JPH06231546A - 非虚数ｄｃフリーイコライザ及びｄｃフリー変調符号を用いる磁気記録チャネル - Google Patents

非虚数ｄｃフリーイコライザ及びｄｃフリー変調符号を用いる磁気記録チャネル

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JPH06231546A
JPH06231546A JP5263806A JP26380693A JPH06231546A JP H06231546 A JPH06231546 A JP H06231546A JP 5263806 A JP5263806 A JP 5263806A JP 26380693 A JP26380693 A JP 26380693A JP H06231546 A JPH06231546 A JP H06231546A
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response
pulse
equalizer
code
detector
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JP5263806A
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Norman L Koren
リー コレン ノーマン
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Eastman Kodak Co
Original Assignee
Eastman Kodak Co
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  • Digital Magnetic Recording (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 （１＋Ｄ）ｎＰＲ等化を採用して（１−Ｄ）
係数を省略することにより、ハードウェアの複雑化を招
くことなく、検波器入力ＳＮＲを向上させて高い線記録
密度を達成する。 【構成】 ２進データを受信し、（０，Ｋ）ＣＣＲＬＬ
変調エンコーダ８１により符号化する。イコライザ８４
及び８９は、符号化された２進データに応答して等化パ
ルスを生成する。そのパルス応答特性は、（１＋Ｄ）ｎ
を近似している。ビダビ検波器８６は、等化パルスを検
波する。変調デコーダ８７はこれを復号する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、磁気データ記憶システ
ムへのデータの記録及び格納したデータの回復に関し、
特に、（１＋Ｄ）ｎ部分応答（ＰＲ）等化を採用するこ
とによる前記システム内の格納データの線密度（linear
density）の改善に関する。本発明は、ＭＬ（Maximum
Liklihood ）検出システムと併用できるが、その他の検
出システムとの併用も可能である。
【０００２】
【従来の技術】１９９０年にＩＢＭがＰＲ４等化とサン
プリングビタビ検波をディスクドライブに導入する以前
には、ディジタル磁気記録システムにおいてはピーク検
波器が広く使用されていた。このピーク検波器の目的
は、記録されたデータ（「０」と「１」）が読み取りヘ
ッドを通過するときに、そのデータを検出する事であ
る。典型的なＮＲＺＩシステムにおいては、「１」は１
個のピークを持つリードバックパルスを表わし、「０」
は前もって決定されたタイムスロット又は「ビットセ
ル」もしくは「ウィンドウ」内のパルスの欠如を表わ
す。その性質上、パルスピークは幾分不明瞭であるた
め、ピーク検波器は、ピークをより容易に検出可能なイ
ベントであるゼロクロスに変換する。一般的には次の２
種類のピーク検波チャネル、即ち１）微分ＡＱＰＤ（am
plitud-qualified peak detector）及び２）積分検波器
が用いられる。
【０００３】図１のＡＱＰＤにおいては、ＵＭＲ（unsh
ielded magnetoresistive ）ヘッドの分離パルス（又は
ステップ応答）１００が、時間軸に沿って境界分けさ
れ、等化、次いで微分され、ゼロクロスイベントが検出
される。ＵＭＲヘッドの等化パルス１０２は、誘導ヘッ
ドでは見られない緩慢なアンダーシュート特性１２、１
４を有している。微分パルス１０４は、必要なゼロクロ
スイベントを発生させている。等化パルスエネルギの大
部分は、｛−Ｔｍｉｎ、Ｔｍｉｎ｝の範囲に収まる。た
だしＴｍｉｎは遷移間の最小時間である。
【０００４】次に図２を参照すると、ＡＱＰＤチャネル
の信号には、等化信号１１０の「肩」部２１内のノイズ
及び／又は形状に起因して偽ピークが含まれることがあ
る。このノイズによる検出誤差の可能性を最小にするた
めには、等化された微分前の信号振幅が、通常平均ピー
ク（包絡線）振幅の１／２に設定される閾値よりも、大
きくなければならない。この閾値は、変調ノイズがある
場合は多少低めに設定されることが多い。ＡＱＰＤに
は、振幅及びタイミングチャネルとして知られる２つの
チャネルの同時操作が含まれている。微分ピーク検波信
号１２０の特徴２８は、修正ゼロクロスを示す。このタ
イプの検波器の関連特許には、１９７８年３月２８日発
行のR.Price 他による米国特許第４，０８１，７５６
号、「二重チャネル信号検波回路」があり、そこでは読
取り信号のピークを感知するピーク検波チャネル及び、
読取り信号中の個々の読取りパルスだけに応答してゲー
トパルスを発生させる同期動作ゲート発生チャネルにつ
いて記述されている。
【０００５】次に図３を参照すると積分検波器において
も、時間軸に沿って境界分けすることにより、分離パル
ス２００が等化され（パルス２０２）、続いて積分され
て（パルス２０４）所望のゼロクロスイベントが得られ
る。低周波ノイズ（原点に近い負の実軸上の極で示され
る）の過度の増幅を防止するため、積分は不完全積分で
なければならない。不完全積分は、積分パルス２０４の
特性３２に示されるように、分離パルス応答内のドルー
プとなる。離れた隣接部からの符号間干渉（ＩＳＩ）に
よる過度のベースラインシフトを避けるため、積分検波
器は、ｄｃフリー書込み電流を持つ符号を備えた符号化
データ、又はＤＦＥ（decision feedback equalizatio
n）と併用しなければならない。
【０００６】次に図４を参照すると、信号２２０内のベ
ースラインシフトは、クロックタイミングにおける信号
サンプルの配置、即ちベースライン近くのダイヤモンド
が徐々に変化することで表わされている。積分検波器の
信号はピーク間で０に近付かないため、振幅整波は不要
であり、従って積分検波器は決定プロセスとして、タイ
ミングチャネルの１チャネルのみで十分である。
