルギそのものである。しかるに、図７、図８に示すよ
うな信号間距離＝６あるいは信号間距離＝８のパターン
が存在する理由は、これらのパターンの組み合わせは、
本来のインパルスの持つ信号エネルギを相殺することに
ある。換言すれば、ＥＥＰＲＭＬ方式は誤り伝播が発生
しやすいパターンを有する。
【００２６】図９に示す例を用いて、このような信号間
距離を減少させる原因をさらに考察する。この図は、図
７に示したＥＥＰＲＭＬにおける信号間距離６となるパ
ターンを示したものである。このパターンでは、信号反
転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続する。従って、図９
（ａ）に示すように、レスポンス１，３，３，１を有す
る孤立波形が正負正と交互に繰り返す。
距離を減少させる原因をさらに考察する。この図は、図
７に示したＥＥＰＲＭＬにおける信号間距離６となるパ
ターンを示したものである。このパターンでは、信号反
転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続する。従って、図９
（ａ）に示すように、レスポンス１，３，３，１を有す
る孤立波形が正負正と交互に繰り返す。
【００２７】この結果、１，２，１，１，２，１なるレ
スポンスが得られ、この信号のエネルギは各値の２乗和
（１）２＋（２）２＋（１）２＋（１）２＋（２）２＋
（１）２＝１２となる。一方各孤立波形単体の信号エネ
ルギは（１）２＋（３）２＋（３）２＋（１）２＝２０
となる。これ故、信号反転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連
続するパターンでは孤立波形３個の合計６０の信号エネ
ルギが１２に縮退している。
スポンスが得られ、この信号のエネルギは各値の２乗和
（１）２＋（２）２＋（１）２＋（１）２＋（２）２＋
（１）２＝１２となる。一方各孤立波形単体の信号エネ
ルギは（１）２＋（３）２＋（３）２＋（１）２＝２０
となる。これ故、信号反転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連
続するパターンでは孤立波形３個の合計６０の信号エネ
ルギが１２に縮退している。
【００２８】たとえば、図９（ｂ）に示すように、孤立
波形のレスポンスのうち、右端の１の振幅を持つレスポ
ンスを除去すると信号間距離は１５まで向上する。これ
の意味するところは、ＥＥＰＲＭＬの孤立波形のレスポ
ンス１，３，３，１が複数のビットに広がり過ぎている
ため、前述した（Ａ）（Ｂ）に示す特別なパターンで、
本来の信号の有するエネルギが相殺されることである。
これが、本質的に信号間距離を低減させ、この結果誤り
伝播を引き起こすことになる。
波形のレスポンスのうち、右端の１の振幅を持つレスポ
ンスを除去すると信号間距離は１５まで向上する。これ
の意味するところは、ＥＥＰＲＭＬの孤立波形のレスポ
ンス１，３，３，１が複数のビットに広がり過ぎている
ため、前述した（Ａ）（Ｂ）に示す特別なパターンで、
本来の信号の有するエネルギが相殺されることである。
これが、本質的に信号間距離を低減させ、この結果誤り
伝播を引き起こすことになる。
【００２９】この考察により、信号間距離を拡大するた
めの根本的な指針は、孤立波形のエネルギ（電力）を損
失することなく、エネルギを集中する方策をたてること
である。一般的に、信号のエネルギを集中する手段は、
図１０に示すように、孤立波形を全域通過フィルタ１４
に通し、最小位相推移条件を満たせばよいことが通信理
論により明らかにされている。
めの根本的な指針は、孤立波形のエネルギ（電力）を損
失することなく、エネルギを集中する方策をたてること
である。一般的に、信号のエネルギを集中する手段は、
図１０に示すように、孤立波形を全域通過フィルタ１４
に通し、最小位相推移条件を満たせばよいことが通信理
論により明らかにされている。
【００３０】ここで最小位相推移条件とは、有理関数で
与えられる信号の伝達関数の零点と極が同一単位円周内
に存在することである。この条件を満たすように位相フ
ィルタを設定することにより、信号のエネルギが保存さ
れたまま、インパルスレスポンスの前半部分に信号エネ
ルギを集中できる。磁気記録では、孤立波形はローレン
ツ波形で近似できることがよく知られている。これをＬ
（ｔ）で与えると、以下の式で示される。
与えられる信号の伝達関数の零点と極が同一単位円周内
に存在することである。この条件を満たすように位相フ
ィルタを設定することにより、信号のエネルギが保存さ
れたまま、インパルスレスポンスの前半部分に信号エネ
