CN116781464B - 一种脉冲振幅调制的优化方法和系统 - Google Patents

一种脉冲振幅调制的优化方法和系统 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种脉冲振幅调制的优化方法和系统，其中方法包括：在脉冲振幅调制的信号接收端，通过自适应的方式将前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号；通过决策反馈均衡器与最大似然估计模块，将符号的误差状态归一化为正确状态和错误状态，减少最大似然估计所需计算的路径个数。当决策反馈均衡器的判决输入信号超出有效判决范围，则判断出现了误差传播的终止，启动最大似然估计模块对此前的误差传播进行校正。在1+D的信道响应条件下，进一步简化了最大似然估计模块的计算过程，降低最大似然估计模块的工作时间，并节省了其中回溯模块的计算资源。

Description

一种脉冲振幅调制的优化方法和系统
技术领域
本申请涉及电路通信领域，具体而言，涉及一种脉冲振幅调制的优化方法和系统。
背景技术
在使用SERDES电路进行高速数据传输的通信链路中，链路上存在高频衰减。通常使用PAM（Pulse Amplitude Modulation一种脉冲振幅调制方式）来实现脉冲调制。PAM调制方法通常将数字信号转换成一系列脉冲，脉冲的振幅表示数字信号的幅度大小，然后将脉冲发送到通信信道中进行传输。常规的做法是在TX侧（信号发送端）通过 FFE（Feed-Forward Equalizer，前向均衡器）补偿一部分高频衰减，在RX侧（信号接收端）采用CTLE（Channel Equalizer，通道均衡器）+FFE+DFE（Decision Feedback Equalizer，决策反馈均衡器）的结构。 经过RX侧的多_tap FFE的自适应后，输出的信道响应一般用1+a*D来描述。RX FFE输出信号判决后（或者RX DFE输出信号）的误码率仍然较高。现有技术中，通常用MLSE（Maximum Likelihood Sequence Estimation，最大似然序列估计）通过似然度比较进一步改善误码率。但常规MLSE在计算过程中需要计算n2条路径的权值。例如，1+a*D的信道响应下，PAM4有4种可能的电平状态，需要计算4*4=16条路径的权值；PAM6需要计算6*6=36条路径的权值；PAM8需要计算8*8=64条路径的权值。MLSE的计算过程较为复杂。同时，在1+a*D的信道响应下，MLSE需要连续不停的工作，为了保证MLSE能连续的输出，MLSE模块必须有同步、解码、回溯3个阶段，耗费了大量的计算资源。
发明内容
为了解决上述常规MLSE的计算过于复杂并且需要连续工作的技术问题，本申请提供一种脉冲振幅调制的优化方法和系统，通过将信号接收端的前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，实现简化最大似然估计的计算过程，降低最大似然估计模块的工作时间。
具体的，本申请的技术方案如下：
第一方面，本申请公开一种脉冲振幅调制的优化方法，其特征在于，包括如下步骤：
信号发送端基于依次连接的前向纠错编码模块、（1+D）预编码模块、查找表模块，补偿信号高频衰减或者非线性失真；
信号接收端基于依次连接的通道均衡器、前向均衡器、决策反馈均衡器、最大似然估计模块、（1+D）解码模块、前向纠错解码模块，抵消信号中的失真和衰减；
通过自适应的方式将所述前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号；其中D为延时操作符，a为正的实数系数；
通过所述决策反馈均衡器，将所述前向均衡器输出的电平信号判决为符号；通过所述最大似然估计模块，将所述符号的误差状态归一化为两种状态，包括：正确状态和错误状态；
当所述决策反馈均衡器出现符号判决错误，则会接着产生一连串的误差传播，在1+D的信道响应条件下，当所述误差传播终止时，若判决输入信号超出有效判决范围，则先启动所述最大似然估计模块，确定所述误差传播的误差终止符号；以从前往后的顺序处理所述误差传播，将所述误差终止符号最后一个处理，计算2*2=4条路径的权值完成最大似然校正；或，以从后往前的顺序处理所述误差传播，将所述误差终止符号第一个处理，计算2条路径的权值完成最大似然校正；再通过所述（1+D）解码模块对最大似然校正后的剩余误差进行再次校正；
若判决输入信号没有超出有效判决范围，则不启动所述最大似然估计模块，通过所述（1+D）解码模块，将所述误差传播校正为两处错误符号，包括头部错误和尾部错误；
