JPH11168514A - パーシャルレスポンス復調方法およびそれを用いた装置 - Google Patents
パーシャルレスポンス復調方法およびそれを用いた装置Info
- Publication number
- JPH11168514A JPH11168514A JP9208820A JP20882097A JPH11168514A JP H11168514 A JPH11168514 A JP H11168514A JP 9208820 A JP9208820 A JP 9208820A JP 20882097 A JP20882097 A JP 20882097A JP H11168514 A JPH11168514 A JP H11168514A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- response
- data
- signal
- demodulation method
- data demodulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
- G11B20/10055—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter using partial response filtering when writing the signal to the medium or reading it therefrom
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/09—Digital recording
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/012—Recording on, or reproducing or erasing from, magnetic disks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明の目的は、磁気ディスクあるいは光ディ
スク装置等の信号処理方式に関わり、特にEEPRML(Exten
dedＥＰＲＭＬ）やEEEPRML(ExtendedEEPRML）信号処理
方式などの高次パーシャルレス方式の最小信号間距離を
拡張する新しい概念及びその具体的実現手段を提供する
ことである。 【解決手段】本発明は、データ復調器のうち何れかの過
程でパーシャルレスポンスクラス４のデータ系列を得る
ことができる伝達特性を有し、これに縦続したフィルタ
により、パーシャルレスポンスクラス４のデータ系列の
応答を信号のエネルギを保存した状態で非奇対称応答に
変更する。
スク装置等の信号処理方式に関わり、特にEEPRML(Exten
dedＥＰＲＭＬ）やEEEPRML(ExtendedEEPRML）信号処理
方式などの高次パーシャルレス方式の最小信号間距離を
拡張する新しい概念及びその具体的実現手段を提供する
ことである。 【解決手段】本発明は、データ復調器のうち何れかの過
程でパーシャルレスポンスクラス４のデータ系列を得る
ことができる伝達特性を有し、これに縦続したフィルタ
により、パーシャルレスポンスクラス４のデータ系列の
応答を信号のエネルギを保存した状態で非奇対称応答に
変更する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は磁気ディスクあるい
は光ディスク装置等の信号処理方式に関わり、特にEEPR
ML(Extended EPRML）やEEEPRML(Extended EEPRML）信号
処理方式などの高次パーシャルレスポンス方式の高能率
復調手法に関る。
は光ディスク装置等の信号処理方式に関わり、特にEEPR
ML(Extended EPRML）やEEEPRML(Extended EEPRML）信号
処理方式などの高次パーシャルレスポンス方式の高能率
復調手法に関る。
【０００２】
【従来の技術】磁気ディスク装置ではパーシャルレスポ
ンスクラス４（PR4）と最尤復号方式を組み合わせた（P
artial Response Maximum Likelihood 以下PRMLと略
す）が、高能率信号処理方式として実用化されている。
高能率信号処理方式とは所望のデータ誤り率を低S/Nに
て実現できる方式を意味する。最近、PRML方式よりさら
に低いS/Nで、信号の再生が可能な信号処理方式とし
て、EPR4(Extended PR4）と最尤復号方式を組み合わせ
たEPRML方式、さらにEEPR4(Extended EPR4）と最尤復号
方式を組み合わせたEEPRML(Extended EPRML）方式など
の高次パーシャルレスポンス方式が実用化されている。
ンスクラス４（PR4）と最尤復号方式を組み合わせた（P
artial Response Maximum Likelihood 以下PRMLと略
す）が、高能率信号処理方式として実用化されている。
高能率信号処理方式とは所望のデータ誤り率を低S/Nに
て実現できる方式を意味する。最近、PRML方式よりさら
に低いS/Nで、信号の再生が可能な信号処理方式とし
て、EPR4(Extended PR4）と最尤復号方式を組み合わせ
たEPRML方式、さらにEEPR4(Extended EPR4）と最尤復号
方式を組み合わせたEEPRML(Extended EPRML）方式など
の高次パーシャルレスポンス方式が実用化されている。
【０００３】図１にPRML信号処理方式を用いた一般的な
磁気ディスク装置の構成例を示す。元のデータはインタ
フェース回路8を介して、誤り訂正符号器7に供給され、
誤り訂正に必要な冗長データが付加される。次に、デー
タ変調器6によりPRML方式に必要な変調を行い、これを
記録アンプ5を介して、磁気ヘッド4により磁気ディスク
3に記録される。磁気ディスクから再生された信号は再
生アンプ5を経て、データ復調器1によりPRML処理され
る。復調されたデータは誤り訂正復号器2により誤り訂
正された後、インタフェース回路8を経て元のデータに
変換される。このような記録再生処理によって低S/N信
号の再生を行っている。このデータ変復調器１、６の動
作および構成を磁気記録再生系とパーシャルレスポンス
方式との関連を示す図２を用いて詳述する。まず記録側
の処理を述べる。誤り訂正符号器7からのデータは遅延
素子とモジュロ２（Ｍｏｄ．２）からなるプリコーダ９
を経由し、記録アンプ５経て媒体上に記録される。この
プリコーダ９は復調時に生じるデータの誤り伝播を防ぐ
処置を行なうためのものである。つぎに、再生側の処理
について述べる。記録媒体上の磁化は再生磁気ヘッドに
より微分特性を有する波形として再生される。ＰＲ４は
この微分特性を（１−Ｄ）なる差分系とみなす。ここで
Ｄは１ビットの遅延演算子を意味する。再生波形は等化
器１０に供給され、波形の応答が（１＋Ｄ）となるよう
に等化される。結果として、等化器の出力における総合
伝達特性は（１−Ｄ２）になる。この後、最尤復号器１
１にてデータの識別を行う。図３に、ステップ波形を磁
気記録した場合の再生孤立波形（ステップ応答を以下孤
立波形と略す）のレスポンスを示す。孤立波形を図３
（ａ）に示すように２タイムスロットに拡大した波形と
みなすのが、PR4である。この波形は（１＋Ｄ）なる特
性を持つ。（ｂ）のように３タイムスロットに拡大した
波形とみなすのがEPR4である。この波形は（１＋Ｄ）２
なる特性を持つ。さらに（ｃ）のように４タイムスロッ
トに拡大した波形とみなすのがEEPR4である。この波形
は（１＋Ｄ）３なる特性を持つ。
磁気ディスク装置の構成例を示す。元のデータはインタ
フェース回路8を介して、誤り訂正符号器7に供給され、
誤り訂正に必要な冗長データが付加される。次に、デー
タ変調器6によりPRML方式に必要な変調を行い、これを
記録アンプ5を介して、磁気ヘッド4により磁気ディスク
3に記録される。磁気ディスクから再生された信号は再
生アンプ5を経て、データ復調器1によりPRML処理され
る。復調されたデータは誤り訂正復号器2により誤り訂
正された後、インタフェース回路8を経て元のデータに
変換される。このような記録再生処理によって低S/N信
号の再生を行っている。このデータ変復調器１、６の動
作および構成を磁気記録再生系とパーシャルレスポンス