【０００７】データの符号化のためのランレングス制限
（ＲＬＬ）符号は、「１」が各ビットセルにおける記録
された磁気遷移を表わし、「０」が遷移なしを表わすと
いうＮＲＺＩの見地から定義される。標準ｍ／ｎ（ｄ，
ｋ）ＲＬＬ符号においては、ｍビットのデータビットが
ｎビットの符号ビットにマップされ、隣合う「１」同士
の間にＮＲＺＩ符号の「０」が最小ｄ個、最大ｋ個ある
ため、符号レートγ＝ｍ／ｎとなる。積分検波器におけ
る符号のクロック周期は、Ｔｃ＝（ｍ／ｎ）Ｔｄであ
り、ただしＴｄはデータ周期である。前記ランレングス
制限は、記録された遷移の間で、最小ｄ＋１、最大ｋ＋
１のクロック間隔としても表わすことができる。遷移間
の最小時間はＴｍｉｎ=(ｄ＋１）Ｔｃである。検出ウイ
ンドウＴｗは、Ｔｃに等しい。ＲＬＬ符号の目的は、
「０」の最大ランを制限し、ある場合には（ただし常時
ではなく）ＴｍｉｎをＴｄより大きくすることによっ
て、符号の自動クロッキングを行うことにある。ウイン
ドウ内のどこかで検出されたリードバックピークは、そ
のウインドウの中心に書き込まれたものとみなされる。
【０００８】ある任意の時間から書込み電流の電荷は、
正規化された書込み電流（ｉｗ＝±１）を積分した値で
ある。但し時間はＴｃに規格化するものとする。書込み
電流の符号は遷移毎に変化する。通常の記録技術（つま
り書込み等化がないもの）に対しては、遷移間隔ｓは、
蓄積電荷において±ｓとなって現れる。下記の例は、
（１，７）ＲＬＬデータパタンの蓄積電荷を示してい
る。
【０００９】
【表１】 ｄｃフリーＲＬＬ変調符号においては、最大蓄積電荷｜
ｃ｜は、制約を受ける。この様な符号はまた、チャージ
コンストレインドＲＬＬ（又はＣＣＲＬＬ）符号と呼ば
れる。ＣＣＲＬＬ符号及びｄ、ｋ及びｃの関数として現
される理論的最大符号化率（チャネル容量）は、K. Nor
ris 及びD. S. Bloomberg の“Charge-Constrained Run
-Length Limited Code,.”IEEE, Trans.,Magn., vol.MA
G-17, no.6, Nov.1981, p.3452に記述されている。電荷
を制約するとチャネル容量が減少する。実際の符号は、
ハードウェアを過度に複雑化せずにこの最大値にできる
だけ近い符号レートで動作するように設計される。例え
ば、ｃ−拘束の無い標準（１，７）ＲＬＬ符号は、最大
可能符号レートｒ＝０．６７９３を有し、ｒ＝２／３＝
０．６６６７で動作する。（１，７）ＣＣＲＬＬ符号レ
ートはｃに依存して５／８又は３／５（０．６２５又は
０．６）にならなければならない。ｃの可能最小値は、
Ｃｍｉｎ＝ｉｎｔ（ｋ／２＋１）である。ＣＣＲＬＬ符
号は、直流を書込み電流として流すことができないロー
タリトランスを具えた磁気記録システムで使用される。
そのよい例は、ｃ＝３の８／１０（０，３）Ｒ−ＤＡＴ
符号である。ＣＣＲＬＬ符号は、特に容量に近い符号レ
ートでは設計が困難である。この設計手順については、
この分野の符号化専門家には周知である。
【００１０】ピーク検波器のイコライザは、ＩＳＩを最
小にして、各ピークが明瞭に検出できるように設計され
る。この様なイコライザは、しばしば「強制ゼロ」イコ
ライザと称される。最悪の場合でも、スリム化と高周波
ノイズの増幅（enhancement）のトレードオフによって
ある程度のＩＳＩが保証される。部分応答（ＰＲ）イコ
ライザは、高周波ノイズの増幅を減少させるためゆるや
かなＩＳＩを利用している。これにより、チャネルはよ
りマッチドフィルタに近くなり、等化パルスのＳＮＲ
（Signal-to-noise ratio)が改善される。ＰＲ等化は、
ＭＬ（Maximum Likelihood）検波器に使用される。ＭＬ
検波器の機能はゆるやかなオーバラップ又は干渉パルス
からデータを最適に分離することである。ＭＬ検波器
は、ピークの様な特定のイベントに必ずしも結びつかな
い別個の時期に信号をサンプリングする。
【００１１】ＰＲ等化は、ＭＬ検波と非常に密接に関連
しており、その頭文字を取った「ＰＲＭＬ」はさまざま
な文献で周知である。ビタビ検波器は、ＰＲ等化と併用
される最もよく知られたＭＬ検波器である。「ビタビ」
と「ＭＬ」はしばしば同義語として用いられる。ＰＲＭ
Ｌは最初１９７０年、１９７１年にＩＢＭのH. Kobayas
hiとD. Tang によって磁気記録システム用として提案さ
れた。両者の共著による“Application of Partial-Res
ponse Channel Coding to Magnetic RecordingSystem
s”, IBM Jrnl. of Res. & Dev., vol.14, no.4, July,
1970, p.368 及びH.Kobayashi,“Application of Prob
alistic Decoding to Digital magneticRecording Syst
ems ”, IBM Jrnl. of Res. & Dev., Vol.15, no.1, Ja
nuary, 1971, p.64 を参照。またP. Kabal、S. Pasupat
hy著による“Partial Response Signaling”IEEE Tran
s. Commun., vol. COM-23, no.9, p.921, Sept.1975.
参照。ＰＲＭＬチャネルは、R. Wood 、D. Petersen に
よる“Viterbi Detection ofClass IV Partial Respons
e on a Magnetic Recording Channel”, IEEE Trans. C
ommun., vol. COM-34, no.5, May 1986, p.493;及びF.
Dolivo による“Signal Processing for High-Density
Digital Magnetic Recording ”，Proceedings of COMP
EURO 90, Hamburg, W. Germany, May 8-12, 1989.参
照。
【００１２】ピーク検波記録システムは、普通その分離
パルス又はステップ応答（ＮＲＺＩ．．．０００１００
０．．．パタンに対する応答、但し「１」は遷移、
「０」は非遷移）によって特徴付けられる。これは、記
録された遷移１個に対する応答である。これに対して、
ＰＲＬＭシステムは、等化パルス応答（ＮＲＺ．．．０
００１０００．．．パタンに対する応答、ＮＲＺ
Ｉ．．．０００１１０００．．．に相当）によって特徴
付けられる。但し書込みパルスは、クロック周期Ｔによ
って分離された２つの書込み電流ステップ（又は記録さ
れた遷移）で構成される。ＮＲＺＩ記録は実際には、本