通过所述前向纠错解码模块对所述（1+D）解码模块校正后的剩余误差进一步校正。
在一些实施方式中，所述通过自适应的方式将所述前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，具体包括以下任意一种方式：
由信号接收端的多_tap前向均衡器完成自适应；
或，由信号接收端的多_tap前向均衡器与1_tap决策反馈均衡器共同完成自适应；
或，由信号接收端的多_tap前向均衡器与多_tap决策反馈均衡器共同完成自适应。
在一些实施方式中，所述最大似然估计模块仅在判决输入信号超出有效判决范围时，即对应误差传播终止时启动。
第二方面，本申请还公开一种脉冲振幅调制的优化系统，其特征在于，包括信号发送端与信号接收端；
所述信号发送端包括依次连接的前向纠错编码模块、（1+D）预编码模块、查找表模块，用于补偿信号高频衰减或者非线性失真；
所述信号接收端包括依次连接的通道均衡器、前向均衡器、决策反馈均衡器、最大似然估计模块、（1+D）解码模块、前向纠错解码模块，用于抵消信号中的失真和衰减；
所述信号接收端，还用于通过自适应的方式将所述前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号；其中D为延时操作符，a为正的实数系数；
其中，所述决策反馈均衡器，用于将所述前向均衡器输出的电平信号判决为符号；
所述最大似然估计模块，用于将所述符号的误差状态归一化为两种状态，包括：正确状态和错误状态；
所述信号接收端，还用于当所述决策反馈均衡器出现符号判决错误，则会接着产生一连串的误差传播，在1+D的信道响应条件下，当所述误差传播终止时，若判决输入信号超出有效判决范围，则先启动所述最大似然估计模块对所述误差传播进行最大似然校正；再通过所述（1+D）解码模块对最大似然校正后的剩余误差进行再次校正；若判决输入信号没有超出有效判决范围，则不启动所述最大似然估计模块，通过所述（1+D）解码模块，将所述误差传播校正为两处错误符号，包括头部错误和尾部错误；通过所述前向纠错解码模块对所述（1+D）解码模块校正后的剩余误差进一步校正。
在一些实施方式中，所述最大似然估计模块仅在判决输入信号超出有效判决范围时，即对应误差传播终止时启动；
所述最大似然估计模块工作时，计算4条路径的权值，或计算2条路径的权值。
在一些实施方式中，所述最大似然估计模块，还用于：确定所述误差传播的误差终止符号；以从前往后的顺序处理所述误差传播；或，以从后往前的顺序处理所述误差传播。
与现有技术相比，本申请至少具有以下一项有益效果：
1、相较于现有技术中的脉冲振幅调制方法，本申请对于任意的信道响应，通过接收端的均衡器的自适应，可以是信号接收端多_tap FFE的自适应，也可以是信号接收端多_tap FFE+信号接收端1_tap DFE的自适应，也可以是信号接收端多_tap FFE+信号接收端多_tap DFE的自适应，将信号接收端均衡器的输出（或者决策反馈均衡器中的某个节点）近似为1+D的信道响应。残余的差异部分当作噪声信号对待。在近似为1+D的信道响应下，采用最大似然序列估计方法进行后续计算时，计算过程可以更加简化。
2、在近似为1+D的信道响应下，通过判决输入信号超出有效判决范围可以非常高概率的检测到误差传播的误差终止符号。只有在噪声非常大时，误差传播终止时判决输入信号没有超出有效判决范围（此时仍然存在误差传播），但可以通过后续的(1+D)Decoding模块，将正/负交替的误差信号校正为头部/尾部的两个错误符号。可以在检测到判决输入信号超出有效判决范围后再启动最大似然估计模块，使得最大似然估计模块不必时刻处于工作状态，从而显著降低最大似然估计模块的工作时间，节约机器资源。
3、本申请提供两种最大似然估计推导的顺序：第一种是从前往后处理，由于信道的延时操作符的系数被简化为1，后续最大似然估计的处理就非常简单。而且，因为已知了误差传播的误差终止符号，回溯模块的额外的L个符号的处理就不再需要了。基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，对于任意的PAMn（例如，n=4时为PAM4，n=6时为PAM6，n=8时为PAM8）只需要计算2*2=4条路径的权值，不再需要计算n*n=n2条路径的权值。第二种是从后往前递推时，回溯模块和同步模块的额外的K个符号和L个符号的处理就不再需要了。误差传播终止时误差终止符号是已知的。因此，从后往前递推时，基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，对于任意的PAMn只需要比较2条路径（符号判决正确的路径，符号判决错误的路径）。相比于信道响应为1+a*D时最大似然估计的处理路径，可以进一步的简化。