方式との関連を示す図２を用いて詳述する。まず記録側
の処理を述べる。誤り訂正符号器7からのデータは遅延
素子とモジュロ２（Ｍｏｄ．２）からなるプリコーダ９
を経由し、記録アンプ５経て媒体上に記録される。この
プリコーダ９は復調時に生じるデータの誤り伝播を防ぐ
処置を行なうためのものである。つぎに、再生側の処理
について述べる。記録媒体上の磁化は再生磁気ヘッドに
より微分特性を有する波形として再生される。ＰＲ４は
この微分特性を（１−Ｄ）なる差分系とみなす。ここで
Ｄは１ビットの遅延演算子を意味する。再生波形は等化
器１０に供給され、波形の応答が（１＋Ｄ）となるよう
に等化される。結果として、等化器の出力における総合
伝達特性は（１−Ｄ２）になる。この後、最尤復号器１
１にてデータの識別を行う。図３に、ステップ波形を磁
気記録した場合の再生孤立波形（ステップ応答を以下孤
立波形と略す）のレスポンスを示す。孤立波形を図３
（ａ）に示すように２タイムスロットに拡大した波形と
みなすのが、PR4である。この波形は（１＋Ｄ）なる特
性を持つ。（ｂ）のように３タイムスロットに拡大した
波形とみなすのがEPR4である。この波形は（１＋Ｄ）２
なる特性を持つ。さらに（ｃ）のように４タイムスロッ
トに拡大した波形とみなすのがEEPR4である。この波形
は（１＋Ｄ）３なる特性を持つ。
【０００４】以下に、EEPR4方式を例にとり、高次パー
シャルレスポンス方式を概説する。EEPR4の総合伝達特
性は孤立波形の伝達特性と磁気記録系の伝達特性の積と
して、（１−Ｄ）（１＋Ｄ）３となる。これにより決ま
るEEPR4方式のインパルスレスポンスを図４に示す。図
４（ａ）から分かるように、EEPR4の孤立波形はビット
周期ごとに、１，３，３，１の振幅特性を持つ。したが
って、孤立パルスの応答は、図４（ｂ）に示すように、
上下反転した孤立波形を１ビット周期ずらして重畳する
ことで得られる。すなわち、孤立パルスの応答は１，
２，０，−２，−１となる。EEPR4に最尤復号器を組み
合わせたEEPRMLのトレリス線図を図５に示す。周知のよ
うにEEPRML方式の動作は、トレリス線図で説明される。
図中、akは時刻ｋにおけるEEPRMLへの入力信号を表わ
す。ここで１２は状態を示し、１３は状態推移を示す。
ラベル（ak/yk）の上段と下段はそれぞれ入力信号値と
出力信号値を示している。各信号処理方式の状態は過去
の入力信号系列により決まる。EEPRMLでは、現時刻の再
生信号レベルは過去の４タイムスロットにわたる信号の
影響を受ける。時刻ｋにおける状態をSkとすれば、 Sk
=(( ak-4,ak-3,ak-2,ak-1) | ak(1,0))と与えられ、状
態数は１６になる。時刻k-１において複数の状態から発
した状態推移が時刻ｋのある特定の状態に集まる。これ
らの状態推移に対し、各ラベルの下段に示されている出
力信号と入力信号の差の２乗値をブランチメトリックと
呼ぶ。また各状態に対する現時刻までのブランチメトリ
ックの累積値をパスメトリックと呼ぶ。時刻ｋのある特
定の状態に集まる状態推移の内、時刻k-１までのパスメ
トリックと各状態推移に対応するブランチメトリックの
和が最も小さい値となる状態推移だけを最尤条件（もっ
とも確からしい）を満たす状態推移(パス)として選択す
る。この過程は以下に述べるようなステップに分けられ
る。すなわち、パスメトリックとブランチメトリックを
加算（Add）する。次に、これらの加算値を状態毎に比
較（Compare）し、最小値となる状態推移を選択（Selec
t）する。これらの一連の動作をACSと略す。最尤復号
は、このACS動作を各時刻、各状態毎に繰り返し、最終
的にトレリス線図上でパスが一つに収束した時点で、デ
ータを確定させる方法であり、周知の技術である。
シャルレスポンス方式を概説する。EEPR4の総合伝達特
性は孤立波形の伝達特性と磁気記録系の伝達特性の積と
して、（１−Ｄ）（１＋Ｄ）３となる。これにより決ま
るEEPR4方式のインパルスレスポンスを図４に示す。図
４（ａ）から分かるように、EEPR4の孤立波形はビット
周期ごとに、１，３，３，１の振幅特性を持つ。したが
って、孤立パルスの応答は、図４（ｂ）に示すように、
上下反転した孤立波形を１ビット周期ずらして重畳する
ことで得られる。すなわち、孤立パルスの応答は１，
２，０，−２，−１となる。EEPR4に最尤復号器を組み
合わせたEEPRMLのトレリス線図を図５に示す。周知のよ
うにEEPRML方式の動作は、トレリス線図で説明される。
図中、akは時刻ｋにおけるEEPRMLへの入力信号を表わ
す。ここで１２は状態を示し、１３は状態推移を示す。
ラベル（ak/yk）の上段と下段はそれぞれ入力信号値と
出力信号値を示している。各信号処理方式の状態は過去
の入力信号系列により決まる。EEPRMLでは、現時刻の再
生信号レベルは過去の４タイムスロットにわたる信号の
影響を受ける。時刻ｋにおける状態をSkとすれば、 Sk
=(( ak-4,ak-3,ak-2,ak-1) | ak(1,0))と与えられ、状
態数は１６になる。時刻k-１において複数の状態から発
した状態推移が時刻ｋのある特定の状態に集まる。これ
らの状態推移に対し、各ラベルの下段に示されている出
力信号と入力信号の差の２乗値をブランチメトリックと
呼ぶ。また各状態に対する現時刻までのブランチメトリ
ックの累積値をパスメトリックと呼ぶ。時刻ｋのある特
定の状態に集まる状態推移の内、時刻k-１までのパスメ
トリックと各状態推移に対応するブランチメトリックの
和が最も小さい値となる状態推移だけを最尤条件（もっ
とも確からしい）を満たす状態推移(パス)として選択す
る。この過程は以下に述べるようなステップに分けられ
る。すなわち、パスメトリックとブランチメトリックを
加算（Add）する。次に、これらの加算値を状態毎に比
較（Compare）し、最小値となる状態推移を選択（Selec
t）する。これらの一連の動作をACSと略す。最尤復号
は、このACS動作を各時刻、各状態毎に繰り返し、最終
的にトレリス線図上でパスが一つに収束した時点で、デ
ータを確定させる方法であり、周知の技術である。
【０００５】EEPRMLの性能は最小自由距離(Dfree）で決
まる。ここでDfreeとは図５に示すトレリス線図上のあ
る特定のノードから他の特定のノードに至る各種組み合
わせの中でパスメトリックの差が最小のものである。EE
PRMLのDfreeは６であることが知られている。さらに、D
freeに続く信号間距離は８、１０となる。 EEPRMLのこ
れらの信号間距離は、最尤復号器に入力されるデータパ
ターンで決まる。特に、信号間距離はパターン中の０か
ら１あるいは１から０へ変化する連続回数で規定され
る。後述するように、例えばパターン中の反転位置をｐ
で表わすと、ｐｐｐと３回連続する反転位置を持つ２種
のパターンが１ビットずれた状態にある場合にこれらの
パターン間の距離がDfreを与える。これらのEPRML方式
やEEPRML方式の性能をさらに向上するために、Maximum
Transition Run Code（ＭＴＲコードと略記する）が最
近提案された。たとえば、 "Maximum Transition Run C
odesfor Data Storage Systems",IEEE Transactions on
Magnetics,vol. 32, No.5,September, 1996, pp3992-
3994が公知例として知られている。上記ＭＴＲコードは
パターンの反転が３回以上発生することを制限する機能
を持つ。このＭＴＲコードを使用すると、EEPRMLの信号
間距離１０以上のもののみに限定できる。したがって、
等価的に信号のＳ／Ｎを向上できる。しかしながら、Ｍ
ＴＲコードではコードレートが４／５等になり、この値
は通常使用されている１６／１７ＧＣＲ（Group Coded
Recording）や８／９ＧＣＲに比較して低い。このため
コードレート損失が大きく、トータルのコーディングゲ
インは必ずしも満足行くものでない。具体的には、信号
間距離が６から１０に改善されることで生じるゲインは
約２．２ｄＢである。一方、コードレート損失は、磁気
ディスクの記録密度にもよるが、例えば規格化線密度
（再生波形の半値幅を記録パルスの幅で規格化したも
の）＝３のところで、約１ｄＢ以上になり、トータルの