明細書の別の個所で述べるように、ピーク検波チャネル
における誤り伝搬を最小にするために、ＮＲＺデータに
対して行われるプリコーディングの一種である。パルス
応答を利用すると、ＭＬ検波器のシステム状態の説明が
容易になり、ＮＲＺＩ遷移の交互に変化する符号を追跡
する必要が無くなる。
【００１３】標準ＰＲシステムは、式Ｆ（Ｄ）＝（１−
Ｄ）ｍ（１＋Ｄ）ｎのパルス応答多項式で表わされる。
但しＤはクロック周期Ｔに等価な遅延演算子である。こ
のパルス応答多項式は、サンプリング時、つまりビット
セルに期待されるパルス応答に等しい。例えば、部分応
答タイプ４（ＰＲ４）多項式は（１−Ｄ）（１＋Ｄ）＝
１−Ｄ２である。サンプリング時における期待パルス応
答は、．．．０００１０１０００．．．である。ステッ
プ応答（分離パルス）は、応答多項式を（１−Ｄ）で除
することによって求められる。ＰＲ４においては、サン
プリング時に１＋Ｄ＝．．．０００１１０００となる。
ＰＲ４分離パルスピークは、２つの０でないサンプリン
グ点の間にある。つまりＰＲ４信号はピークから外れた
イベントでない所でサンプリングされる。このサンプリ
ングパラメータのため、ＰＲシステムにおけるタイミン
グ回復は、Dolivo（前掲）に記述されているような高度
のディジタル技術又は別のアナログタイミングチャネル
で行う必要がある。
【００１４】標準ピーク検波器における均等のＰＲ多項
式は、Ｆ（Ｄ）＝１−Ｄである。これは、１（つまりサ
ンプリング時における．．．０００１０００．．．）に
対するステップ応答に相当する。このステップに対応す
るパルスの最小帯域幅は、ｆｍｉｎ（ｔ）＝ｓｉｎ（π
ｔ／Ｔ）／（πｔ／Ｔ）であるが、これは、周波数スペ
クトルＧ（ｆ）が遮断周波数｜ｆｃ｜＝１／２Ｔまでと
それ以上の範囲で一定であるため実際には実現できな
い。アナログ等化を行う実際的なピーク検波システム
は、かなり、大きな帯域幅で動作し、このシステムでは
パルスのスリム化はノイズの増幅（enhancement ）を伴
う。（１−Ｄ）項は、誘導ヘッドの読取りプロセスにお
ける微分化又は磁気抵抗ヘッドの垂直磁場に対する感度
によって派生する。これは磁気記録法にイントリンシッ
クであると考えられるため、前述の磁気記録法に関する
文書中のＰＲチャネルは、（１−Ｄ）パルス応答項を含
んでいる。唯一の例外は、R.Wordによる“New Detector
for 1,k Codes Equalized toClass II partial Respon
se ”IEEE Trans. Magn., vol. MAG-25, no. 5, Septem
ber 1989, p.4075 に記載されているが、これは、本発
明の内容と類似しない、「修正線形キャンセラ」と称す
る決定フィードバックの一種を用いた（１，ｋ）符号の
ＰＲ２チャネルについて記述したものである。
【００１５】標準ＰＲプリコーディングのアルゴリズム
は、ＮＲＺ符号化ビットパタンについて１／Ｆ’（Ｄ）
操作を行うことであり、Ｆ’（Ｄ）はＦ（Ｄ）における
＋，−を（＋ｍｏｄ２）又はＸＯＲ演算子で置き換えた
拡張応答多項式である。この置換により、符号「０」に
対しては偶数出力レベル、符号「１」に対しては奇数出
力レベルとなり、誤り伝搬が解消する。Ｆ（Ｄ）＝１−
Ｄ又は１＋Ｄ（ＰＲ１）については、プリコーディング
は単にＮＲＺデータをＮＲＺＩに変換するだけである。
偶数係数を伴うＦ（Ｄ）拡張の項（ＰＲ２におけるＤ項
の様な）は、Ｆ’（Ｄ）から外れる。奇妙なことである
が、これによりＰＲ２プリコーディングはＰＲ４と同じ
になる。プリコーダは、ＰＲＭＬシステムの従来の要素
であり、ＰＲＭＬに関する古典的な文書で説明されてい
る。
【００１６】遅延演算子Ｄ＝δ（ｔ−Ｔ）のフーリエ変
換がｅｘｐ（−ｊ２πｆＴ）であることに注目すると、
ＰＲ多項式の（１＋Ｄ）ｎは等化パルス応答における周
波数応答項ｃｏｓｎ（πｆＴ）に等価であり、（１−
Ｄ）ｍ係数は周波数応答項ｊｓｉｎｍ（πｆＴ）に等価
であることを示すことができる。従って、ｎの値が大き
いＰＲシステムはより緩慢で、容易に実現可能な高周波
ロールオフを有し、磁気記録チャネルの特性によりよく
整合する。（１＋Ｄ）ｎ係数を有する部分応答システム
は、（０、ｋ）符号における最高書込み周波数ｆｍａｘ
＝１／２Ｔ、つまりＮＲＺでの．．．０１０１０１
０．．．パタン（各クロック間隔の遷移：ＮＲＺ
１．．．１１１．．．パタンに等しい）において応答零
点を有する。この零点の結果、ＰＲシステムにおける変
調符号は、ＮＲＺ．．．００００．．．及びＮＲ
Ｚ．．．１１１１．．．パタン（いずれもＮＲＺ１
「０」ロングランに等価）のロングランのカットと同じ
方法で、このパタンのロングランをカットするよう設計
しなければならない。
【００１７】表１は、最も重要なＰＲチャネルの詳細の
いくつかを示す。ＰＲ名は、E. Kretzmer による“Gene
ralization of a Technique for Binary Data Communic
ation ”IEEE Trans. Commun. Techn., Vol. COM-14, F
eb. 1966, p.67. から抜粋したもので、特に重要でない
任意のラベルである。
【００１８】
【表２】 いずれもタイミング感度の測定値である速度トレランス
とアイパタン幅は、Kabal 及びPasupathy （前掲）から
の抜粋である。Ｆ（Ｄ）の（１−Ｄ）係数は、部分応答
信号のｄｃ成分をカットする。ｄｃ成分はＰＲ１とＰＲ
２信号中にあるが、これらはいずれも（１−Ｄ）を含ん
でいない。ＰＲ１とＰＲ２の等化は、ｄｃ信号をサポー
トできる磁気記録システム以外の通信チャネルで用いる
ことを意図している。従って、これら他のチャネルは、
磁気記録技術においては厳密にはアナログ的ではなく、
また有用であるとも考えられていない。
【００１９】磁気記録の先行技術は、（１−Ｄ）係数が
部分応答多項式に無くてはならないと指摘している。例
をいくつか掲げる。H. Kobayashi、D. Tang では、“磁
気記録チャネルは、ディスクリートな伝達関数に固有の
係数（１−Ｄ）を持った部分応答チャネルとして取り扱
うことができる”。J. Moon 及びL. R. Carleyでは、
「１−Ｄ係数は、プレイバックプロセスに固有な微分の
ため、磁気記録システムのチャネル伝達関数の中に含ま
れる」。F. Dolivo では、「ＰＲスキームにおいては、
多項式１−Ｄ２を有するクラスＩＶ信号発生（ＰＲ−Ｉ
Ｖ）と多項式１＋Ｄ−Ｄ２−Ｄ３を有する拡張クラスＩ
Ｖ（ＥＰＲ−ＩＶ）は、ＤＣ及び信号化レートの１／２
においてスペクトルの零点を示す。従ってこれらは、磁
気記録において経験するタイプのバンドパスチャネルに
よく適応する」。H. Thaper 及びA.Patelでは、「すで