ルギを集中できる。磁気記録では、孤立波形はローレン
ツ波形で近似できることがよく知られている。これをＬ
（ｔ）で与えると、以下の式で示される。
【００３１】
Ｌ（ｔ）＝１．０／（１＋（２ｔ／ＴＷ）２） （数２）
ＴＷは半値幅を与える。
【００３２】この式２から明らかなように、Ｌ（ｔ）は
左右対称の波形である。ここで半値幅と記録するパルス
の時間幅Ｔとの比（ＴＷ／Ｔ）を規格化線密度と定義す
る。ＴＷ／Ｔの値が大きいほど、高密度記録された波形
になる。通常磁気記録では、規格化線密度が２．５前後
のものが使用されている。規格化線密度２．５と３．０
を有するローレンツ波形を最小位相推移フィルタに通し
て得られた波形をＬｍｉｎ（ｔ）とする。
左右対称の波形である。ここで半値幅と記録するパルス
の時間幅Ｔとの比（ＴＷ／Ｔ）を規格化線密度と定義す
る。ＴＷ／Ｔの値が大きいほど、高密度記録された波形
になる。通常磁気記録では、規格化線密度が２．５前後
のものが使用されている。規格化線密度２．５と３．０
を有するローレンツ波形を最小位相推移フィルタに通し
て得られた波形をＬｍｉｎ（ｔ）とする。
【００３３】図１１にＬｍｉｎ（ｔ）を示す。図１１か
ら明らかなように波形は左右非対称であり、エネルギが
孤立波形のレスポンスの前半に集中していることが分か
る。しかしながら、非対称形から信号弁別に必要なクロ
ック信号（タイミング信号）を抽出するのは一般に非常
に困難である。この理由の一つは、位相歪みによりパタ
ーン依存のあるジッタ（時間ゆらぎ）が増加するためで
ある。他の理由として、信号振幅が多値となるため、ク
ロック信号（タイミング信号）抽出回路が複雑になり、
この実現が困難になるからである。
ら明らかなように波形は左右非対称であり、エネルギが
孤立波形のレスポンスの前半に集中していることが分か
る。しかしながら、非対称形から信号弁別に必要なクロ
ック信号（タイミング信号）を抽出するのは一般に非常
に困難である。この理由の一つは、位相歪みによりパタ
ーン依存のあるジッタ（時間ゆらぎ）が増加するためで
ある。他の理由として、信号振幅が多値となるため、ク
ロック信号（タイミング信号）抽出回路が複雑になり、
この実現が困難になるからである。
【００３４】したがって、本発明では、この矛盾する条
件を解消するために、高次パーシャルレスポンスの多項
式ＰＲ（Ｄ）を次式のように因数分解し ＰＲ（Ｄ）＝（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃ
ｎＤｎ） （数３） 右辺の前項の状態でタイミング抽出を行い、この後右辺
の後項で与えられる非対称レスポンスを離散時間フィル
タで与えることにより、上記非対称性を波形に与える。
この際に式１で与えるＳ／Ｎが最大となる非対称係数ｃ
０，ｃ１，・・・，ｃｎを選択する。
件を解消するために、高次パーシャルレスポンスの多項
式ＰＲ（Ｄ）を次式のように因数分解し ＰＲ（Ｄ）＝（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃ
ｎＤｎ） （数３） 右辺の前項の状態でタイミング抽出を行い、この後右辺
の後項で与えられる非対称レスポンスを離散時間フィル
タで与えることにより、上記非対称性を波形に与える。
この際に式１で与えるＳ／Ｎが最大となる非対称係数ｃ
０，ｃ１，・・・，ｃｎを選択する。
【００３５】つぎに、実際の非対称係数を求める手法を
述べる。まず１６状態のＥＥＰＲＭＬの場合には、上記
係数は（ｃ０＝１，ｃ１＝２，ｃ２＝１）で与えられ
る。すなわちｃ１を中心にｃ０とｃ２の値が対称係数と
なっている。これに対し、非対称係数を求めるには、ま
ず式３右辺の後項をｃ０＝１のモニック多項式にし、ｃ
１とｃ２を実数の２変数関数とみなし、数１の評価基準
にしたがって最適係数を求める。この後、この実数に最
も近い整数係数を求める。
述べる。まず１６状態のＥＥＰＲＭＬの場合には、上記
係数は（ｃ０＝１，ｃ１＝２，ｃ２＝１）で与えられ
る。すなわちｃ１を中心にｃ０とｃ２の値が対称係数と
なっている。これに対し、非対称係数を求めるには、ま
ず式３右辺の後項をｃ０＝１のモニック多項式にし、ｃ
１とｃ２を実数の２変数関数とみなし、数１の評価基準
にしたがって最適係数を求める。この後、この実数に最
も近い整数係数を求める。
【００３６】数１に示した信号間距離、雑音電力・雑音
相関係数等の求め方は,文献 “Maximum Likelihood Seq
uence Estimation of Digital Sequences in the Prese