コーディングゲインはせいぜい１ｄＢ程度である。
まる。ここでDfreeとは図５に示すトレリス線図上のあ
る特定のノードから他の特定のノードに至る各種組み合
わせの中でパスメトリックの差が最小のものである。EE
PRMLのDfreeは６であることが知られている。さらに、D
freeに続く信号間距離は８、１０となる。 EEPRMLのこ
れらの信号間距離は、最尤復号器に入力されるデータパ
ターンで決まる。特に、信号間距離はパターン中の０か
ら１あるいは１から０へ変化する連続回数で規定され
る。後述するように、例えばパターン中の反転位置をｐ
で表わすと、ｐｐｐと３回連続する反転位置を持つ２種
のパターンが１ビットずれた状態にある場合にこれらの
パターン間の距離がDfreを与える。これらのEPRML方式
やEEPRML方式の性能をさらに向上するために、Maximum
Transition Run Code（ＭＴＲコードと略記する）が最
近提案された。たとえば、 "Maximum Transition Run C
odesfor Data Storage Systems",IEEE Transactions on
Magnetics,vol. 32, No.5,September, 1996, pp3992-
3994が公知例として知られている。上記ＭＴＲコードは
パターンの反転が３回以上発生することを制限する機能
を持つ。このＭＴＲコードを使用すると、EEPRMLの信号
間距離１０以上のもののみに限定できる。したがって、
等価的に信号のＳ／Ｎを向上できる。しかしながら、Ｍ
ＴＲコードではコードレートが４／５等になり、この値
は通常使用されている１６／１７ＧＣＲ（Group Coded
Recording）や８／９ＧＣＲに比較して低い。このため
コードレート損失が大きく、トータルのコーディングゲ
インは必ずしも満足行くものでない。具体的には、信号
間距離が６から１０に改善されることで生じるゲインは
約２．２ｄＢである。一方、コードレート損失は、磁気
ディスクの記録密度にもよるが、例えば規格化線密度
（再生波形の半値幅を記録パルスの幅で規格化したも
の）＝３のところで、約１ｄＢ以上になり、トータルの
コーディングゲインはせいぜい１ｄＢ程度である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、高次
のパーシャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEP
RML方式の信号間距離を使用するコードにかかわらず拡
張する一般的手法を提供することである。すなわち、磁
気ディスク装置用ＰＲＭＬ信号処理で使用されている１
６／１７ＧＣＲや８／９ＧＣＲをそのまま適用できるよ
うにすることで、コードレート損失を新たに生じること
なく、信号間距離を等価的に拡大する手法を提供するこ
とである。
のパーシャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEP
RML方式の信号間距離を使用するコードにかかわらず拡
張する一般的手法を提供することである。すなわち、磁
気ディスク装置用ＰＲＭＬ信号処理で使用されている１
６／１７ＧＣＲや８／９ＧＣＲをそのまま適用できるよ
うにすることで、コードレート損失を新たに生じること
なく、信号間距離を等価的に拡大する手法を提供するこ
とである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、高次のパーシ
ャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEPRML方式
において孤立パルス波形の応答を本来のEEPRMLやEEEPRM
Lの応答から変化させることで、信号間距離を拡大させ
る。高次のパーシャルレスポンス方式では孤立パルスの
応答は奇対称波形に選ばれている。例えば、 EEPRML方
式では、前述したように、孤立パルス波形の応答は１，
２，０，−２，−１となる。本発明では、このような高
次のパーシャルレスポンス方式の孤立パルス波形の応答
が有する奇対称性を緩和することで、まず第１に信号間
距離を拡大する。この信号間距離は信号識別時のＳＮ比
を決める。この距離が大きいほど等価的に信号の振幅が
大きくなることを意味する。第２に雑音電力を低減す
る。パーシャルレスポンスの雑音は複数の時刻にわたっ
て互いに相関を有する。最尤復号器の性能は、この雑音
の相関の影響により劣化する。したがって、雑音の相関
を抑圧することで実質的に雑音を低減することができ
る。すなわち、高次パーシャルレスポンス信号のＳ／Ｎ
は次式で規定される。
ャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEPRML方式
において孤立パルス波形の応答を本来のEEPRMLやEEEPRM
Lの応答から変化させることで、信号間距離を拡大させ
る。高次のパーシャルレスポンス方式では孤立パルスの
応答は奇対称波形に選ばれている。例えば、 EEPRML方
式では、前述したように、孤立パルス波形の応答は１，
２，０，−２，−１となる。本発明では、このような高
次のパーシャルレスポンス方式の孤立パルス波形の応答
が有する奇対称性を緩和することで、まず第１に信号間
距離を拡大する。この信号間距離は信号識別時のＳＮ比
を決める。この距離が大きいほど等価的に信号の振幅が
大きくなることを意味する。第２に雑音電力を低減す
る。パーシャルレスポンスの雑音は複数の時刻にわたっ
て互いに相関を有する。最尤復号器の性能は、この雑音
の相関の影響により劣化する。したがって、雑音の相関
を抑圧することで実質的に雑音を低減することができ
る。すなわち、高次パーシャルレスポンス信号のＳ／Ｎ
は次式で規定される。
【０００８】 Ｓ／Ｎ＝信号間距離／（雑音電力・雑音相関係数） 式１ EEPRML方式を例にとり、本発明を具体的に説明する。符
号は｛１，０｝の２進数である。いま、符号誤りの大き
さを定義するために、１が０に誤った場合には１、逆に
０が１に誤った場合には−１、誤りが発生しなかった場
合には０なる値を対応させる。この定義に従ったEEPRML
方式の誤りパターンを分類したものを下記に示す。
号は｛１，０｝の２進数である。いま、符号誤りの大き
さを定義するために、１が０に誤った場合には１、逆に
０が１に誤った場合には−１、誤りが発生しなかった場
合には０なる値を対応させる。この定義に従ったEEPRML
方式の誤りパターンを分類したものを下記に示す。
【０００９】（Ａ）信号間距離＝６の場合 （1,-1,1） （Ｂ）信号間距離＝８ １） （1,-1,1,0,0,1,-1,1） ２） （1,-1,1,-1,1） （Ｃ）信号間距離＝１０ （０,1,０）etc. （Ａ）の実際の符号誤りパターンは (a,b,1,0,1,c,d）
が(a,b,0,1,0,c,d）に誤るかまたはその逆の場合であ
る。
が(a,b,0,1,0,c,d）に誤るかまたはその逆の場合であ
る。
【００１０】（Ｂ）１）の実際の符号誤りパターンは
(1,0,1,a,b,1,0,1）が(0,1,0,a,b,0,1,0 ）に誤るかま
たはその逆の場合である。
(1,0,1,a,b,1,0,1）が(0,1,0,a,b,0,1,0 ）に誤るかま
たはその逆の場合である。
【００１１】（Ｂ）２）の実際の符号誤りパターンは
(1,0,1,0,1,0,1）が(0,1,0,1,0,1）に誤るかまたはその
逆の場合である。ここでa,b,etc.は任意である。
(1,0,1,0,1,0,1）が(0,1,0,1,0,1）に誤るかまたはその
逆の場合である。ここでa,b,etc.は任意である。
【００１２】（Ｃ）は１ビットの孤立パルス誤りであ
る。（Ａ）と（Ｂ）に共通するパターンは前述したよう
に、信号の反転が少なくとも３回以上連続する。したが
ってデータパターンではａｂ１０１０ｃｄかまたはａｂ
０１０１ｃｄおよびこれらが連続する場合である。図６
は信号間距離＝６の誤りをトレリス線図上に示したもの
である。図６中に示す２種のデータ系列αおよびβはそ
れぞれ０１０ａｂｃｄｅ、１０１ａｂｃｄｅなる値を持
ち、最初の３ビットのみが異なる。これに対応する波形
を図７に示す。この図から分かるように、この２種のパ
ターンの信号間距離は６である。図８に同様に上記
（Ｂ）１）に対応する波形を示す。