に説明したように、ゼロオーダーホールドと書込みプロ
セスブロックを組み合わせた伝達関数は、（１−Ｄ）部
分応答システムのそれと類似している。従って、飽和記
録のための部分応答多項式は（１−Ｄ）係数を含まなけ
ればならない」。
【００２０】ビタビ検波器への入力は、通常ディジタル
化されているサンプリングデータである。ビタビ検波器
の働きは通常、それぞれＰＲ２、ＰＲ２及びＰＲ４等化
を示す図５、６及び７に示すように、ビタビトレリスに
よって視覚化される。システムの状態は、ビタビ検波器
の中に含まれサンプル数Ｌによってそのサイズが決まり
その上に応答が展開されるメモリの内容である。メモリ
上に展開されている状態を構成していない現在のサンプ
ルに先立つＬ−１個のサンプルによって、２Ｌ −１通り
の状態が生じる。予期サンプル値Ｅ（Ｄ）又は「遷移」
（図５）は、ＰＲ多項式Ｆ（Ｄ）から求められる。デー
タパタンを（Ｄ）とすると、Ｅ（Ｄ）＝Ａ（Ｄ）Ｆ
（Ｄ）となる。例えば、ＰＲ２等化（Ｆ（Ｄ）＝（１＋
Ｄ）２＝１＋２Ｄ＋Ｄ２）においては、その前の２ビッ
ト（Ｄ２，Ｄ）が１と０であれば、現在のビットは１、
遷移値は２である。
【００２１】ビタビ検波器は、既知の状態（ビタビトレ
リスのあるひとつのノード）から始めて、各データサン
プルを、その状態から始まる各経路毎にトレリス上の予
想遷移と比較し、トレリス上の各経路に対するスケアメ
トリック（サンプルと予想遷移間の差の２乗の和）を計
算し、記憶する。１以上の経路が１つのノードに入ると
きは必ず、最も不完全な距離の経路が消去される。開始
ノードを残してただ１つの経路が残っている場合は、す
でにある決定が為されているのである。実際のビタビ検
波器では、ハードウェアの複雑化を最小限にするため、
このアルゴリズムは一連の検出プロセスを加算、比較及
び選択操作に減らして簡略化する。これらの簡略化によ
っても、アルゴリズムは実質的には変化しない。上記に
引用したＰＲ等化のためのビタビ検波器の設計は、ディ
ジタル回路設計技術に通じた技術者によって行うことが
できる。例えばR. Wood 及びD. Petersen による“Vite
rbi Detection of Class IV Partial Response on a Ma
gnetic Recording Channel”, IEEE Trans. Commun., V
ol. COM-3f, no.5, May 1986, p493を参照。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】ホワイトノイズに対し
ては、シンボルバイシンボル検出性能の改善は、最小距
離誤差イベントによって殆ど決定される。このイベント
は最小２乗距離メトリックｄｍｉｎ２（予想遷移間の差
の２乗和）を有する同じノードで始まる経路と終わる経
路の間の差である。これらの経路は、図５、６、７の一
対の点線経路によって示されている。ＰＲ１とＰＲ４に
ついてはｄｍｉｎ２＝２となる。ＰＲ２とＥＰＲ４（図
示されていない）については、ｄｍｉｎ２＝４である。
ビダビ検波器における実効ＳＮＲの改善は、１０ｌｏｇ
１０（ｄｍｉｎ２）であるから、ＰＲ１及びＰＲ４につ
いては、３ｄＢ、ＰＲ２及びＥＰＲ４については６ｄＢ
である。この方程式は、相関を有していないホワイトノ
イズがビダビ検波器に入力されることを仮定している。
【００２３】現在検討している簡略化部分応答システム
については、最小距離誤差イベントは２種類の状況から
生じる。第１は、消失（又は加算）ビット、例えば００
０００対００１００であり、第２はシフトビット、例え
ば００１０００対０００１００である。ＰＲ２を示す図
７では、データ０００１０００と００１００００、つま
り２乗距離メトリック４のシフトビット誤差を表わす２
つの点線経路が示されている。ＰＲ２については、消失
ビット誤差の２乗距離メトリックは６である。ビタビ検
波器入力のノイズは一般にホワイト（非相関）ではな
い。ＰＲ４については、消失及びシフトの両ビット誤差
は、相関ノイズからは影響を受けない。ＰＲ２について
は、シフトビット誤差は、相関ノイズの影響は受けない
が、最初により大きな差メトリックを有する消失ビット
誤差はノイズに対して非常に敏感になることもある。
【００２４】磁気記録を含む通信技術の分野では、受信
パルスの最良な信号対雑音比は、その伝達関数がパルス
のフーリエ変換に比例する回路であるマッチドフィルタ
に、受信パルスを通すことによって得られることが知ら
れている。マッチドフィルタは、パルスを拡幅する。部
分応答記録チャネルは、高密度記録システム（つまり、
通信間干渉の影響を受けるシステム）用のイコライザ
を、一般的にパルスを狭めなければならないピーク検波
イコライザがなし得るよりも、もっとマッチドフィルタ
に近づくように開発されたものである。ＰＲ４とＥＰＲ
４の様な（１−Ｄ）（１＋Ｄ）ｎイコライザが一般にピ
ーク検出イコライザよりもパルススペクトルによく整合
するのに対して、低周波、特にそのようなイコライザか
ら実際に放射されるハイレベルの低周波エネルギを有す
るＵＭＲヘッドには上手く整合しない。
【００２５】従って、ＵＭＲパルス応答によく整合する
部分応答チャネルを用いることによって、一層高い記録
密度を実現する必要性が痛感されるに至った。
【００２６】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、（１
＋Ｄ）ｎパルス応答を近似するｄｃフリーイコライザと
ｄｃフリー変調コードを結合したディジタル磁気記録シ
ステムに適するリードバックチャネルを具備し、以下の
要素を包含するものである。
【００２７】ａ）電荷制御（ｄｃフリー）変調符号を用
いてデータを符号化するエンコーダ。その変調符号は、
（ｄ，ｋ）ランレングス制限で特徴づけられるだけでな
く、ＮＲＺＩ １１１１１１．．．（ｆ＝１／２Ｔ）符
号パタンのランレングスを制限する付加的強制でも特徴
づけられる。変調符号の好適実施態様は（０，ｋ）ラン
レングス制限である。
【００２８】ｂ）正規化（１＋Ｄ）ｎ部分応答多項式
（ＰＲ１では１＋Ｄ、ＰＲ２では（１＋Ｄ）２）を近似
するｄｃフリーパルス応答を有するリードバックイコラ
イザ。この基準に合致する２種類のパルス応答が存在す
る。
【００２９】ｉ）積分ピーク検波チャネルに類似すると
共に、複数の非等化パルス応答エネルギが｛−Ｔｍｉ
ｎ，Ｔｍｉｎ｝領域の近くに存在する磁気記録システム
に適合する因果パルス応答。これには誘導性および遮閉
性磁気抵抗ヘッド（ShieldedMagnetoresistive Head:SM
R) を使用するシステムが含まれる。
【００３０】ｉｉ）複数記録の非等化パルス応答エネル
ギが｛−Ｔｍｉｎ，Ｔｍｉｎ｝領域を十分越えて広がっ