nceof Intersymbol Interference”, IEEE Transaction
s on information Theory,vol.IT-18, No.3, May, 197
2, pp363-378に詳細に記載されているため、省略する。
表１に１６状態のパーシャルレスポンスの代表的特性を
示す。
相関係数等の求め方は,文献 “Maximum Likelihood Seq
uence Estimation of Digital Sequences in the Prese
nceof Intersymbol Interference”, IEEE Transaction
s on information Theory,vol.IT-18, No.3, May, 197
2, pp363-378に詳細に記載されているため、省略する。
表１に１６状態のパーシャルレスポンスの代表的特性を
示す。
【００３７】
【表１】
表中に示す孤立パルスの距離は孤立パルスの有する電力
そのものである。最小距離は与えられた係数を持つパー
シャルレスポンス信号のトレリスダイアグラム上の距離
の内、最小になるものである。したがって、最小距離／
孤立パルスの距離はこれを与えるパーシャルレスポンス
のエネルギの利用効率を与える指標となる。本発明によ
る係数を有するパーシャルレスポン方式はいずれも通常
のＥＥＰＲＭＬのものよりこの点で優る。結果として、
対称係数を有するＥＥＰＲＭＬに対し、Ｓ／Ｎを効果的
に改善できていることが分かる。表２に３２状態のパー
シャルレスポンスの代表的特性を示す。
そのものである。最小距離は与えられた係数を持つパー
シャルレスポンス信号のトレリスダイアグラム上の距離
の内、最小になるものである。したがって、最小距離／
孤立パルスの距離はこれを与えるパーシャルレスポンス
のエネルギの利用効率を与える指標となる。本発明によ
る係数を有するパーシャルレスポン方式はいずれも通常
のＥＥＰＲＭＬのものよりこの点で優る。結果として、
対称係数を有するＥＥＰＲＭＬに対し、Ｓ／Ｎを効果的
に改善できていることが分かる。表２に３２状態のパー
シャルレスポンスの代表的特性を示す。
【００３８】
【表２】
この場合にも、同様に特性の改善が顕著である。なお、
表１および表２の特性は規格化線密度が２．５の場合に
相当する。本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでな
く、符号誤りの長さも従来のＥＥＰＲＭＬやＥＥＥＰＲ
ＭＬ方式の持つ長く連続する誤りから１ビットかあるい
は３ビット長さの誤りが主体のものに改善できる。した
がって、本発明は、少なくとも１ビットおよび３ビット
連続誤りに対して符号誤り訂正能力を有する誤り訂正符
号と組み合わせることで効率的な誤り訂正が可能になる
という特長も有する。
表１および表２の特性は規格化線密度が２．５の場合に
相当する。本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでな
く、符号誤りの長さも従来のＥＥＰＲＭＬやＥＥＥＰＲ
ＭＬ方式の持つ長く連続する誤りから１ビットかあるい
は３ビット長さの誤りが主体のものに改善できる。した
がって、本発明は、少なくとも１ビットおよび３ビット
連続誤りに対して符号誤り訂正能力を有する誤り訂正符
号と組み合わせることで効率的な誤り訂正が可能になる
という特長も有する。
【００３９】
【発明の実施の形態】本発明にしたがった実際の回路構
成例を図１２に示す。まず、磁気ヘッド出力はプリアン
プを経て、ＡＧＣ（自動利得制御回路）とＬＰＦ（低域
通過フィルタ）１５に供給される。ＡＧＣにて、信号振
幅が一定値になるように制御された後、ＬＰＦにより所
望周波数帯域以外の雑音成分が除去される。このＬＰＦ
出力信号はＡＤＣ１６により離散量子化され、等化器１
０に入力される。等化器１０では前述したように磁気ヘ
ッドからの再生信号を、（１−Ｄ２）なるパーシャルレ
スポンス特性となるように等化する。
成例を図１２に示す。まず、磁気ヘッド出力はプリアン
プを経て、ＡＧＣ（自動利得制御回路）とＬＰＦ（低域
通過フィルタ）１５に供給される。ＡＧＣにて、信号振
幅が一定値になるように制御された後、ＬＰＦにより所
望周波数帯域以外の雑音成分が除去される。このＬＰＦ
出力信号はＡＤＣ１６により離散量子化され、等化器１
０に入力される。等化器１０では前述したように磁気ヘ
ッドからの再生信号を、（１−Ｄ２）なるパーシャルレ
スポンス特性となるように等化する。
【００４０】この等化器の出力からＡＤＣ１６を動作さ
せるために必要なクロック信号をＰＬＬ回路２０により