る。（Ａ）と（Ｂ）に共通するパターンは前述したよう
に、信号の反転が少なくとも３回以上連続する。したが
ってデータパターンではａｂ１０１０ｃｄかまたはａｂ
０１０１ｃｄおよびこれらが連続する場合である。図６
は信号間距離＝６の誤りをトレリス線図上に示したもの
である。図６中に示す２種のデータ系列αおよびβはそ
れぞれ０１０ａｂｃｄｅ、１０１ａｂｃｄｅなる値を持
ち、最初の３ビットのみが異なる。これに対応する波形
を図７に示す。この図から分かるように、この２種のパ
ターンの信号間距離は６である。図８に同様に上記
（Ｂ）１）に対応する波形を示す。
【００１３】さて、EEPRMLは伝達特性（１−Ｄ）（１＋
Ｄ）３を有し、これにより図４（ｂ）に示したように、
インパルスレスポンスは１，２，０，−２，−１に決ま
る。したがって、１ビット誤りが生じた場合には、誤っ
たパターンと本来の誤りが無いパターンとの信号間距離
はこのインパルスレスポンスの各値の２乗和である１０
となる。この信号間距離はインパルスの持つ信号のエネ
ルギそのものである。しかるに、図７、図８に示すよう
な信号間距離＝６あるいは信号間距離＝８のパターンが
存在する理由は、これらのパターンの組み合わせは、本
来のインパルスの持つ信号エネルギを相殺することにあ
る。換言すれば、EEPRML方式は誤り伝播が発生しやすい
パターンを有する。図９に示す例を用いて、このような
信号間距離を減少させる原因をさらに考察する。この図
は、図７に示したEEPRMLにおける信号間距離６となるパ
ターンを示したものである。このパターンでは、信号反
転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続する。従って、図９
（ａ）に示すように、レスポンス１，３，３，１を有す
る孤立波形が正負正と交互に繰り返す。この結果、１，
２，１，１，２，１なるレスポンスが得られ、この信号
のエネルギは各値の２乗和（１）２＋（２）２＋（１）
２＋（１）２＋（２）２＋（１）２＝１２となる。一方
各孤立波形単体の信号エネルギは（１）２＋（３）２＋
（３）２＋（１）２＝２０となる。これ故、信号反転が
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続するパターンでは孤立波形
３個の合計６０の信号エネルギが１２に縮退している。
たとえば、図９（ｂ）に示すように、孤立波形のレスポ
ンスのうち、右端の１の振幅を持つレスポンスを除去す
ると信号間距離は１５まで向上する。これの意味すると
ころは、EEPRMLの孤立波形のレスポンス１，３，３，１
が複数のビットに広がり過ぎているため、前述した
（Ａ）（Ｂ）に示す特別なパターンで、本来の信号の有
するエネルギが相殺されることである。これが、本質的
に信号間距離を低減させ、この結果誤り伝播を引き起こ
すことになる。
Ｄ）３を有し、これにより図４（ｂ）に示したように、
インパルスレスポンスは１，２，０，−２，−１に決ま
る。したがって、１ビット誤りが生じた場合には、誤っ
たパターンと本来の誤りが無いパターンとの信号間距離
はこのインパルスレスポンスの各値の２乗和である１０
となる。この信号間距離はインパルスの持つ信号のエネ
ルギそのものである。しかるに、図７、図８に示すよう
な信号間距離＝６あるいは信号間距離＝８のパターンが
存在する理由は、これらのパターンの組み合わせは、本
来のインパルスの持つ信号エネルギを相殺することにあ
る。換言すれば、EEPRML方式は誤り伝播が発生しやすい
パターンを有する。図９に示す例を用いて、このような
信号間距離を減少させる原因をさらに考察する。この図
は、図７に示したEEPRMLにおける信号間距離６となるパ
ターンを示したものである。このパターンでは、信号反
転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続する。従って、図９
（ａ）に示すように、レスポンス１，３，３，１を有す
る孤立波形が正負正と交互に繰り返す。この結果、１，
２，１，１，２，１なるレスポンスが得られ、この信号
のエネルギは各値の２乗和（１）２＋（２）２＋（１）
２＋（１）２＋（２）２＋（１）２＝１２となる。一方
各孤立波形単体の信号エネルギは（１）２＋（３）２＋
（３）２＋（１）２＝２０となる。これ故、信号反転が
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続するパターンでは孤立波形
３個の合計６０の信号エネルギが１２に縮退している。
たとえば、図９（ｂ）に示すように、孤立波形のレスポ
ンスのうち、右端の１の振幅を持つレスポンスを除去す
ると信号間距離は１５まで向上する。これの意味すると
ころは、EEPRMLの孤立波形のレスポンス１，３，３，１
が複数のビットに広がり過ぎているため、前述した
（Ａ）（Ｂ）に示す特別なパターンで、本来の信号の有
するエネルギが相殺されることである。これが、本質的
に信号間距離を低減させ、この結果誤り伝播を引き起こ
すことになる。
【００１４】この考察により、信号間距離を拡大するた
めの根本的な指針は、孤立波形のエネルギ（電力）を損
失することなく、エネルギを集中する方策をたてること
である。一般的に、信号のエネルギを集中する手段は、
図１０に示すように、孤立波形を全域通過フィルタ１４
に通し、最小位相推移条件を満たせばよいことが通信理
論により明らかにされている。ここで最小位相推移条件
とは、有理関数で与えられる信号の伝達関数の零点と極
が同一単位円周内に存在することである。この条件を満
たすように位相フィルタを設定することにより、信号の
エネルギが保存されたまま、インパルスレスポンスの前
半部分に信号エネルギを集中できる。磁気記録では、孤
立波形はローレンツ波形で近似できることがよく知られ
ている。これをＬ（ｔ）で与えると、以下の式で示され
る。
めの根本的な指針は、孤立波形のエネルギ（電力）を損
失することなく、エネルギを集中する方策をたてること
である。一般的に、信号のエネルギを集中する手段は、
図１０に示すように、孤立波形を全域通過フィルタ１４
に通し、最小位相推移条件を満たせばよいことが通信理
論により明らかにされている。ここで最小位相推移条件
とは、有理関数で与えられる信号の伝達関数の零点と極
が同一単位円周内に存在することである。この条件を満
たすように位相フィルタを設定することにより、信号の
エネルギが保存されたまま、インパルスレスポンスの前
半部分に信号エネルギを集中できる。磁気記録では、孤
立波形はローレンツ波形で近似できることがよく知られ
ている。これをＬ（ｔ）で与えると、以下の式で示され
る。
【００１５】 Ｌ（ｔ）＝１．０／（１＋（２ｔ／ＴＷ）２） 式２ ＴＷは半値幅を与える。
【００１６】この式２から明らかなように、 Ｌ（ｔ）
は左右対称の波形である。ここで半値幅と記録するパル
スの時間幅Ｔとの比（ ＴＷ／Ｔ）を規格化線密度と定
義する。 ＴＷ／Ｔの値が大きいほど、高密度記録され
た波形になる。通常磁気記録では、規格化線密度が２．
５前後のものが使用されている。規格化線密度２．５と
３．０を有するローレンツ波形を最小位相推移フィルタ
に通して得られた波形をＬｍｉｎ（ｔ）とする。図１１
にＬｍｉｎ（ｔ）を示す。図１１から明らかなように波
形は左右非対称であり、エネルギが孤立波形のレスポン
スの前半に集中していることが分かる。しかしながら、
非対称形から信号弁別に必要なクロック信号（タイミン
グ信号）を抽出するのは一般に非常に困難である。この
理由の一つは、位相歪みによりパターン依存のあるジッ
タ（時間ゆらぎ）が増加するためである。他の理由とし
て、信号振幅が多値となるため、クロック信号（タイミ
ング信号）抽出回路が複雑になり、この実現が困難にな
るからである。したがって、本発明では、この矛盾する
条件を解消するために、高次パーシャルレスポンスの多
項式ＰＲ（Ｄ）を次式のように因数分解し ＰＲ（Ｄ）＝（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１） 式３ 右辺の前項の状態でタイミング抽出を行い、この後右辺
の後項で与えられる非対称レスポンスを離散時間フィル
タで与えることにより、上記非対称性を波形に与える。
この際に式１で与えるＳ／Ｎが最大となる非対称係数ｃ
０，ｃ１，・・・，ｃｎを選択する。