ている磁気システムに適した対称的パルス応答。これに
はＵＭＲヘッドおよびデュアルＭＲ（ＤＭＲ）ヘッドを
使用するシステムが含まれる。本発明のシステムの好適
実施態様では、ＰＲ２等化の新規な態様を採用してい
る。
【００３１】ｃ）２ｎの状態（ＰＲ１では２状態、ＰＲ
２では４状態）によって特徴付けられ、上記（１＋Ｄ）
ｎパルス応答多項式に適するＭＬ（Maximum Likelihoo
d）検波器。ビタビ検波器は本発明のシステム用のＭＬ
検波器の望ましい実施例である。
【００３２】ｄ）上記のａ）項に説明した電荷制御変調
符号を用いて符号化したデータを複号化するデコーダ。
【００３３】先行技術では、磁気記録システムは本質的
に部分応答多項式内に（１−Ｄ）係数を含んでいること
が必要であると教示している。本発明ではこの係数は採
用されていない。また先行技術は、イコライザは部分応
答多項式になるべく近似するパルス応答に適するように
設計すべきであると教示しているが、本発明は上記多項
式からのゆるやかな偏差を取入れている。本発明は変形
Ｒ−ＤＡＴ ８／１０（０，３）ＣＣＲＬＬ符号を有
し、近似ｄｃフリーＰＲ２イコライザを備えているの
で、如何なる既知のピーク検波チャネルに対してもまた
磁気記録の先行技術における、ＰＲ４およびＥＲＰ４チ
ャネルを含む如何なる既知のＰＲＭＬチャネルに対して
も、線記録密度の非常に有意義な増加が得られる。
【００３４】本発明の好適実施態様に従って、ＰＲ２チ
ャネルの利点を以下に要約する。
【００３５】１）本発明に従って等化された（１＋Ｄ）
ｎＰＲチャネルは、ＰＲ１をＰＲ４と比較し、ＰＲ２を
ＥＰＲ４と比較した場合に、対応する（１−Ｄ）（１＋
Ｄ）ｎＰＲチャネルより高い線記録密度を特定誤りレー
トに対して達成することができる。ことに、ＰＲ２チャ
ネルは、磁気記録（ＰＲ４およびＥＰＲ４）に使用ある
いは推奨される如何なる先行技術のＰＲＭＬチャネルに
対しても、３０％増の非常に高い線記録密度を達成でき
るとともに、如何なる先行技術ピーク検波器チャネルに
対しても同様の非常に高い線記録密度を達成できる。か
かる利点が生ずる理由は、超高記録密度において、非虚
数ＰＲ２チャネルが先行技術のＰＲＭＬ信号（ＰＲ４お
よびＥＰＲ４）よりも磁気記録チャネルに対して適合し
ており、従って検波器入力においてより優れたＳＮＲを
提供するからである。
【００３６】２）（１＋Ｄ）ｎＰＲチャネルは、比較可
能な（１−Ｄ）（１＋Ｄ）ｎＰＲチャネルよりも有意義
な高さの速度トレランスとウインドウパタン開口幅を有
する。
【００３７】３）（１＋Ｄ）ｎＰＲチャネルは、比較可
能な（１−Ｄ）（１＋Ｄ）ｎＰＲチャネルより少数の、
すなわちほぼ半数のビタビ検波器状態を有し、これによ
りハードウェアの複雑化を抑えている。
【００３８】４）ＰＲ２チャネルは、ビタビトレリスが
描かれていないＥＰＲ４チャネルに存在するようなアン
ビギュイティを有していない。例えば、ＥＰＲ４につい
ては、１０００を反復するデータパタンは１１０１を反
復するデータパタンと正確に同一の遷移、すなわち１、
１、−１、−１となる。１６通り存在し得る反復４ビッ
トデータパタンの内、１２個はランレングス制限を要す
る同様のアンビギュイティを有する。従ってＥＰＲ４符
号用の変調符号は、これらパタンの長ランレングスを消
去する必要がある。これは符号設計を複雑化しチャネル
容量の減少を招く。従って、今日に至るまでＥＰＲ４用
の（０，ｋ）変調符号に関する文献は見られないようで
ある。ＰＲ２符号に対する唯一の制限は、１）電荷制限
であるべきこと、および２）００００．．．、 １１１
１．．．、及び０１０１０１のランレングスは制限すべ
きこと、である。
【００３９】５）本発明にはｄｃフリー変調符号が必要
であるから、既にｄｃフリー変調符号が必要とされてい
る磁気記録システムへの適用を、チャネル容量損失を蒙
ることなく実現できる。これにはＲ−ＤＡＴ（商標）、
８ミリビデオ（商標）、ＶＨＳ（商標）、目下開発中の
高品位テレビなど、回転磁気ヘッドを備えたシステムが
含まれる。また、ＵＭＲヘッドやＤＭＲヘッドを有する
システムも含まれる。これら全てのシステムは経済的に
非常に重要性が高い。
【００４０】
【実施例】本発明の理解を深めるために、添付した図面
を参照して、本発明の実施態様の詳細な説明を行う。本
発明図の幾つかの図を通して、参照番号は本発明の同一
部分あるいは同様部分を指す。
【００４１】図８に示されるように、本発明の原理によ
って構成された磁気記録チャネル８０は、変調エンコー
ダ８１、プリコーダ８２、記録ヘッド及び媒体８３、ア
ナログイコライザ８４、サンプラ８５、検波器８６及び
変調デコーダ８７を具備している。チャネル８０はサン
プラ８５に代えてディジタイザ８８及びディジタルイコ
ライザ８９を含む構成にしてもよい。本発明のＤＣフリ
ー近似（１＋Ｄ）ｎイコライザは、本明細書の他の個所
に記載するようにアナログ素子とディジタル素子により
分割されるものである。チャネル８０のイコライザ及び
検波器要素の設計が本発明の主題である。
【００４２】イコライザの設計 イコライザの設計に関しては、虚数性能の目標が数学的
に特定されている。仮想的な（１＋Ｄ）ｎＰＲ等化のた
めの最小帯域幅パルス応答ＦＰＲｎは下記の周波数領域
方程式で与えられる。
【００４３】
【数１】 パルス応答ＦＰＲｎ（ω）はｄｃ（ｆ＝０）において非
零かつ有限である。時間領域パルス応答ｆＰＲｎ（ｔ）
はＦＰＲｎ（ω）の逆フーリエ変換である。信号が検波
器によってサンプリングすると、その正規化値は、時間
ｔ＝±ｋＴ（ｋは整数）において正確に（１＋Ｄ）ｎと
なる。
【００４４】等価虚数最小帯域幅分離パルス又はステッ
プ応答は、そのパルス応答がステップ応答に（１−Ｄ）
演算子を乗じたものであることに着目することによって
導かれ、その等価周波数領域はｊｓｉｎ（πｆＴ）であ
る（ここでＴ＝１／２ｆｃ）。
【００４５】
【数２】 このステップ応答ＧＰＲｎ（ω）はｄｃで時無限大であ
る。虚数時間領域ＰＲ２（ｎ＝２）ステップ応答及びパ
ルス応答１９１及び１９２すなわちｆＰＲ２（ω）及び
ｇＰＲ２（ω）は、図９に示されている。
【００４６】非等化分離パルス又はステップ応答Ｇ
ｕｎｅｑ（ω）（すなわち、再生ヘッドにおいて測定さ
れたステップ応答）はｄｃで有限である。それに対する
パルス応答は零である。これには誘導性ヘッド（薄膜、
フェライト、複合材、メタル−イン−ギャップ（ＭＩ
Ｇ）等）を使用したシステム及び遮蔽又は非遮蔽ＭＲヘ
ッドが含まれている。例えば誘導性フェライトヘッドを
備えたシステムのステップ応答は、ローレンツ関数ｇ
ｕｎｅｑ（ｔ）＝１／（１＋（２ｔ／Ｔ５０）２）によ
って近似され、又は等価的に、Ｇｕｎｅｑ（ω）＝ｅｘ
ｐ（−πＴ５０｜ｆ｜）でも近似され、これはｄｃで有