附图说明
下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对本申请的上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。
图1为本申请一种脉冲振幅调制的优化系统的一个实施例的结构框图；
图2为本申请另一种脉冲振幅调制的优化系统的一个实施例的结构框图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本申请实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其他实施例中也可以实现本申请。在其他情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本申请的描述。
应当理解，当在本说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”指示所述描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或集合的存在或添加。
为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。
还应当进一步理解，在本申请说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
在本文中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体的连接。可以是机械连接，也可以是电连接。可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。
另外，在本申请的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本申请的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。
在数字通信中，数据通常以并行形式传输。但是，在高速通信中，为了减少传输线路数量并提高数据传输速度，数据通常以串行形式传输。这就需要使用SERDES电路将并行数据转换为串行数据，并在接收侧将串行数据转换回并行数据。SERDES链路通常用于高速数据传输，如网络设备、存储系统、高速数据采集等领域。在高速SERDES链路中，链路上存在高频衰减。所以需要通过脉冲振幅调制的方式来减弱这种衰减，PAM是脉冲振幅调制（PulseAmplitude Modulation）的缩写，PAM调制的优点是可以在较小的带宽范围内传输更多的数据，因为数字信号被编码为连续的脉冲，而不是单一的电平。但是，PAM调制的缺点是对于传输距离较远的信号，由于信号衰减和噪声的影响，会导致脉冲失真和误码率的增加。
CTLE、FFE、DFE、MLSE和FEC是数字通信中常见的几种均衡技术，适当的组合和搭配可以实现更高效的信号均衡和解调。具体来说：1、CTLE是通道均衡器（Channel Equalizer）的缩写。2、FFE是前向均衡器（Feed-Forward Equalizer）的缩写。3、DFE是决策反馈均衡器（Decision Feedback Equalizer）的缩写。4、MLSE是最大似然序列估计（MaximumLikelihood Sequence Estimation）的缩写。MLSE可以通过比较多个可能的传输序列的似然度，来选择最可能的传输序列，从而提高信号恢复的准确性。5、FEC是前向纠错编码（Forward Error Correction）的缩写，这些技术常常被组合使用，以实现更高效和可靠的数字信号传输和处理。例如，CTLE、FFE和DFE可以组合使用，以对数字信号进行均衡和预处理，从而提高信号质量和可靠性。MLSE和FEC可以用于数字信号解调和纠错，以确保传输的数据的准确性和完整性。在实际应用中，这些技术和术语的组合方式和实现方法可能因具体的数字通信应用而异，需要根据实际情况进行选择和调整，以达到最佳的信号传输和处理效果。
在本申请的一个实施例中，参考说明书附图1，信号发送端基于依次连接的前向纠错编码模块FEC、（1+D）预编码模块Precoding、查找表模块TX LUT。
TX LUT模块可以用LUT表实现TX FFE，线性补偿高频衰减。
TX LUT模块也可以用LUT表实现更复杂的功能，例如：线性补偿高频衰减，同时补偿无记忆或有记忆的非线性失真。