は左右対称の波形である。ここで半値幅と記録するパル
スの時間幅Ｔとの比（ ＴＷ／Ｔ）を規格化線密度と定
義する。 ＴＷ／Ｔの値が大きいほど、高密度記録され
た波形になる。通常磁気記録では、規格化線密度が２．
５前後のものが使用されている。規格化線密度２．５と
３．０を有するローレンツ波形を最小位相推移フィルタ
に通して得られた波形をＬｍｉｎ（ｔ）とする。図１１
にＬｍｉｎ（ｔ）を示す。図１１から明らかなように波
形は左右非対称であり、エネルギが孤立波形のレスポン
スの前半に集中していることが分かる。しかしながら、
非対称形から信号弁別に必要なクロック信号（タイミン
グ信号）を抽出するのは一般に非常に困難である。この
理由の一つは、位相歪みによりパターン依存のあるジッ
タ（時間ゆらぎ）が増加するためである。他の理由とし
て、信号振幅が多値となるため、クロック信号（タイミ
ング信号）抽出回路が複雑になり、この実現が困難にな
るからである。したがって、本発明では、この矛盾する
条件を解消するために、高次パーシャルレスポンスの多
項式ＰＲ（Ｄ）を次式のように因数分解し ＰＲ（Ｄ）＝（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１） 式３ 右辺の前項の状態でタイミング抽出を行い、この後右辺
の後項で与えられる非対称レスポンスを離散時間フィル
タで与えることにより、上記非対称性を波形に与える。
この際に式１で与えるＳ／Ｎが最大となる非対称係数ｃ
０，ｃ１，・・・，ｃｎを選択する。
【００１７】つぎに、実際の非対称係数を求める手法を
述べる。まず１６状態のEEPRMLの場合には、上記係数は
（ｃ０＝１， ｃ１＝２，ｃ２＝１）で与えられる。す
なわちｃ１を中心にｃ０とｃ２の値が対称係数となって
いる。これに対し、非対称係数を求めるには、まず式３
右辺の後項をｃ０＝１のモニック多項式にし、ｃ１とｃ
２を実数の２変数関数とみなし、式１の評価基準にした
がって最適係数を求める。この後、この実数に最も近い
整数係数を求める。式１に示した信号間距離、雑音電力
・雑音相関係数等の求め方は,文献 “Maximum Likeliho
od Sequence Estimation of Digital Sequences in
the Presence of Intersymbol Interference”,IEE
E Transactions on information Theory, vol.IT-18, N
o.3, May, 1972, pp363-378に詳細に記載されているた
め、省略する。表１に１６状態のパーシャルレスポンス
の代表的特性を示す。表中に示す孤立パルスの距離は孤
立パルスの有する電力そのものである。最小距離は与え
られた係数を持つパーシャルレスポンス信号のトレリス
ダイアグラム上の距離の内、最小になるものである。し
たがって、最小距離／孤立パルスの距離はこれを与える
パーシャルレスポンスのエネルギの利用効率を与える指
標となる。本発明による係数を有するパーシャルレスポ
ン方式はいずれも通常のEEPRMLのものよりこの点で優
る。結果として、対称係数を有するEEPRMLに対し、Ｓ／
Ｎを効果的に改善できていることが分かる。表２に３２
状態のパーシャルレスポンスの代表的特性を示す。この
場合にも、同様に特性の改善が顕著である。なお、表１
および表２の特性は規格化線密度が２．５の場合に相当
する。本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでなく、符
号誤りの長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持つ長く
連続する誤りから１ビットかあるいは３ビット長さの誤
りが主体のものに改善できる。したがって、本発明は、
少なくとも１ビットおよび３ビット連続誤りに対して符
号誤り訂正能力を有する誤り訂正符号と組み合わせるこ
とで効率的な誤り訂正が可能になるという特長も有す
る。
述べる。まず１６状態のEEPRMLの場合には、上記係数は
（ｃ０＝１， ｃ１＝２，ｃ２＝１）で与えられる。す
なわちｃ１を中心にｃ０とｃ２の値が対称係数となって
いる。これに対し、非対称係数を求めるには、まず式３
右辺の後項をｃ０＝１のモニック多項式にし、ｃ１とｃ
２を実数の２変数関数とみなし、式１の評価基準にした
がって最適係数を求める。この後、この実数に最も近い
整数係数を求める。式１に示した信号間距離、雑音電力
・雑音相関係数等の求め方は,文献 “Maximum Likeliho
od Sequence Estimation of Digital Sequences in
the Presence of Intersymbol Interference”,IEE
E Transactions on information Theory, vol.IT-18, N
o.3, May, 1972, pp363-378に詳細に記載されているた
め、省略する。表１に１６状態のパーシャルレスポンス
の代表的特性を示す。表中に示す孤立パルスの距離は孤
立パルスの有する電力そのものである。最小距離は与え
られた係数を持つパーシャルレスポンス信号のトレリス
ダイアグラム上の距離の内、最小になるものである。し
たがって、最小距離／孤立パルスの距離はこれを与える
パーシャルレスポンスのエネルギの利用効率を与える指
標となる。本発明による係数を有するパーシャルレスポ
ン方式はいずれも通常のEEPRMLのものよりこの点で優
る。結果として、対称係数を有するEEPRMLに対し、Ｓ／
Ｎを効果的に改善できていることが分かる。表２に３２
状態のパーシャルレスポンスの代表的特性を示す。この
場合にも、同様に特性の改善が顕著である。なお、表１
および表２の特性は規格化線密度が２．５の場合に相当
する。本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでなく、符
号誤りの長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持つ長く
連続する誤りから１ビットかあるいは３ビット長さの誤
りが主体のものに改善できる。したがって、本発明は、
少なくとも１ビットおよび３ビット連続誤りに対して符
号誤り訂正能力を有する誤り訂正符号と組み合わせるこ
とで効率的な誤り訂正が可能になるという特長も有す
る。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明にしたがった実際の回路構
成例を図１２に示す。まず、磁気ヘッド出力はプリアン
プを経て、ＡＧＣ（自動利得制御回路）とＬＰＦ（低域
通過フィルタ）１５に供給される。ＡＧＣにて、信号振
幅が一定値になるように制御された後、ＬＰＦにより所
望周波数帯域以外の雑音成分が除去される。このＬＰＦ
出力信号はＡＤＣ１６により離散量子化され、等化器１
０に入力される。等化器１０では前述したように磁気ヘ
ッドからの再生信号を、（１−Ｄ２）なるパーシャルレ
スポンス特性となるように等化する。この等化器の出力
からＡＤＣ１６を動作させるために必要なクロック信号
をＰＬＬ回路２０により生成する。同時に、ＡＧＣ１５
の制御信号もＡＧＣ制御回路２１から得る。つぎに、等
化器出力を離散フィルタ１８に加え、その出力に（１−
Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１）なる応
答特性を持つ波形を得て、これを最尤復号器１９に加
え、データ識別を行う。この識別データを１６／１７変
換もしくは８／９ＥＮＤＥＣにより復調し、その出力に
元のユーザデータを得る。なお、等化器出力をＰＲ４の
最尤復号器２３に供給することにより、通常のＰＲＭＬ
復調データが得られる。つぎに、離散フィルタの構成を
示す。図１３は（ｃ０＝３、 ｃ１＝２、 ｃ２＝１、ｃ
３＝２）なる係数を持つ離散フィルタの構成例である。
等化器１０の出力を離散フィルタの入力端３０に加え
る。この信号を３倍の係数乗算器３１を通した出力、遅
延回路３３により１ビット遅延した信号を２倍の係数乗
算器３２に通した出力、２ビット遅延回路を通した出力
を加算器３４により加算することで所望のフィルタ特性
を出力端３５に得る。他の係数に関しても同様に構成で
きることは明らかである。
成例を図１２に示す。まず、磁気ヘッド出力はプリアン