生成する。同時に、ＡＧＣ１５の制御信号もＡＧＣ制御
回路２１から得る。つぎに、等化器出力を離散フィルタ
１８に加え、その出力に（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋
・・・＋ｃｎＤｎ）なる応答特性を持つ波形を得て、こ
れを最尤復号器１９に加え、データ識別を行う。この識
別データを１６／１７変換もしくは８／９ＥＮＤＥＣに
より復調し、その出力に元のユーザデータを得る。な
お、等化器出力をＰＲ４の最尤復号器２３に供給するこ
とにより、通常のＰＲＭＬ復調データが得られる。つぎ
に、離散フィルタの構成を示す。
せるために必要なクロック信号をＰＬＬ回路２０により
生成する。同時に、ＡＧＣ１５の制御信号もＡＧＣ制御
回路２１から得る。つぎに、等化器出力を離散フィルタ
１８に加え、その出力に（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋
・・・＋ｃｎＤｎ）なる応答特性を持つ波形を得て、こ
れを最尤復号器１９に加え、データ識別を行う。この識
別データを１６／１７変換もしくは８／９ＥＮＤＥＣに
より復調し、その出力に元のユーザデータを得る。な
お、等化器出力をＰＲ４の最尤復号器２３に供給するこ
とにより、通常のＰＲＭＬ復調データが得られる。つぎ
に、離散フィルタの構成を示す。
【００４１】図１３は（ｃ０＝３、ｃ１＝２、ｃ２＝
１）なる係数を持つ離散フィルタの構成例である。等化
器１０の出力を離散フィルタの入力端３０に加える。こ
の信号を３倍の係数乗算器３１を通した出力、遅延回路
３３により１ビット遅延した信号を２倍の係数乗算器３
２に通した出力、２ビット遅延回路を通した出力を加算
器３４により加算することで所望のフィルタ特性を出力
端３５に得る。他の係数に関しても同様に構成できるこ
とは明らかである。
１）なる係数を持つ離散フィルタの構成例である。等化
器１０の出力を離散フィルタの入力端３０に加える。こ
の信号を３倍の係数乗算器３１を通した出力、遅延回路
３３により１ビット遅延した信号を２倍の係数乗算器３
２に通した出力、２ビット遅延回路を通した出力を加算
器３４により加算することで所望のフィルタ特性を出力
端３５に得る。他の係数に関しても同様に構成できるこ
とは明らかである。
【００４２】つぎに、本発明によるトレリスダイアグラ
ムの構成法を示す。最尤復号器への入力ビットの値ａｋ
と各状態Ｓｋおよび出力ｙｋは次式の関係がある。
ムの構成法を示す。最尤復号器への入力ビットの値ａｋ
と各状態Ｓｋおよび出力ｙｋは次式の関係がある。
【００４３】
Ｓｋ=ａｋ−５，ａｋ−４，ａｋ−３，ａｋ−２，ａｋ−１
ｙｋ=ｃ０ａｋ＋ｃ１ａｋ−１＋（ｃ２−ｃ０）ａｋ−２＋（ｃ３−ｃ１）
ａｋ−３−ｃ２ａｋ−４−ｃ３ａｋ−５ （数４）
最尤復号器ｃ３＝０の場合には１６状態、ｃ３の値が非
零の場合には、３２状態を有する。（ｃ０＝３、ｃ１＝
２、ｃ２＝１）なる値を持つ１６状態最尤復号器のトレ
リス線図の構成例を図１４に示す。ここでこのような係
数を有するパーシャルレスポンスをＭＥＥＰＲＭＬと呼
称する。図１４の１６状態最尤復号器の一実施形態を図
１５に示す。本処理回路は、ブランチメトリック生成部
４０、ACS回路４１、パスメモリ４２から構成されてお
り、図１４に示したＭＥＥＰＲＭＬトレリス線図に基づ
き回路が構成されている。ブランチメトリック生成部４
０は、ＭＥＥＰＲＭＬトレリス線図の各状態から発生す
る状態遷移のブランチメトリックを与えるものである。
零の場合には、３２状態を有する。（ｃ０＝３、ｃ１＝
２、ｃ２＝１）なる値を持つ１６状態最尤復号器のトレ
リス線図の構成例を図１４に示す。ここでこのような係
数を有するパーシャルレスポンスをＭＥＥＰＲＭＬと呼
称する。図１４の１６状態最尤復号器の一実施形態を図
１５に示す。本処理回路は、ブランチメトリック生成部
４０、ACS回路４１、パスメモリ４２から構成されてお
り、図１４に示したＭＥＥＰＲＭＬトレリス線図に基づ
き回路が構成されている。ブランチメトリック生成部４
０は、ＭＥＥＰＲＭＬトレリス線図の各状態から発生す
る状態遷移のブランチメトリックを与えるものである。
【００４４】ACS４１は、１６状態のパスメトリックと
ブランチメトリック値との加算、比較、選択を行い、も
っとも確からしいパスに対するパスメトリック値を生成
する。パスメモリ４２は、各状態の比較結果をもとに、
復号データの生成を行う。なおパスメトリックの初期化
を初期設定回路４３により、本回路起動時に行なう。
ブランチメトリック値との加算、比較、選択を行い、も
っとも確からしいパスに対するパスメトリック値を生成