信号接收端基于依次连接的通道均衡器CTLE、前向均衡器FFE、决策反馈均衡器DFE、最大似然估计模块MLSE、（1+D）解码模块Decoding、前向纠错解码模块FEC，抵消信号中的失真和衰减。
通过自适应的方式将所述均衡器输出（或者决策反馈均衡器中的某个节点）的信道响应由1+a*D校正为1+D。
具体的，可以是信号接收端多_tap FFE的自适应，也可以是信号接收端多_tapFFE+信号接收端1_tap DFE的自适应，也可以是信号接收端多_tap FFE+信号接收端多_tapDFE的自适应，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号。其中D为延时操作符，a是一个正的实数系数，表示信号在传输过程中受到的线性失真和衰减。用于在数字信号处理中进行均衡和预处理，以抵消信道引起的失真和衰减，从而提高信号的传输质量和可靠性。通常情况下，a的值越大，信道的失真和衰减就越强。
其中，“tap”在这里是指DFE中的每个时钟周期的决策器的输出。1_tap DFE指每个时钟周期只使用一个DFE tap进行反馈。同理，多_tap DFE指每个时钟周期使用多个DFEtap进行反馈。
1+a*D的信道响应条件下（a为大于0的正的实数系数），当所述决策反馈均衡器出现第1个符号判决错误后，必然会跟着一连串正/负交替的误差（称为误差传播），直到判决输出的符号重新为正确的符号（称为误差传播的终止）。a为小于1的任意正数时，误差传播终止时，PAMn的判决输出符号可以为任意的符号。a=1（即1+D信道）时，误差传播终止时，PAMn的判决输出符号为PAMn的最大/或最小符号。
在1+D的信道响应条件下，在正常噪声的场景下，通过判决输入信号超出有效判决范围（判决输入信号明显超出PAMn的最大/或最小符号的范围）可以判断出误差传播的终止。此时，可以启动MLSE（MLSE不再需要连续工作，只需要在特定的时间工作）。1+D的信道响应下，MLSE的实现可以进一步简化。正常情况下，MLSE可以将大部分（或者全部）的误差符号校正为正确的符号。对于MLSE没有校正的少量残余误差符号，进入后级的（1+D）Decoding模块处理，可以将残余的正/负交替的误差校正为头部/尾部的两个错误符号。
在1+D的信道响应条件下，在噪声特别大的场景下，误差传播发生了终止，但没有触发判决输入信号超出有效判决范围的判断（判决输入信号在PAMn的最大/或最小符号附近）。此时，MLSE没有被启动，误差传播信号进入后级的（1+D）Decoding模块处理，可以将正/负交替的误差信号校正为头部/尾部的两个错误符号。
1+a*D的信道响应下（a>0且a<1），同样会有误差传播现象。但误差传播终止时，有很大概率不触发判决输入信号超出有效判决范围的判断。
例如，PAM4有4个符号的电平[-3 -1 +1 +3]。1+D的信道响应下，误差传播终止时，符号判决后的电平只可能为-3或+3。噪声为0时，判决输入信号的电平为+5或-5，可以判决为超出有效判决范围。噪声较小时，判决输入信号的电平大于+3.5或小于-3.5时，可以判决为超出有效判决范围。只有噪声非常大时，判决输入信号的电平在[+2 ~ +3.5]之间，判决为正确的+3，此时误差传播终止，但没有超出有效判决范围。但是，1+a*D的信道响应下（a>0且a<1），判决输入信号的电平在[-2 ~ +2]之间时，仍然有很大概率出现误差传播终止。
因此，1+a*D的信道响应下（a>0且a<1），因为无法准确的判断出误差传播的终止，现有技术中MLSE模块必须连续不停的工作。对M个符号进行MLSE处理时，还需要经过同步模块sync up block（K个符号）、解码模块decode block（M个符号）、回溯模块tracebackblock（L个符号）的处理。其中同步模块（K个符号）和回溯模块（L个符号）属于额外的开销。
判断出误差传播的终止后，启动MLSE。可以从前往后的顺序（误差传播终止的符号，是最后一个被处理的符号）处理（K+M）符号，此时可以将MLSE的计算过程进一步简化，实现以下几点改进：1、MLSE只在少量的时间工作。2、a=1时，基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，计算2*2=4条路径的权值，且权值的计算非常简单。3、MLSE不再需要回溯模块。
判断出误差传播的终止后，启动MLSE。也可以从后往前的顺序（误差传播终止的符号，是第一个被处理的符号）处理M个符号，MLSE的实现可以进一步简化，实现以下几点改进：1、MLSE只在少量的时间工作。2、a=1时，基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，计算 2条路径的权值。3、MLSE不再需要回溯模块，也不再需要同步模块。