プを経て、ＡＧＣ（自動利得制御回路）とＬＰＦ（低域
通過フィルタ）１５に供給される。ＡＧＣにて、信号振
幅が一定値になるように制御された後、ＬＰＦにより所
望周波数帯域以外の雑音成分が除去される。このＬＰＦ
出力信号はＡＤＣ１６により離散量子化され、等化器１
０に入力される。等化器１０では前述したように磁気ヘ
ッドからの再生信号を、（１−Ｄ２）なるパーシャルレ
スポンス特性となるように等化する。この等化器の出力
からＡＤＣ１６を動作させるために必要なクロック信号
をＰＬＬ回路２０により生成する。同時に、ＡＧＣ１５
の制御信号もＡＧＣ制御回路２１から得る。つぎに、等
化器出力を離散フィルタ１８に加え、その出力に（１−
Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１）なる応
答特性を持つ波形を得て、これを最尤復号器１９に加
え、データ識別を行う。この識別データを１６／１７変
換もしくは８／９ＥＮＤＥＣにより復調し、その出力に
元のユーザデータを得る。なお、等化器出力をＰＲ４の
最尤復号器２３に供給することにより、通常のＰＲＭＬ
復調データが得られる。つぎに、離散フィルタの構成を
示す。図１３は（ｃ０＝３、 ｃ１＝２、 ｃ２＝１、ｃ
３＝２）なる係数を持つ離散フィルタの構成例である。
等化器１０の出力を離散フィルタの入力端３０に加え
る。この信号を３倍の係数乗算器３１を通した出力、遅
延回路３３により１ビット遅延した信号を２倍の係数乗
算器３２に通した出力、２ビット遅延回路を通した出力
を加算器３４により加算することで所望のフィルタ特性
を出力端３５に得る。他の係数に関しても同様に構成で
きることは明らかである。
【００１９】つぎに、本発明によるトレリスダイアグラ
ムの構成法を示す。最尤復号器への入力ビットの値akと
各状態Sk および出力ykは次式の関係がある。 Sk = ak-５,ak-4,ak-3,ak-2,ak-1 yk = ｃ０ak＋ｃ１ak-1＋（ ｃ２−ｃ０）ak-2＋（ ｃ３−ｃ１） ak-３−ｃ ２ ak-４ −ｃ３ ak-５ 式 ４ 最尤復号器は ｃ３＝０の場合には１６状態、ｃ３の値
が非零の場合には、３２状態を有する。
ムの構成法を示す。最尤復号器への入力ビットの値akと
各状態Sk および出力ykは次式の関係がある。 Sk = ak-５,ak-4,ak-3,ak-2,ak-1 yk = ｃ０ak＋ｃ１ak-1＋（ ｃ２−ｃ０）ak-2＋（ ｃ３−ｃ１） ak-３−ｃ ２ ak-４ −ｃ３ ak-５ 式 ４ 最尤復号器は ｃ３＝０の場合には１６状態、ｃ３の値
が非零の場合には、３２状態を有する。
【００２０】（ｃ０＝３、 ｃ１＝２、 ｃ２＝１）なる
値を持つ１６状態最尤復号器のトレリス線図の構成例を
図１４に示す。ここでこのような係数を有するパーシャ
ルレスポンスをMEEPRMLと呼称する。図１４の１６状態
最尤復号器の一実施形態を図１５に示す。 本処理回路
は、ブランチメトリック生成部４０、ACS回路４１、パ
スメモリ４２から構成されており、図１４に示したMEEP
RMLトレリス線図に基づき回路が構成されている。ブラ
ンチメトリック生成部４０は、MEEPRMLトレリス線図の
各状態から発生する状態遷移のブランチメトリックを与
えるものである。ACS４１は、１６状態のパスメトリッ
クとブランチメトリック値との加算、比較、選択を行
い、もっとも確からしいパスに対するパスメトリック値
を生成する。パスメモリ４２は、各状態の比較結果をも
とに、復号データの生成を行う。なおパスメトリックの
初期化を初期設定回路４３により、本回路起動時に行な
う。
値を持つ１６状態最尤復号器のトレリス線図の構成例を
図１４に示す。ここでこのような係数を有するパーシャ
ルレスポンスをMEEPRMLと呼称する。図１４の１６状態
最尤復号器の一実施形態を図１５に示す。 本処理回路
は、ブランチメトリック生成部４０、ACS回路４１、パ
スメモリ４２から構成されており、図１４に示したMEEP
RMLトレリス線図に基づき回路が構成されている。ブラ
ンチメトリック生成部４０は、MEEPRMLトレリス線図の
各状態から発生する状態遷移のブランチメトリックを与
えるものである。ACS４１は、１６状態のパスメトリッ
クとブランチメトリック値との加算、比較、選択を行
い、もっとも確からしいパスに対するパスメトリック値
を生成する。パスメモリ４２は、各状態の比較結果をも
とに、復号データの生成を行う。なおパスメトリックの
初期化を初期設定回路４３により、本回路起動時に行な
う。
【００２１】次に、本発明のデータ復調回路を用いた磁
気記録再生装置の一実施例を図１６に示す。パソコン等
の外部装置は、磁気記録再生装置内のコントローラ102
を介して、データの授受が行われる。まず、外部装置か
らのデータを記録する場合について説明する。コントロ
ーラ102は、データの記録命令を受けるとサーボ制御回
路103に対し、記録すべき位置(トラック)に記録再生ヘ
ッド106を移動する命令を発行する。記録再生ヘッドの
移動が完了後、記録データは、記録データ処理回路10
4、R/Wアンプ5、記録再生ヘッド4を介して記録媒体3に
記録される。記録データ処理回路104は、エンコーダ2
3、シンセサイザ112、プリコーダ9、記録補正回路114で
構成され、エンコーダ23は、記録データをコーディング
規則にしたがったコーディング処理、たとえば、8/9GCR
(0,4/4)コード変換を行う。エンコードされたデータ列
は、シンセサイザ112の記録ビット周期にしたがって送
り出される。プリコード9は、データ列に一定の拘束条
件を与えるため、再度コード変換される。記録補正回路
114は、磁気記録固有の記録処理の非線形性を除去する
ものである。以上の動作により記録処理が行われる。次
に、データの再生動作について説明する。コントローラ
102は、データ再生命令を受けると、サーボ制御回路103
に対し、記録再生ヘッド4を該当するデータが記録され
た位置(トラック)へ移動する命令を発行する。記録再生
ヘッドの移動が完了後、記録媒体3に記録された信号
は、記録再生ヘッド4、R/Wアンプ5を介して、データ復
調回路1に入力される。データ復調回路1で復調された復
調データは、コントローラ102に出力され、復調データ
の正当性を確認したのち外部装置にデータを転送する。
データ復調回路1は、ヘッド再生波形の振幅を一定にす
るAGC回路15、信号帯域外の雑音を除去する帯域除去フ
ィルタ(LPF)15、再生信号をサンプリングするADC16、再
生波形の符号間干渉を除去する等化器10、ADC16のサン
プリングタイミングを決定するPLL20、本発明の主眼と
なるデータ復調回路1、復調データのデコード処理（８
／９ＧＣＲデコーダ）を行うデコーダ23から構成され
る。マイコン101は、コントローラ102、データ復調回路
1などの装置全体の処理をソフトウェアで行うものであ
る。ここでは、マイコン101は、コード違反検出回路128
の検出結果の検知、PRML処理回路23とMEEPRML処理回路1
9を切り替えるマルチプレクサ１２９に情報を与えるレ
ジスタ１３０の設定などの処理を行う。さらに、PRML処
理回路の代わりに、表１に示す係数を有する他のMEEPRM
L処理回路を用いて、記録密度に応じてこれらを適応的
に切り替える構成にすることも可能である。さらに、前
述したように本発明では最尤復号器の出力データ中に生
じる誤りの長さが１ビットあるいは３ビットが支配的に
なるため、これに適する誤り訂正を行なった後、デコー
ダ23にて８／９ＧＣＲ等のデコード処理を行なう方が、
符号誤りの拡大を防止する点で望ましい。このために、
本発明によるＬＳＩを構成する際に、ＬＳＩ出力端子に
デコード前の最尤復号器の出力を直接出すことを可能に
する配線を行なうことも有効である。
気記録再生装置の一実施例を図１６に示す。パソコン等
の外部装置は、磁気記録再生装置内のコントローラ102
を介して、データの授受が行われる。まず、外部装置か
らのデータを記録する場合について説明する。コントロ
ーラ102は、データの記録命令を受けるとサーボ制御回
路103に対し、記録すべき位置(トラック)に記録再生ヘ
ッド106を移動する命令を発行する。記録再生ヘッドの
移動が完了後、記録データは、記録データ処理回路10
4、R/Wアンプ5、記録再生ヘッド4を介して記録媒体3に