限である。従って、式（２）の仮想的ステップ応答ＧＰ
Ｒｎ（ω）を得るために必要なイコライザ伝達関数Ｈ
（ω）＝ＧＰＲｎ（ω）／Ｇｕｎｅｑ（ω）は、そのよ
うな非変形イコライザがｄｃにおいて無限ゲインを有す
ることを示している。これは、誤り検出率が許容できな
い程劣化するようになる低周波ノイズの破滅的な増幅を
もたらす。低周波ノイズの増加はまた、平均信号レベル
（ベースライン）のゆるやかなドリフトをもたらし、こ
れはＭＬ検波器におけるアナログ・ディジタル変換器及
び／又は増幅器のダイナミックレンジを超えることがあ
る。
【００４７】ｄｃイコライザのゲインが無限であること
から生ずる問題を未然に防ぐために、本発明では、ｄｃ
で零のパルス応答及びｄｃの時有限のステップ応答が得
られるように変型されたイコライザを採用している。新
しいイコライザが目標とする時間領域パルス応答は、信
号を検波器によってサンプリングすると時刻ｔ＝±ｋＴ
（ｋは整数）において正確に（１＋Ｄ）ｎとはならない
が、良い近似となる。
【００４８】次に、本発明におけるイコライザ応答目標
として２個を示す。第１は複数の非等化パルス応答エネ
ルギ（信号電圧の２乗に比例する）の大部分が｛−Ｔｍ
ｉｎ，Ｔｍｉｎ｝領域の近くに分布したシステムに適し
ている。但しＴｍｉｎは書込み遷移間の最小間隔であ
る。誘導性ヘッド及び遮蔽性ＭＲヘッドを使用するシス
テムは、このカテゴリの典型である。このイコライザは
ピーク検波用積分イコライザ（図３）に類似しているの
で、その応答を下付き文字ＩＮＴによって示す。積分イ
コライザ・パルス応答ＦＩＮＴ及びステップ応答Ｇ
ＩＮＴは次の方程式によって与えられる。
【００４９】
【数３】 パルス応答はｄｃで零であり、一方ステップ応答はｄｃ
で有限である。積分イコライザ時間領域ステップ応答１
９３及びパルス応答１９４は、それぞれ、図１０におい
てＰＲ２（ｎ＝２）の場合について示されている。この
場合のパルス応答とステップ応答には因果関係があり、
−Ｔｍｉｎ以前には両者は殆どエネルギを持っていな
い。
【００５０】第２のイコライザ目標は、多くの非等化パ
ルス応答エネルギが｛−Ｔｍｉｎ、Ｔｍｉｎ｝領域をは
るかに越えて広がっているシステムに適している。ＵＭ
Ｒ及びＤＭＲヘッドを使用するシステムはこのカテゴリ
に属する。これらのシステムは、また、長波長応答にお
いて比較的高いレベルとなるのが特徴である。このイコ
ライザは、ある点では積分イコライザに類似している
が、他の点ではそれと異なっているので、ＱＩ（the qu
asi-integrating ）イコライザと名づける。ピーク検波
用ＱＩイコライザは、本願出願人による米国特許出願第
０７／８９１，０１０号に記載されている。
【００５１】ＱＩイコライザ・パルス応答ＦＱＩ及びス
テップ応答ＧＱＩは次式によって与えられる。
【００５２】
【数４】 パルス応答もステップ応答もｄｃで零である。ＱＩイコ
ライザの時間領域ステップ応答１９５及びパルス応答１
９６は、それぞれ図１１においてＰＲ２（ｎ＝２）の場
合について示されている。そのパルス応答は対称である
が、ステップ応答は非対称である。ＱＩイコライザは、
そのステップ応答がｄｃでヌルとなり、そのパルス応答
が因果関係があるというよりはむしろ対称的であるとい
うことを除いて、積分イコライザと類似している。ＵＭ
Ｒヘッドに使用した場合、望ましくない低周波ノイズの
低減に役立つ微分素子によってｄｃヌルが得られる。
【００５３】これらの式は本発明のイコライザの一意的
な表現ではなく、本発明のイコライザの本質的な特性は
（１＋Ｄ）ｎパルス応答多項式へのｄｃフリー近似であ
る。ｄｃフリーパルス応答を有する他のイコライザとし
ても、本発明を実現できる。上述の式は、いくつかの有
用な特性をもっている。つまり、（１）ｆＬが零に近づ
くにつれて、上述の式は（１＋Ｄ）ｎＰＲ等化に適する
虚数値の式に近づく。（２）ステップ応答１９３及び１
９５それぞれの裾部の立ち下り時間、図１０の特性８２
並びに図１１の特性９２及び９４はそれぞれｆＬに反比
例する。（３）積分目標式とＱＩ目標の式は極めて類似
しているが、次の２個の顕著な点において異なってい
る。（ａ）第１に、ｄｃステップ応答はＱＩ目標の場合
零であるが、積分目標の場合非零かつ有限であり、
（ｂ）第２に、そのステップ応答はＱＩ目標の場合非対
称であるが、積分目標の場合因果関係がある。（４）虚
数（１＋Ｄ）ｎイコライザ目標信号を時定数τ＝ＲＣ＝
１／２πｆＬの単純なＲＣ高帯域フィルタに通過させる
ことによって、積分イコライザ目標が得られる。
【００５４】イコライザの実現 図８においては、イコライザは非等化入力パルスを所望
の出力パルスに成形する線形回路網である。本発明のイ
コライザはアナログ素子とディジタル素子に分けられ
る。アナログ・イコライザの最小の要件は、ナイキスト
周波数（１／２Ｔ）をこえるノイズの大部分を除去する
低域フィルタとして作用することである。ＰＲ２であれ
ば、イコライザ全体をアナログ回路によって構成できる
が、ＰＲ１の場合、非常に急勾配の余弦高周波ロールオ
フは現実にアナログ回路で用い得る程度の素子数では達
成することができない。ビタビ検波器は通常データをサ
ンプリングしてディジタル化するので、ディジタル・イ
コライザは少ない付加コストで実現することのできる明
白な選択である。ディジタル・イコライザの設計手順
は、ＤＳＰ（Digital Signal Processing)の技術におい
て周知であり、１９８９年にKluwer Academic Publishe
rs, Norwell, MA から出版されたLeland B. Jackson に
よる「Digital Filters and Signal Processing 」等の
テキストによりカバーされている。ディジタル・イコラ
イザは、媒体の交換、損傷、老化等によるシステムの変
化に対して適応形がある、すなわち対応することができ
るという利点を有している。適応性イコライザの設計手
順もＤＳＰの技術において周知であり、１９８６年にPr
entice-Hall, Englewood Cliffs, NJ から出版されたSi
monHaykinによる「Adaptive Filter Theory」等のテキ
ストによりカバーされている。
【００５５】ＰＲ２等化用のアナログ形イコライザを設
計する際、イコライザ伝達関数は数学的には複素（ｓ）
平面における２箇の多項式の商として表現される。その
分子多項式の根はヌルとして知られ、分母多項式の根は
極として知られている。極及びヌルによって表わされる
イコライザは、当業者に周知である回路合成理論の技術
を使用することによりＲＬＣ回路網として実現できる。
回路合成論は、１９７７年にMcGraw-Hill から出版され
たGabor C. Temes及びJack W. La Patraによる「Circui