经过MLSE和（1+D）Decoding处理后，仍然残余的极少数误差符号，可以通过FEC解码进一步校正。
基于相同的技术构思，本申请还公开了一种脉冲振幅调制的优化系统，该系统可用于实现上述任意一种脉冲振幅调制的优化方法，具体的，本申请的一种脉冲振幅调制的优化系统实施例，包括TX信号发送端与RX信号接收端。参考说明书附图1。
本实施例中，所述TX信号发送端包括依次连接的前向纠错编码模块TX FEC、（1+D）预编码模块Precoding、查找表模块TX LUT，用于补偿信号高频衰减或者非线性。
所述RX信号接收端包括依次连接的通道均衡器CTLE、前向均衡器FFE、决策反馈均衡器DFE、最大似然估计模块MLSE、（1+D）解码模块Decoding、前向纠错解码模块RX FEC，用于抵消信号中的失真和衰减。
所述RX信号接收端，还用于通过自适应的方式将所述前向均衡器输出（或者决策反馈均衡器中的某个节点）的信道响应由1+a*D校正为1+D，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号。其中D为延时操作符，a为实数系数。
具体的，可参考说明书附图2，图2是相较于图1更完整的脉冲振幅调制的优化系统的结构框图。增加的模块包括：CDR（Clock Data Recovery）是一种时钟数据恢复技术，通常用于数字通信系统中，使得接收器能够从已经失去同步的数字信号中恢复正常的节拍时钟，以便正确地解码数据。LMS（Least Mean Squar）是基于最小均方算法的自适应均衡器，借助自适应滤波器的信号跟踪能力和抗干扰能力，能够使得基带信息的提取更加方便，获得比相干解调更好的性能。ADC（Analog-to-Digital Converter）是指模/数转换器或者模数转换器，用于将连续变化的模拟信号转换为离散的数字信号。一般在现有技术中，经过RX侧的多tap FFE的自适应后，图2中A点的信道响应一般用1+a*D来描述。而本申请中，就是将A点(或者决策反馈均衡器中的某个节点）的信道响应由1+a*D校正为1+D。所述的通过自适应的方式，可选用以下任意一种：由信号接收端的多tap前向均衡器完成自适应。或，由信号接收端的多_tap前向均衡器与1_tap决策反馈均衡器共同完成自适应；或，由信号接收端的多_tap前向均衡器与多_tap决策反馈均衡器共同完成自适应。
其中，所述决策反馈均衡器DFE，用于将所述前向均衡器输出的电平信号判决为符号。
所述最大似然估计模块MLSE，用于将所述符号的误差状态归一化为两种状态，包括：正确状态和错误状态。
所述RX信号接收端，还用于当所述决策反馈均衡器DFE出现符号判决错误，则会接着产生一连串的误差传播，在1+D的信道响应条件下，当所述误差传播终止时，若判决输入信号超出有效判决范围，则先启动所述最大似然估计模块MLSE对所述误差传播进行最大似然校正。再通过所述（1+D）解码模块对最大似然校正后的剩余误差进行再次校正。若所述判决输入信号没有超出有效判决范围，则通过所述（1+D）解码模块，将所述误差传播校正为两处错误符号，包括头部错误和尾部错误。通过所述前向纠错解码模块对所述（1+D）解码模块校正后的剩余误差进一步校正。
本实施例中。所述最大似然估计模块MLSE仅在误差传播终止，且判决输入信号超出有效判决范围时工作。
所述最大似然估计模块MLSE工作时，计算2*2=4条路径的权值，或计算2条路径的权值。
具体的，现有技术中MLSE计算过程中消耗的资源与功耗较大。例如，1+a*D的信道响应下，PAM4（4电平脉冲振幅调制）有4种可能的状态，需要计算4*4=16条路径，PAM6（6电平脉冲振幅调制）需要计算6*6=36条路径，1+a*D的信道响应下，1_tap DFE的输出如果存在判决错误，会有+/-交替的误差传播特性。现有的使用1+a*D信道响应的技术方案中有以下缺点：
1、1+a*D的信道响应下。误差传播的终止可能对应任意的符号，因此，MLSE模块必须始终工作，导致功耗大。
2、为了保证MLSE能连续的输出，MLSE模块必须有同步模块（K个符号）、解码模块（M个符号）和回溯模块（L个符号）3个阶段。处理了（K+M+L）个符号后，只能输出M个符号。其中（K+L）个符号就是额外的开销。
3、由于实数系数a可以是任意值，在MLSE的处理过程中涉及较多的乘法。基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，即使所需计算的路径由n2条减低到4条，仍然有较复杂的计算。例如，会涉及以下计算公式：
A(+)=(1-a)2+2(1-a)yk；