する。パスメモリ４２は、各状態の比較結果をもとに、
復号データの生成を行う。なおパスメトリックの初期化
を初期設定回路４３により、本回路起動時に行なう。
【００４５】次に、本発明のデータ復調回路を用いた磁
気記録再生装置の一実施例を図１６に示す。パソコン等
の外部装置は、磁気記録再生装置内のコントローラ１０
２を介して、データの授受が行われる。まず、外部装置
からのデータを記録する場合について説明する。コント
ローラ１０２は、データの記録命令を受けるとサーボ制
御回路１０３に対し、記録すべき位置(トラック)に記録
再生ヘッド１０６を移動する命令を発行する。記録再生
ヘッドの移動が完了後、記録データは、記録データ処理
回路１０４、Ｒ／Ｗアンプ５、記録再生ヘッド４を介し
て記録媒体3に記録される。
気記録再生装置の一実施例を図１６に示す。パソコン等
の外部装置は、磁気記録再生装置内のコントローラ１０
２を介して、データの授受が行われる。まず、外部装置
からのデータを記録する場合について説明する。コント
ローラ１０２は、データの記録命令を受けるとサーボ制
御回路１０３に対し、記録すべき位置(トラック)に記録
再生ヘッド１０６を移動する命令を発行する。記録再生
ヘッドの移動が完了後、記録データは、記録データ処理
回路１０４、Ｒ／Ｗアンプ５、記録再生ヘッド４を介し
て記録媒体3に記録される。
【００４６】記録データ処理回路１０４は、エンコーダ
２３、シンセサイザ１１２、プリコーダ９、記録補正回
路１１４で構成され、エンコーダ２３は、記録データを
コーディング規則に従ったコーディング処理、例えば、
８／９ＧＣＲ（０，４／４）コード変換を行う。エンコ
ードされたデータ列は、シンセサイザ１１２の記録ビッ
ト周期にしたがって送り出される。プリコード９は、デ
ータ列に一定の拘束条件を与えるため、再度コード変換
される。記録補正回路１１４は、磁気記録固有の記録処
理の非線形性を除去するものである。以上の動作により
記録処理が行われる。
２３、シンセサイザ１１２、プリコーダ９、記録補正回
路１１４で構成され、エンコーダ２３は、記録データを
コーディング規則に従ったコーディング処理、例えば、
８／９ＧＣＲ（０，４／４）コード変換を行う。エンコ
ードされたデータ列は、シンセサイザ１１２の記録ビッ
ト周期にしたがって送り出される。プリコード９は、デ
ータ列に一定の拘束条件を与えるため、再度コード変換
される。記録補正回路１１４は、磁気記録固有の記録処
理の非線形性を除去するものである。以上の動作により
記録処理が行われる。
【００４７】次に、データの再生動作について説明す
る。コントローラ１０２は、データ再生命令を受ける
と、サーボ制御回路１０３に対し、記録再生ヘッド４を
該当するデータが記録された位置(トラック)へ移動する
命令を発行する。記録再生ヘッドの移動が完了後、記録
媒体３に記録された信号は、記録再生ヘッド４、Ｒ／Ｗ
アンプ５を介して、データ復調回路１に入力される。
る。コントローラ１０２は、データ再生命令を受ける
と、サーボ制御回路１０３に対し、記録再生ヘッド４を
該当するデータが記録された位置(トラック)へ移動する
命令を発行する。記録再生ヘッドの移動が完了後、記録
媒体３に記録された信号は、記録再生ヘッド４、Ｒ／Ｗ
アンプ５を介して、データ復調回路１に入力される。
【００４８】データ復調回路１で復調された復調データ
は、コントローラ１０２に出力され、復調データの正当
性を確認したのち外部装置にデータを転送する。データ
復調回路１は、ヘッド再生波形の振幅を一定にするＡＧ
Ｃ回路１５、信号帯域外の雑音を除去する帯域除去フィ
ルタ（ＬＰＦ）１５、再生信号をサンプリングするＡＤ
Ｃ１６、再生波形の符号間干渉を除去する等化器１０、
ＡＤＣ１６のサンプリングタイミングを決定するＰＬＬ
２０、本発明の主眼となるデータ復調回路１、復調デー
タのデコード処理（８／９ＧＣＲデコーダ）を行うデコ
ーダ２３から構成される。
は、コントローラ１０２に出力され、復調データの正当
性を確認したのち外部装置にデータを転送する。データ
復調回路１は、ヘッド再生波形の振幅を一定にするＡＧ
Ｃ回路１５、信号帯域外の雑音を除去する帯域除去フィ
ルタ（ＬＰＦ）１５、再生信号をサンプリングするＡＤ
Ｃ１６、再生波形の符号間干渉を除去する等化器１０、
ＡＤＣ１６のサンプリングタイミングを決定するＰＬＬ
２０、本発明の主眼となるデータ復調回路１、復調デー
タのデコード処理（８／９ＧＣＲデコーダ）を行うデコ
ーダ２３から構成される。
【００４９】マイコン１０１は、コントローラ１０２、
データ復調回路１などの装置全体の処理をソフトウェア