記録される。記録データ処理回路104は、エンコーダ2
3、シンセサイザ112、プリコーダ9、記録補正回路114で
構成され、エンコーダ23は、記録データをコーディング
規則にしたがったコーディング処理、たとえば、8/9GCR
(0,4/4)コード変換を行う。エンコードされたデータ列
は、シンセサイザ112の記録ビット周期にしたがって送
り出される。プリコード9は、データ列に一定の拘束条
件を与えるため、再度コード変換される。記録補正回路
114は、磁気記録固有の記録処理の非線形性を除去する
ものである。以上の動作により記録処理が行われる。次
に、データの再生動作について説明する。コントローラ
102は、データ再生命令を受けると、サーボ制御回路103
に対し、記録再生ヘッド4を該当するデータが記録され
た位置(トラック)へ移動する命令を発行する。記録再生
ヘッドの移動が完了後、記録媒体3に記録された信号
は、記録再生ヘッド4、R/Wアンプ5を介して、データ復
調回路1に入力される。データ復調回路1で復調された復
調データは、コントローラ102に出力され、復調データ
の正当性を確認したのち外部装置にデータを転送する。
データ復調回路1は、ヘッド再生波形の振幅を一定にす
るAGC回路15、信号帯域外の雑音を除去する帯域除去フ
ィルタ(LPF)15、再生信号をサンプリングするADC16、再
生波形の符号間干渉を除去する等化器10、ADC16のサン
プリングタイミングを決定するPLL20、本発明の主眼と
なるデータ復調回路1、復調データのデコード処理（８
／９ＧＣＲデコーダ）を行うデコーダ23から構成され
る。マイコン101は、コントローラ102、データ復調回路
1などの装置全体の処理をソフトウェアで行うものであ
る。ここでは、マイコン101は、コード違反検出回路128
の検出結果の検知、PRML処理回路23とMEEPRML処理回路1
9を切り替えるマルチプレクサ１２９に情報を与えるレ
ジスタ１３０の設定などの処理を行う。さらに、PRML処
理回路の代わりに、表１に示す係数を有する他のMEEPRM
L処理回路を用いて、記録密度に応じてこれらを適応的
に切り替える構成にすることも可能である。さらに、前
述したように本発明では最尤復号器の出力データ中に生
じる誤りの長さが１ビットあるいは３ビットが支配的に
なるため、これに適する誤り訂正を行なった後、デコー
ダ23にて８／９ＧＣＲ等のデコード処理を行なう方が、
符号誤りの拡大を防止する点で望ましい。このために、
本発明によるＬＳＩを構成する際に、ＬＳＩ出力端子に
デコード前の最尤復号器の出力を直接出すことを可能に
する配線を行なうことも有効である。
【００２２】
【発明の効果】本発明は、磁気記録装置の再生孤立磁化
反転波形を非対称波形に変更することで、EEPRMLやEEEP
RML等で問題になっていたある特定パターンにおいて発
生する誤り伝播を抑圧する。MEEPRML方式はEEPRML方式
に比較して、磁気記録装置の再生孤立磁化反転の半値幅
と記録信号の半値幅の比が装置の実用範囲である2.5程
度の場合には、約1.5dB以上のS/Nが改善が見込まれる。
本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでなく、符号誤り
の長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持つ長く連続す
る誤りから単一ビットかあるいは３ビット長さの誤りが
主体のものに改善できる。
反転波形を非対称波形に変更することで、EEPRMLやEEEP
RML等で問題になっていたある特定パターンにおいて発
生する誤り伝播を抑圧する。MEEPRML方式はEEPRML方式
に比較して、磁気記録装置の再生孤立磁化反転の半値幅
と記録信号の半値幅の比が装置の実用範囲である2.5程
度の場合には、約1.5dB以上のS/Nが改善が見込まれる。
本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでなく、符号誤り
の長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持つ長く連続す
る誤りから単一ビットかあるいは３ビット長さの誤りが
主体のものに改善できる。
【図１】本発明のデータ復調回路の一実施例を示した構
成図。
成図。
【図２】PRML復調と磁気記録再生系の関連を示す図。
【図３】各種パーシャルレスポンスの孤立波形応答を示
す図。
す図。
【図４】EEPR4の孤立波形および孤立パルス応答を示す
図。
図。
【図５】EEPRMLのトレリス線図を示す図。
【図６】EEPRMLの信号間距離６を与えるパターンをトレ
リス線図上に示した図。
リス線図上に示した図。
【図７】EEPRMLの信号間距離６を与える波形の例を示す
図。
図。
【図８】EEPRMLの信号間距離８を与える波形の例を示す
図。
図。
【図９】 EEPRMLの信号間距離が６に縮退する原因を示
す図。
す図。
【図１０】パーシャルレスポンスの孤立波形応答のエネ
ルギを集中させる基本原理を示す図。
ルギを集中させる基本原理を示す図。
【図１１】最小位相推移波形の例を示す図。
【図１２】本発明を実施する回路構成の一実施例を示す
図。
図。
【図１３】本発明の離散フィルタ回路構成の一実施例を
示す図。
示す図。
【図１４】本発明の係数を持つトレリス線図の例を示す
図。
図。
【図１５】本発明による１６状態最尤復号器の一実施形
態を示す図。
態を示す図。
【図１６】本発明を用いた磁気ディスク装置のデータ復
調方法を示す図。
調方法を示す図。
1：データ復調器、2：誤り訂正符号復号器、5：記録再
生アンプ、6：データ変調器、7：誤り訂正符号器、9：
プリコーダ、10：等化器、11:最尤復号器、12:パスメト
リック、13：ブランチメトリック演算器、14：全域通過
フィルタ、15：ＡＧＣ, 16:ＡＤＣ、18：離散フィル
タ、19:高次パーシャルレスポンス最尤復号器、20:ＰＬ
Ｌ、23:16/17ENDEC、31:３乗算器、32:２倍乗算器、33:
遅延回路、34:加算器、40: ブランチメトリック生成回
路、41: ACS回路、42: パスメモリ、101:マイコン、10
2:コントローラ、103: サーボ制御回路、129：マルチプ
レクサ、130：レジスタ、
生アンプ、6：データ変調器、7：誤り訂正符号器、9：
プリコーダ、10：等化器、11:最尤復号器、12:パスメト
リック、13：ブランチメトリック演算器、14：全域通過
フィルタ、15：ＡＧＣ, 16:ＡＤＣ、18：離散フィル
タ、19:高次パーシャルレスポンス最尤復号器、20:ＰＬ
Ｌ、23:16/17ENDEC、31:３乗算器、32:２倍乗算器、33:
遅延回路、34:加算器、40: ブランチメトリック生成回
路、41: ACS回路、42: パスメモリ、101:マイコン、10
2:コントローラ、103: サーボ制御回路、129：マルチプ
レクサ、130：レジスタ、
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年３月８日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の詳細な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の詳細な説明】
【発明の属する技術分野】本発明は磁気ディスクあるい
は光ディスク装置等の信号処理方式に関わり、特にEEPR
ML(Extended EPRML）やEEEPRML(Extended EEPRML）信号
処理方式などの高次パーシャルレスポンス方式の高能率
復調手法に関る。
は光ディスク装置等の信号処理方式に関わり、特にEEPR
ML(Extended EPRML）やEEEPRML(Extended EEPRML）信号
処理方式などの高次パーシャルレスポンス方式の高能率
復調手法に関る。
【従来の技術】磁気ディスク装置ではパーシャルレスポ
ンスクラス４（PR4）と最尤復号方式を組み合わせた（P
artial Response Maximum Likelihood 以下PRMLと略
す）が、高能率信号処理方式として実用化されている。
高能率信号処理方式とは所望のデータ誤り率を低S/Nに
て実現できる方式を意味する。最近、PRML方式よりさら
に低いS/Nで、信号の再生が可能な信号処理方式とし