A(-)=(1-a)2-2(1-a)yk；
C(-)=a2+2ayk；
C(+)=a2-2ayk；
其中，A(+)、A(-)、C(+)、C(-)为求解参数；yk为其他参数，在本申请中不详细解释。上述计算公式中，因为a可以是任意值，涉及a的计算例如：a2，(1-a)2，(1-a)yk，ayk运算起来都较为复杂。
而本申请中所提供的方法，通过信号接收端 FFE（接收端前向均衡器）的自适应，将FFE的输出(或者决策反馈均衡器中的某个节点）校正为近似的1+D的信道响应（即a系数被特异化为1），偏差部分可以当作噪声来对待。
对于近似的1+D的信道响应，由于a=1，基于误差状态（正确状态或错误状态）的MLSE的计算过程更简单。例如，计算上述计算公式时，由于a=1，计算公式将被简化，例如：
A(+)=0；
A(-)=0；
C(-)=1+2yk；
C(+)=1-2yk；
其中，A(+)、A(-)、C(+)、C(-)为求解参数；yk为其他参数，在本申请中不详细解释。计算过程中没有了乘法因此可以更简化的实现。
在系统实施例的另一实施方式中，所述最大似然估计模块MLSE，还用于：确定所述误差传播的误差终止符号。以从前往后的顺序处理所述误差传播。误差终止符号是最后一个处理的符号。最大似然估计模块工作时，计算2*2=4条路径的权值。或，以从后往前的顺序处理所述误差传播，误差终止符号是第一个处理的符号。最大似然估计模块工作时，计算2条路径的权值。
具体的，1+a*D的信道响应下，1_tap DFE判决错误时会出现一连串的+/－交替的判决误差（称为误差传播）。以PAM4（4电平脉冲振幅调制）为例（4个符号为[-3 -1 +1 +3]），部分误差传播终止时会出现判决输入信号超出有效判决范围的情况（即DFE的输入大于3很多 或 DFE的输入小于-3很多），此时DFE必然会判决正确（导致误差传播终止）。但是，还有很大比例的误差传播终止时，并没有出现判决输入信号超出有效判决范围的情况。因此，1+a*D的信道响应下的MLSE必须始终工作，由此带来同步模块（K个符号）和回溯模块（L个符号）的额外开销。
但是，在近似的1+D的信道响应下，正常噪声的场景下，误差传播终止时极大概率会出现判决输入信号超出有效判决范围的情况。此时，启动MLSE可以将大部分（或者全部）的误差符号校正为正确的符号。因此，MLSE就不再需要始终工作。可以在出现判决输入信号超出有效判决范围时，再开始工作。在噪声特别大的场景下（非常小的概率），误差传播发生了终止，但没有触发判决输入信号超出有效判决范围的判断，此时误差传播信号进入后级的（1+D）Decoding模块处理，可以将正/负交替的误差信号校正为头部/尾部的两个错误符号。最后剩余孤立的错误，很容易通过之后的FEC模块校正回来。
在MLSE模块工作时有两种工作方式，包括从前往后递推处理和从后往前递推处理。例如，通过检测出判决输入信号超出有效判决范围，可以判断出某个符号是否为误差传播的误差终止符号。若检测到符号(p)为误差传播的误差终止符号（即符号(p)是判决正确的符号，但符号(p)之前发生了误差传播），需要对符号(p-m)至符号(p)的(m+1)个符号进行MLSE的处理。因此，回溯模块的符号资源不再需要，完全可以节省。
对部分符号进行MLSE的处理时，可以从后往前递推处理。即先处理符号(p)，再处理前一点符号(p-1)，直到处理符号(p-m)。此时，同步模块不再需要。基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，对于任意的PAMn只需要处理2条路径。
或，对部分符号进行MLSE的处理时，可以从前往后递推处理。即先处理符号(p-m)，再处理后一点符号(p-m+1)，直到处理符号(p)。此时，同步模块仍然需要（假设需要k个符号）。即实际上，要先处理符号(p-m-k)，再处理符号(p-m-k+1)，直到处理到符号(p-m-1)，同步模块对这k个符号处理后，才能正确的处理符号(p-m)到符号(p)。基于误差状态（正确状态或错误状态）进行最大似然估计时，对于任意的PAMn只需要处理2*2=4条路径。
这样做有几个好处：
1、MLSE不再需要始终工作，只在出现判决输入信号超出有效判决范围时才工作。假如MLSE工作前的误码率为1e-4(对应的误差传播终止是更低的概率)，那么MLSE就从原先的100%工作，变成只在约1%的时间内工作，MLSE的功耗会显著的降低。
2、MLSE对符号处理时。由于a=1，通过判决输入信号超出有效判决范围可以找到误差传播的误差终止符号，从而已知了MLSE的结束符号，回溯模块（L个符号）的额外开销就不再需要了。