で行うものである。ここでは、マイコン１０１は、コー
ド違反検出回路１２８の検出結果の検知、ＰＲＭＬ処理
回路２３とＭＥＥＰＲＭＬ処理回路１９を切り替えるマ
ルチプレクサ１２９に情報を与えるレジスタ１３０の設
定などの処理を行う。さらに、ＰＲＭＬ処理回路の代わ
りに、表１に示す係数を有する他のＭＥＥＰＲＭＬ処理
回路を用いて、記録密度に応じてこれらを適応的に切り
替える構成にすることも可能である。
データ復調回路１などの装置全体の処理をソフトウェア
で行うものである。ここでは、マイコン１０１は、コー
ド違反検出回路１２８の検出結果の検知、ＰＲＭＬ処理
回路２３とＭＥＥＰＲＭＬ処理回路１９を切り替えるマ
ルチプレクサ１２９に情報を与えるレジスタ１３０の設
定などの処理を行う。さらに、ＰＲＭＬ処理回路の代わ
りに、表１に示す係数を有する他のＭＥＥＰＲＭＬ処理
回路を用いて、記録密度に応じてこれらを適応的に切り
替える構成にすることも可能である。
【００５０】さらに、前述したように本発明では最尤復
号器の出力データ中に生じる誤りの長さが１ビットある
いは３ビットが支配的になるため、これに適する誤り訂
正を行なった後、デコーダ２３にて８／９ＧＣＲ等のデ
コード処理を行なう方が、符号誤りの拡大を防止する点
で望ましい。このために、本発明によるＬＳＩを構成す
る際に、ＬＳＩ出力端子にデコード前の最尤復号器の出
力を直接出すことを可能にする配線を行なうことも有効
である。
号器の出力データ中に生じる誤りの長さが１ビットある
いは３ビットが支配的になるため、これに適する誤り訂
正を行なった後、デコーダ２３にて８／９ＧＣＲ等のデ
コード処理を行なう方が、符号誤りの拡大を防止する点
で望ましい。このために、本発明によるＬＳＩを構成す
る際に、ＬＳＩ出力端子にデコード前の最尤復号器の出
力を直接出すことを可能にする配線を行なうことも有効
である。
【００５１】
【発明の効果】本発明は、磁気記録装置の再生孤立磁化
反転波形を非対称波形に変更することで、ＥＥＰＲＭＬ
やＥＥＥＰＲＭＬ等で問題になっていたある特定パター
ンにおいて発生する誤り伝播を抑圧する。ＭＥＥＰＲＭ
Ｌ方式はＥＥＰＲＭＬ方式に比較して、磁気記録装置の
再生孤立磁化反転の半値幅と記録信号の半値幅の比が装
置の実用範囲である２．５程度の場合には、約１．５ｄ
Ｂ以上のＳ／Ｎの改善が見込まれる。
反転波形を非対称波形に変更することで、ＥＥＰＲＭＬ
やＥＥＥＰＲＭＬ等で問題になっていたある特定パター
ンにおいて発生する誤り伝播を抑圧する。ＭＥＥＰＲＭ
Ｌ方式はＥＥＰＲＭＬ方式に比較して、磁気記録装置の
再生孤立磁化反転の半値幅と記録信号の半値幅の比が装
置の実用範囲である２．５程度の場合には、約１．５ｄ
Ｂ以上のＳ／Ｎの改善が見込まれる。
【００５２】本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでな
く、符号誤りの長さも従来のＥＥＰＲＭＬやＥＥＥＰＲ
ＭＬ方式の持つ長く連続する誤りから単一ビットかある
いは３ビット長さの誤りが主体のものに改善できる。
く、符号誤りの長さも従来のＥＥＰＲＭＬやＥＥＥＰＲ
ＭＬ方式の持つ長く連続する誤りから単一ビットかある
いは３ビット長さの誤りが主体のものに改善できる。
【図１】本発明のデータ復調回路の一実施例を示した構
成図。
成図。
【図２】PRML復調と磁気記録再生系の関連を示す図。
【図３】各種パーシャルレスポンスの孤立波形応答を示
す図。
す図。
【図４】EEPR4の孤立波形および孤立パルス応答を示す
図。
図。
【図５】EEPRMLのトレリス線図を示す図。
【図６】EEPRMLの信号間距離６を与えるパターンをトレ
リス線図上に示した図。
リス線図上に示した図。
【図７】EEPRMLの信号間距離６を与える波形の例を示す
図。
図。
【図８】EEPRMLの信号間距離８を与える波形の例を示す
図。
図。
【図９】 EEPRMLの信号間距離が６に縮退する原因を示
す図。
す図。
【図１０】パーシャルレスポンスの孤立波形応答のエネ
ルギを集中させる基本原理を示す図。
ルギを集中させる基本原理を示す図。
【図１１】最小位相推移波形の例を示す図。
【図１２】本発明を実施する回路構成の一実施例を示す
図。
図。
【図１３】本発明の離散フィルタ回路構成の一実施例を
示す図。
示す図。
【図１４】本発明の係数を持つトレリス線図の例を示す
図。
図。
【図１５】本発明による１６状態最尤復号器の一実施形
態を示す図。
態を示す図。
【図１６】本発明を用いた磁気ディスク装置のデータ復
調方法を示す図。
調方法を示す図。
1：データ復調器、2：誤り訂正符号復号器、5：記録再