t Synthesis and Design」等のテキストによりカバーさ
れている。近年では、極及びヌルの値をプログラムでき
るイコライザ・チップが今や利用可能となった。そのよ
うなチップの例はＩＭＰ４２５０プログラマブル連続時
間フィルタである。このチップでは６個の極及び６個の
ヌルをプログラムすることができ、San Jose, CAのInte
rnational Microelectronic Productsから入手可能とな
っている。
【００５６】アナログ・イコライザ設計は、従来、その
基礎としてステップ応答（分離されたリードバックパル
ス）を使用している。非遮蔽形磁気抵抗ヘッドのステッ
プ応答はヘッド飽和のため直接測定することができない
ので、そのイコライザ設計手順はＵＭＲヘッドを飽和さ
せないパルス応答に基づいている。この手順は誘導性ヘ
ッドにも適用することができる。パルス長はＴ１であ
り、これは設計すべきシステムのＴ又はＴｍｉｎと通常
同一である。Ｔ１の値は、ヘッド飽和を避けられるよう
十分短く、かつ適切なリードバック信号が得られるよう
十分長いものである限り、任意の値でよい。
【００５７】コンピュータシミュレーションにおいて
は、パルス応答は逆極性の２個のステップ応答を重ね合
せて得られる。図１の特性１００は非等化ＵＭＲヘッド
線形化ステップ応答を示す。図１１の特性１９５はＱＩ
等化ステップ応答を示す。これらの両パルスの尾部は多
数のＴｍｉｎ間隔にわたって伸長している。実験的パル
ス応答はＮＲＺＩ．．．Ｔ２，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ１，Ｔ
２．．．パタンを使用することによって、ディジタル的
に得られる。但しＴ２＞＞Ｔ１であり、Ｔ２は分離され
たパルス応答を保証できるだけの十分な長さを有する。
シミュレートされた非等化ＵＭＲパルス応答は図１２に
特性１９７として示されている。
【００５８】ＵＭＲヘッドでは、ＱＩイコライザは７個
の極と３個のヌルで非常に近似度良く近似される。その
ヌルの一つは微分演算子であって原点に固定されてい
る。残余の２個の零点は正負の実軸上に配置されてお
り、パルスをスリム化する。７個の極（３個の複素対及
び１個の実数）は信号を低域濾波する。極の正確な個数
は、決定的に重要というわけではない。図１２を参照す
ると、極及びヌルの値は時間領域最適化プログラムから
得られ、そのプログラムは、固定されている微分演算子
を除き、極及び零点を複素平面上で移動させ、イコライ
ザ出力パルス応答１９８と目標パルス応答１９９の間の
最小２乗整合が最良となる応答１９８が、非等化パルス
１９７について得られるようにする。この形式のコンピ
ュータ最適化サブルーチンは“ＭＡＴＬＡＢのための最
適化ツールボックス”と呼ばれる製品の中に見出され、
これはThe Math Works, Natick, MAから入手可能であ
る。
【００５９】ｆＬに反比例するＱＩ等化パルス１９６の
尾部の立ち上り／立ち下り時間（図１１の特性９６及び
９８）は、一般に入力パルス１００の立ち上り／立ち下
り時間（図１の特徴１６及び１８）にそれぞれ近似して
いる。極めて類似した方式で、誘導性又は遮蔽性ＭＲヘ
ッドについて、積分イコライザを８個の極及び２個のヌ
ルにより近似度良く近似できる。但しその極の一つは負
の実軸上で原点に近接配置された不完全積分演算子であ
る。図１２を参照すると、７個の及び３個のヌルを有す
るイコライザの出力パルス応答１９８は目標１９９に酷
似している。最適化プログラムで計算した極とヌルの個
数及び配置は回路合成プログラムに入れられ、これによ
り実際のＲＬＣイコライザの設計が完成する。
【００６０】チャージ・コンストレインド（ｄｃフリー）変調符号 ＱＩ及び積分検波器信号におけるベースラインシフトは
隣接パルスの符号間干渉がもたらすものである。パルス
の時間的広がりが大きいため、離れた隣接パルスからの
干渉も含まれ得る。顕著な誤りレートの増加をもたらす
過度のベースラインシフトを避けるために、これらのチ
ャネルにチャージコンストレインド（ｄｃフリー）変調
符号を使用しなければならない。Ｒ−ＤＡＴシステムに
使用される８／１０（０，３）チャージコンストレイン
ド（ｃ＝３）ＲＬＬ符号は、この符号の要件を非常に良
く満たすことができる。その唯一の欠点は無限ランのＮ
ＲＺ．．．０１０１０１．．．データパタンができる可
能性のあることであるが、そのパタンはこのシステムの
ｆｍａｘ＝１／２Ｔパタン、すなわち応答ヌルが配置さ
れる周波数パタンである。ビタビ検波器メモリを制限す
るためには、このパタンのランレングスを制限する必要
がある。Ｒ−ＤＡＴ符号は１９８６年４月にＤＡＴ Co
nferenceにより出版された「Recommended Design Stand
ard, R-DAT」のルックアップテーブルに記載されてい
る。出版されたデータパタンはＮＲＺＩ符号化のための
ものであり（遷移の場合“１”、非遷移の場合
“０”）、ｆｍａｘ＝１／２ＴパタンはＮＲＺＩ．．．
１１１１１１１．．．である。８ビットＥＢデータパタ
ンについては、１０ビット符号はＮＲＺＩ．．．１１１
１１１１１１１であってこのパタンの繰り返しに制限は
ない。
【００６１】（０，３）ＲＬＬ符号は最大３個の連続す
るＮＲＺＩ“０”を有する。Ｒ−ＤＡＴルックアップテ
ーブルを実施すると、比較的少ない１０ビット符号パタ
ンで実際に３個の連続“０”を有していることが分る。
（１＋Ｄ）ｎチャネルの受入れ可能な符号は、ＥＢ符号
パタン（ＮＲＺＩ１１１１１１１１１１）を、チャージ
コストレインドを満たし列内に３個の「０」を含む未使
用の符号パタンで置換することによって発生される。従
って、ＮＲＺＩ１１０００１０００１がそのようなパタ
ンである。この置換が達成できるのは、８／１０のＲ−
ＤＡＴ符号レートがNorris及びBloomberg 〔１〕の計算
による理論的最大値０．８７０４より十分小さいからで
ある。より最適の符号はＮＲＺＩ１１１１１１．．．ラ
ンレングスを更に制限するものである。
【００６２】望ましい実施態様 本発明の好適実施態様のイコライザはｎ＝２、すなわち
多項式（１＋Ｄ）２の部分応答タイプ２（ＰＲ２）に関
するものである。より高次の（１＋Ｄ）２ＰＲシステム
は複雑すぎて現時点では実際に実現することができず、
現実の性能上の利点を殆ど提供することができない。ｎ
が増加するごとに、ビタビ検波器状態の個数が倍にな
り、そのレベル数は２倍に増加する。そのようなＰＲ２
イコライザはＰＲ１に比べて二つの利点を有している。
すなわち、（１）特定の誤りレートに対しより高い密度
で動作することができ、（２）余弦の２乗の高周波ロー
ルオフを有し、これはアナログイコライザによって相応