3、近似的1+D的信道响应下，检测到误差传播的误差终止符号后，MLSE对符号的处理可以改为从后往前。此时，利用已有符号的判决信息，某个符号只有判决正确或错误的2种可能。检测出判决输入信号超出有效判决范围时，误差传播的误差终止符号是可以知道的。利用误差+/-交替的信息，从后往前递推时，可能的误差传播的误差的符号也是确定的。因此，从后往前递推时，只需要比较2条路径（符号判决正确的路径，符号判决错误的路径）。
本申请的一种脉冲振幅调制的优化方法和系统具有相同的技术构思，二者的实施例的技术细节可相互适用，为减少重复，此次不再赘述。
尽管已描述了本申请的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本申请范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种脉冲振幅调制的优化方法，其特征在于，包括如下步骤：
信号发送端基于依次连接的前向纠错编码模块、（1+D）预编码模块、查找表模块，补偿信号高频衰减或者非线性失真；
信号接收端基于依次连接的通道均衡器、前向均衡器、决策反馈均衡器、最大似然估计模块、（1+D）解码模块、前向纠错解码模块，抵消信号中的失真和衰减；
通过自适应的方式将所述前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号；其中D为延时操作符，a为正的实数系数；
通过所述决策反馈均衡器，将所述前向均衡器输出的电平信号判决为符号；通过所述最大似然估计模块，将所述符号的误差状态归一化为两种状态，包括：正确状态和错误状态；
当所述决策反馈均衡器出现符号判决错误，则会接着产生一连串的误差传播，在1+D的信道响应条件下，当所述误差传播终止时，若判决输入信号超出有效判决范围，则先启动所述最大似然估计模块，确定所述误差传播的误差终止符号；以从前往后的顺序处理所述误差传播，将所述误差终止符号最后一个处理，基于所述正确状态和所述错误状态，计算2*2=4条路径的权值完成最大似然校正；或，以从后往前的顺序处理所述误差传播，将所述误差终止符号第一个处理，已知所述决策反馈均衡器的判决输出，递推得到正确或错误这2种可能路径，计算这2条路径的权值完成最大似然校正；再通过所述（1+D）解码模块对最大似然校正后的剩余误差进行再次校正；
若判决输入信号没有超出有效判决范围，则不启动所述最大似然估计模块，通过所述（1+D）解码模块，将所述误差传播校正为两处错误符号，包括头部错误和尾部错误；
通过所述前向纠错解码模块通过对引入的冗余码进行解码从而对所述（1+D）解码模块校正后的剩余误差进一步校正。
2.如权利要求1所述的一种脉冲振幅调制的优化方法，其特征在于，所述通过自适应的方式将所述前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，具体包括以下任意一种方式：
由信号接收端的多_tap前向均衡器完成自适应；
或，由信号接收端的多_tap前向均衡器与1_tap决策反馈均衡器共同完成自适应；
或，由信号接收端的多_tap前向均衡器与多_tap决策反馈均衡器共同完成自适应；
其中，多_tap表示相应的单元使用多个输入或输出节点参与运算，1_tap表示相应的单元使用一个输入或输出节点参与运算。
3.如权利要求1所述的一种脉冲振幅调制的优化方法，其特征在于，
所述最大似然估计模块仅在判决输入信号超出有效判决范围时，即对应误差传播终止时启动。
4.一种脉冲振幅调制的优化系统，其特征在于，包括信号发送端与信号接收端；
所述信号发送端包括依次连接的前向纠错编码模块、（1+D）预编码模块、查找表模块，用于补偿信号高频衰减或者非线性失真；
所述信号接收端包括依次连接的通道均衡器、前向均衡器、决策反馈均衡器、最大似然估计模块、（1+D）解码模块、前向纠错解码模块，用于抵消信号中的失真和衰减；
所述信号接收端，还用于通过自适应的方式将所述前向均衡器输出节点，或决策反馈均衡器中指定节点的信道响应由1+a*D校正为1+D，并将信道响应校正后的偏差部分视为噪声信号；其中D为延时操作符，a为正的实数系数；
其中，所述决策反馈均衡器，用于将所述前向均衡器输出的电平信号判决为符号；
所述最大似然估计模块，用于将所述符号的误差状态归一化为两种状态，包括：正确状态和错误状态；
所述信号接收端，还用于当所述决策反馈均衡器出现符号判决错误，则会接着产生一连串的误差传播，在1+D的信道响应条件下，当所述误差传播终止时，若判决输入信号超出有效判决范围，则先启动所述最大似然估计模块对所述误差传播进行最大似然校正；再通过所述（1+D）解码模块对最大似然校正后的剩余误差进行再次校正；若判决输入信号没有超出有效判决范围，则不启动所述最大似然估计模块，通过所述（1+D）解码模块，将所述误差传播校正为两处错误符号，包括头部错误和尾部错误；通过所述前向纠错解码模块通过对引入的冗余码进行解码从而对所述（1+D）解码模块校正后的剩余误差进一步校正。