生アンプ、6：データ変調器、7：誤り訂正符号器、9：
プリコーダ、10：等化器、11:最尤復号器、12:パスメト
リック、13：ブランチメトリック演算器、14：全域通過
フィルタ、15：ＡＧＣ, 16:ＡＤＣ、18：離散フィル
タ、19:高次パーシャルレスポンス最尤復号器、20:ＰＬ
Ｌ、23:16/17ENDEC、31:３乗算器、32:２倍乗算器、33:
遅延回路、34:加算器、40: ブランチメトリック生成回
路、41: ACS回路、42: パスメモリ、101:マイコン、10
2:コントローラ、103: サーボ制御回路、129：マルチプ
レクサ、130：レジスタ、
生アンプ、6：データ変調器、7：誤り訂正符号器、9：
プリコーダ、10：等化器、11:最尤復号器、12:パスメト
リック、13：ブランチメトリック演算器、14：全域通過
フィルタ、15：ＡＧＣ, 16:ＡＤＣ、18：離散フィル
タ、19:高次パーシャルレスポンス最尤復号器、20:ＰＬ
Ｌ、23:16/17ENDEC、31:３乗算器、32:２倍乗算器、33:
遅延回路、34:加算器、40: ブランチメトリック生成回
路、41: ACS回路、42: パスメモリ、101:マイコン、10
2:コントローラ、103: サーボ制御回路、129：マルチプ
レクサ、130：レジスタ、
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(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０３Ｍ 13/23 Ｈ０４Ｌ 25/08 Ｂ
Ｈ０４Ｌ 25/08 Ｈ０３Ｍ 13/12
(72)発明者 小林 直哉
東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地
株式会社日立製作所 中央研究所内
(72)発明者 近藤 昌晴
神奈川県小田原市国府津2880番地 株式
会社日立製作所 ストレージシステム事
業部内
(56)参考文献 特開 平９−7313（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−289531（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−167251（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−147312（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 45/497
G11B 20/14 341
G11B 20/18 534
G11B 20/18 570
G11B 20/18 572
H03M 13/23
H04L 25/08
Claims (9)
- 【請求項１】入力された信号を非対称応答に変換する離
散フィルタと、この離散フィルタからの出力を非対称応
答に基づいてデータ復調する最尤復号器とを備えた信号
処理回路であって、 前記最尤復号器で復調されたデータに特定の誤りが含ま
れるように前記非対称応答を選択する信号処理回路。 - 【請求項２】入力された信号を非対称応答に変換する離
散フィルタと、この離散フィルタからの出力を非対称応
答に基づいてデータ復調する最尤復号器とを備えた信号
処理回路であって、 前記非対称応答の係数を設定するレジスタを備えた信号
処理回路。 - 【請求項３】入力された信号を非対称応答に変換する離
散フィルタと、この離散フィルタからの出力を非対称応
答に基づいてデータ復調する最尤復号器とを備えた信号
処理回路であって、 前記最尤復号器からの出力を直接外部へ出力する信号処
理回路。 - 【請求項４】入力された信号を非対称応答に変換する離
散フィルタと、この離散フィルタからの出力を前記非対
称応答に基づいてデータ復調する最尤復号器と、この最
尤復号器からのデータ復調出力のうち少なくとも１ビッ
ト、３ビットの連続する誤りを訂正する誤り訂正器とを
備えた信号処理回路。 - 【請求項５】入力された信号を対称応答に等化する等化
器と、この等化器から出力されるデータ応答が最小位相
推移条件を満たすように変換する離散フィルタと、この
離散フィルタからの出力を非対称応答に基づきデータ復
調を行う最尤復号器とを備えた信号処理回路。 - 【請求項６】入力された信号を対称応答に等化する等化
器と、この等化器からの応答を非対称応答に変換する離
散フィルタと、この離散フィルタからの出力を前記非対
称応答に基づきデータ復調を行うデータ復調を行う最尤
復号器と、最尤復号器のデータ復調出力のうち少なくと