に近似される程十分にゆるやかである。ＰＲ１はより大
きく急激な余弦高周波ロールオフを有し、これはアナロ
グイコライザによって適切に実現することはできない
が、そのようなロールオフは小さな不利益にすぎない。
ＰＲＭＬシステムはサンプリングされたデータで動作
し、ディジタル等化の実現が比較的容易だからである。
ＰＲ１は５レベルではなく３レベルを有するだけであ
り、ビタビ検波器は４状態ではなく２状態を有するだけ
である。
【００６３】図１３及び図１４はそれぞれＱＩ等化ＰＲ
１及びＱＩ等化ＰＲ２の記録の際の同じＲ−ＤＡＴ８／
１０（０９３）データ・パタンへの等化応答を示す。高
周波パルスの相対的振幅は各図において減少している。
すなわち、ＰＲ２は高周波含有量が最も少なく、その性
能改善が大きいことを示している。ＰＲ１は、ＰＲ２が
５レベルであるに比べて、３検出レベル、すなわちダイ
ヤモンドによって示される期待サンプルを有している。
【００６４】２のチャージコンストレインドによる３／
４（０，３）符号は、３のチャージコンストレインド３
によるＲ−ＤＡＴ８／１０（０，３）よりも良好に作用
することに注目すべきである。しかし、３／４（０，
３）符号は未だ公的には利用可能ではない。本発明を実
施する際、一般に、任意のチャージコンストレインド
（ｄ，ｋ）ＲＬＬ符号を使用することができる。
【００６５】（１＋Ｄ）ｎチャネルを有する従来のシス
テムを要約すると、パルス応答はｄｃにおいて有限かつ
非零であり、ステップ応答はｄｃにおいて無限である。
本発明のチャネルの場合、パルス応答はｄｃにおいて零
であり、ステップ応答は対称的目標に対しｄｃの時零で
あり、因果律的な目標に対しｄｃで有限かつ非零であ
る。
【００６６】この対称的目標は、複数の非等化パルス・
エネルギが遷移間において最小時間の２倍をこえて延び
ているシステムに対し一般に妥当である。この種のシス
テムの典型的はＵＭＲ及び二重ＭＲリードバックヘッド
を備えたシステムである。因果律的目標は、複数の非等
化パルス・エネルギが遷移間において最小時間のほぼ２
倍内に含まれるシステムに対し一般に妥当である。この
種のシステムの代表は遮蔽性ＭＲ及び誘導性のリードバ
ックヘッドを備えたシステムである。因果律的な目標は
それの検波器回路にＤＦＥ（decision feedback equali
zation) を使用するシステムに対し妥当である。
【００６７】本発明を特にその特徴を表わしている一定
の望ましい実施態様に関して図示し説明した。しかしな
がら、添付した請求範囲に記載された本発明の精神と範
囲に反することなく、形式及び細部において種々の変更
及び修正をなしうることは当業者にとって容易に明らか
であろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、（１，７）符号に対する先行技術のＡ
ＱＰＤステップ応答を示す図である。
【図２】図２は、（１，７）符号に対する先行技術のＡ
ＱＰＤ信号を示す図である。
【図３】図３は、（０，Ｋ）符号に対する先行技術の積
分検波器ステップ応答を示す図である。
【図４】図４は、（０，３）ＣＣＲＬＬ符号に対する先
行技術の積分検波器信号を示す図である。
【図５】図５は、ＰＲ４検波器に対する部分応答ビタビ
・トレリスを示す図である。
【図６】図６は、本発明に係るＰＲ１検波器に対する部
分応答ビタビ・トレリスを示す図である。
【図７】図７は、本発明に係るＰＲ２検波器に対する部
分応答ビタビ・トレリスを示す図である。
【図８】図８は、本発明の原理に従って構成されたディ
ジタル磁気記録システムのブロック図である。
【図９】図９は、理想的ＰＲ２検波器パルス応答及びス
テップ応答を示す図である。
【図１０】図１０は、積分ＰＲ２パルス応答及びステッ
プ応答を示す図である。
【図１１】図１１は、ＱＩ検波器ＰＲ２パルス応答及び
ステップ応答を示す図である。
【図１２】図１２は、ＵＭＲヘッド・イコライザ設計の
ためのパルス応答を示す図である。
【図１３】図１３は、ＱＩ等化ＰＲ１重畳データパタン
を示す図である。
【図１４】図１４は、ＱＩ等化ＰＲ２重畳データパタン
を示す図である。
【符号の説明】
８０ 磁気記録チャネル ８１ （０，Ｋ）ＣＣＲＬＬ変調エンコーダ
【数５】 ８３ ヘッド及び媒体 ８４ アナログイコライザ ８５ サンプラ ８６ （１＋Ｄ）ｎビタビ検波器 ８７ （０，Ｋ）変調デコーダ ８８ ディジタイザ ８９ ディジタルイコライザ

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ２進数データを格納し回復させる磁気記
    録システムであって、 前記２進数データを表す信号を受信し、さらに前記２進
    数データを、（ｄ，ｋ）ランレングス制限によって特徴
    付けられたｄｃフリーの電荷制御変調符号を用いて符号
    化するエンコーダ手段と、 前記エンコーダ手段と結合されたイコライザ手段であっ
    て、前記符号化された２進数データに応答して等化パル
    スを生成するよう、（１＋Ｄ）ｎの部分応答多項式に近
    似し、しかも直流の時ゼロとなるパルス応答特性を有す
    るイコライザ手段と、 前記イコライザ手段と結合され、前記等化パルスを検出
    する検波手段と、 前記検波手段と結合され、前記等化パルスを復号するデ
    コーダ手段と、を具えた磁気記録システム。
  2. 【請求項２】 ２進数データを格納し回復する方法であ
    って、 前記２進数データを表す信号を受信するステップと、 前記２進数データを、（ｄ，ｋ）ランレングス制限によ
    って特徴づけられるｄｃフリーの電荷制御変調コードを
    用いて符号化するステップと、 （１＋Ｄ）ｎの部分応答多項式に近似し、しかも直流の
    時ゼロとなるパルス応答により前記符号化された２進数
    データに応答して、等化パルスを生成するステップと、 前記等化パルスを検出するステップと、 前記等化パルスを復号するステップと、を含むことを特
    徴とする方法。
  3. 【請求項３】 ディジタルデータを格納し回復する方法
    において、前記データを表す信号を受信するステップと
    前記データをコード化するステップとを備え、さらに、
    （１＋Ｄ）ｎの部分応答多項式に近似し、しかも直流の
    時ゼロであるイコライザパルス応答により、前記符号化
    された信号に応答して等化パルスを生成するステップを
    含む方法。
JP5263806A 1992-12-11 1993-10-21 非虚数ｄｃフリーイコライザ及びｄｃフリー変調符号を用いる磁気記録チャネル Pending JPH06231546A (ja)

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