5.如权利要求4所述的一种脉冲振幅调制的优化系统，其特征在于，
所述最大似然估计模块仅在判决输入信号超出有效判决范围时，即对应误差传播终止时启动；
所述最大似然估计模块工作时，基于所述正确状态和所述错误状态，计算4条路径的权值；或已知所述决策反馈均衡器的判决输出，递推得到正确或错误这2种可能路径，计算2条路径的权值。
6.如权利要求4所述的一种脉冲振幅调制的优化系统，其特征在于，所述最大似然估计模块，还用于：确定所述误差传播的误差终止符号；以从前往后的顺序处理所述误差传播；或，以从后往前的顺序处理所述误差传播。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5550683A (en) * 1992-12-11 1996-08-27 Eastman Kodak Company Magnetic recording channel employing a non-ideal d.c.-free equalizer and a d.c.-free modulation code
CN108476090A (zh) * 2016-01-22 2018-08-31 华为技术有限公司 系统匹配的自适应编码和均衡设备及方法
US10382047B1 (en) * 2018-06-01 2019-08-13 Ali Corporation Optimum phase searching system and method thereof in ethernet physical layer
CN110391875A (zh) * 2018-04-23 2019-10-29 华为技术有限公司 一种纠错方法及纠错装置
CN110620740A (zh) * 2018-06-18 2019-12-27 三星电子株式会社 信号接收电路及其操作方法
CN114448559A (zh) * 2020-11-05 2022-05-06 华为技术有限公司 位置检测方法及装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021153260A1 (ja) * 2020-01-30 2021-08-05 ソニーグループ株式会社 信号処理装置、信号処理方法、及び、プログラム

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5550683A (en) * 1992-12-11 1996-08-27 Eastman Kodak Company Magnetic recording channel employing a non-ideal d.c.-free equalizer and a d.c.-free modulation code
CN108476090A (zh) * 2016-01-22 2018-08-31 华为技术有限公司 系统匹配的自适应编码和均衡设备及方法
CN110391875A (zh) * 2018-04-23 2019-10-29 华为技术有限公司 一种纠错方法及纠错装置
US10382047B1 (en) * 2018-06-01 2019-08-13 Ali Corporation Optimum phase searching system and method thereof in ethernet physical layer
CN110620740A (zh) * 2018-06-18 2019-12-27 三星电子株式会社 信号接收电路及其操作方法
CN114448559A (zh) * 2020-11-05 2022-05-06 华为技术有限公司 位置检测方法及装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
OFC2020论文阅读 M4F.4 Demonstration of 214Gbps per lane IM_DD PAM-4 transmission using O-band ...;Zaгathustra;https://blog.csdn.net/Stephanie2014/article/details/105329668;第2-3页 *

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