も１ビット、３ビットの連続する誤りを訂正する誤り訂
正器とを備えた信号処理回路。 - 【請求項７】入力された信号を（１−Ｄ２）パーシャル
レスポンス特性となる様に等化する等化器と、この等化
器からの出力信号を（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・
・＋ｃｎＤｎ）なる波形に変換して出力する離散フィル
タと、この離散フィルタからの出力からデータ復調を行
う最尤復号器とを備えた信号処理回路。 - 【請求項８】前記離散フィルタの出力波形は（１−
Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋ｃ２Ｄ２）なる波形であり、係
数（ｃ０，ｃ１，ｃ２）は、（３，２，１）、（５，
４，２）或いは（２，２，１）である請求項７記載の信
号処理回路。 - 【請求項９】前記離散フィルタの出力波形は（１−
Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋ｃ２Ｄ２＋ｃ３Ｄ３）なる波形
であり、係数（ｃ０，ｃ１，ｃ２，ｃ３）は、（２，
５，３，２）或いは（２，４，２，１）である請求項７
記載の信号処理回路。
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| US09/986,925 US7046745B2 (en) | 1997-08-04 | 2001-11-13 | Signal processing circuit |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20882097A JP3533315B2 (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 信号処理回路 |
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| JP2001286108A Division JP3646684B2 (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | パーシャルレスポンス復調方法を用いたデータ記録再生装置 |
| JP2001286109A Division JP2002157828A (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | パーシャルレスポンス復調方法を用いたデータ記録再生装置 |
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|---|---|
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| Country | Link |
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| US6668349B1 (en) | 2000-04-14 | 2003-12-23 | Hitachi, Ltd. | Data recording/readback method and data recording/readback device for the same |
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| JP4324316B2 (ja) * | 2000-10-23 | 2009-09-02 | 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ | 垂直磁気記録再生装置 |
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- 1997-08-04 JP JP20882097A patent/JP3533315B2/ja not_active Expired - Lifetime
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- 1998-07-30 US US09/124,840 patent/US6337889B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-11-13 US US09/986,925 patent/US7046745B2/en not_active Expired - Fee Related
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