て、EPR4(Extended PR4）と最尤復号方式を組み合わせ
たEPRML方式、さらにEEPR4(Extended EPR4）と最尤復号
方式を組み合わせたEEPRML(Extended EPRML）方式など
の高次パーシャルレスポンス方式が実用化されている。
図１にPRML信号処理方式を用いた一般的な磁気ディスク
装置の構成例を示す。元のデータはインタフェース回路
8を介して、誤り訂正符号器7に供給され、誤り訂正に必
要な冗長データが付加される。次に、データ変調器6に
よりPRML方式に必要な変調を行い、これを記録アンプ5
を介して、磁気ヘッド4により磁気ディスク3に記録され
る。磁気ディスクから再生された信号は再生アンプ5を
経て、データ復調器1によりPRML処理される。復調され
たデータは誤り訂正復号器2により誤り訂正された後、
インタフェース回路8を経て元のデータに変換される。
このような記録再生処理によって低S/N信号の再生を行
っている。このデータ変復調器１、６の動作および構成
を磁気記録再生系とパーシャルレスポンス方式との関連
を示す図２を用いて詳述する。まず記録側の処理を述べ
る。誤り訂正符号器7からのデータは遅延素子とモジュ
ロ２（Ｍｏｄ．２）からなるプリコーダ９を経由し、記
録アンプ５経て媒体上に記録される。このプリコーダ９
は復調時に生じるデータの誤り伝播を防ぐ処置を行なう
ためのものである。つぎに、再生側の処理について述べ
る。記録媒体上の磁化は再生磁気ヘッドにより微分特性
を有する波形として再生される。ＰＲ４はこの微分特性
を（１−Ｄ）なる差分系とみなす。ここでＤは１ビット
の遅延演算子を意味する。再生波形は等化器１０に供給
され、波形の応答が（１＋Ｄ）となるように等化され
る。結果として、等化器の出力における総合伝達特性は
（１−Ｄ２）になる。この後、最尤復号器１１にてデー
タの識別を行う。図３に、ステップ波形を磁気記録した
場合の再生孤立波形（ステップ応答を以下孤立波形と略
す）のレスポンスを示す。孤立波形を図３（ａ）に示す
ように２タイムスロットに拡大した波形とみなすのが、
PR4である。この波形は（１＋Ｄ）なる特性を持つ。
（ｂ）のように３タイムスロットに拡大した波形とみな
すのがEPR4である。この波形は（１＋Ｄ）２なる特性を
持つ。さらに（ｃ）のように４タイムスロットに拡大し
た波形とみなすのがEEPR4である。この波形は（１＋
Ｄ）３なる特性を持つ。以下に、EEPR4方式を例にと
り、高次パーシャルレスポンス方式を概説する。EEPR4
の総合伝達特性は孤立波形の伝達特性と磁気記録系の伝
達特性の積として、（１−Ｄ）（１＋Ｄ）３となる。こ
れにより決まるEEPR4方式のインパルスレスポンスを図
４に示す。図４（ａ）から分かるように、EEPR4の孤立
波形はビット周期ごとに、１，３，３，１の振幅特性を
持つ。したがって、孤立パルスの応答は、図４（ｂ）に
示すように、上下反転した孤立波形を１ビット周期ずら
して重畳することで得られる。すなわち、孤立パルスの
応答は１，２，０，−２，−１となる。EEPR4に最尤復
号器を組み合わせたEEPRMLのトレリス線図を図５に示
す。周知のようにEEPRML方式の動作は、トレリス線図で
説明される。図中、akは時刻ｋにおけるEEPRMLへの入力
信号を表わす。ここで１２は状態を示し、１３は状態推
移を示す。ラベル（ak/yk）の上段と下段はそれぞれ入
力信号値と出力信号値を示している。各信号処理方式の
状態は過去の入力信号系列により決まる。EEPRMLでは、
現時刻の再生信号レベルは過去の４タイムスロットにわ
たる信号の影響を受ける。時刻ｋにおける状態をSkとす
れば、 Sk =(( ak-4,ak-3,ak-2,ak-1) | ak(1,0))と与
えられ、状態数は１６になる。時刻k-１において複数の
状態から発した状態推移が時刻ｋのある特定の状態に集
まる。これらの状態推移に対し、各ラベルの下段に示さ
れている出力信号と入力信号の差の２乗値をブランチメ
トリックと呼ぶ。また各状態に対する現時刻までのブラ
ンチメトリックの累積値をパスメトリックと呼ぶ。時刻
ｋのある特定の状態に集まる状態推移の内、時刻k-１ま
でのパスメトリックと各状態推移に対応するブランチメ
トリックの和が最も小さい値となる状態推移だけを最尤
条件（もっとも確からしい）を満たす状態推移(パス)と
して選択する。この過程は以下に述べるようなステップ
に分けられる。すなわち、パスメトリックとブランチメ
トリックを加算（Add）する。次に、これらの加算値を
状態毎に比較（Compare）し、最小値となる状態推移を
選択（Select）する。これらの一連の動作をACSと略
す。最尤復号は、このACS動作を各時刻、各状態毎に繰
り返し、最終的にトレリス線図上でパスが一つに収束し
た時点で、データを確定させる方法であり、周知の技術
である。EEPRMLの性能は最小自由距離(Dfree）で決ま
る。ここでDfreeとは図５に示すトレリス線図上のある
特定のノードから他の特定のノードに至る各種組み合わ
せの中でパスメトリックの差が最小のものである。EEPR
MLのDfreeは６であることが知られている。さらに、Dfr
eeに続く信号間距離は８、１０となる。 EEPRMLのこれ
らの信号間距離は、最尤復号器に入力されるデータパタ
ーンで決まる。特に、信号間距離はパターン中の０から
１あるいは１から０へ変化する連続回数で規定される。
後述するように、例えばパターン中の反転位置をｐで表
わすと、ｐｐｐと３回連続する反転位置を持つ２種のパ
ターンが１ビットずれた状態にある場合にこれらのパタ
ーン間の距離がDfreを与える。これらのEPRML方式やEEP
RML方式の性能をさらに向上するために、Maximum Trans
ition Run Code（ＭＴＲコードと略記する）が最近提案
された。たとえば、 "Maximum Transition Run Codesfo
r Data Storage Systems",IEEE Transactions on Magne
tics,vol. 32, No.5,September, 1996, pp3992-3994が
公知例として知られている。上記ＭＴＲコードはパター
ンの反転が３回以上発生することを制限する機能を持
つ。このＭＴＲコードを使用すると、EEPRMLの信号間距
離１０以上のもののみに限定できる。したがって、等価
的に信号のＳ／Ｎを向上できる。しかしながら、ＭＴＲ
コードではコードレートが４／５等になり、この値は通
常使用されている１６／１７ＧＣＲ（Group Coded Reco
rding）や８／９ＧＣＲに比較して低い。このためコー
ドレート損失が大きく、トータルのコーディングゲイン
は必ずしも満足行くものでない。具体的には、信号間距
離が６から１０に改善されることで生じるゲインは約
２．２ｄＢである。一方、コードレート損失は、磁気デ
ィスクの記録密度にもよるが、例えば規格化線密度（再
生波形の半値幅を記録パルスの幅で規格化したもの）＝
３のところで、約１ｄＢ以上になり、トータルのコーデ
ィングゲインはせいぜい１ｄＢ程度である。
ンスクラス４（PR4）と最尤復号方式を組み合わせた（P
artial Response Maximum Likelihood 以下PRMLと略
す）が、高能率信号処理方式として実用化されている。
高能率信号処理方式とは所望のデータ誤り率を低S/Nに
て実現できる方式を意味する。最近、PRML方式よりさら
に低いS/Nで、信号の再生が可能な信号処理方式とし
て、EPR4(Extended PR4）と最尤復号方式を組み合わせ
たEPRML方式、さらにEEPR4(Extended EPR4）と最尤復号
方式を組み合わせたEEPRML(Extended EPRML）方式など
の高次パーシャルレスポンス方式が実用化されている。
図１にPRML信号処理方式を用いた一般的な磁気ディスク
装置の構成例を示す。元のデータはインタフェース回路
8を介して、誤り訂正符号器7に供給され、誤り訂正に必
要な冗長データが付加される。次に、データ変調器6に
よりPRML方式に必要な変調を行い、これを記録アンプ5
を介して、磁気ヘッド4により磁気ディスク3に記録され
る。磁気ディスクから再生された信号は再生アンプ5を
経て、データ復調器1によりPRML処理される。復調され
たデータは誤り訂正復号器2により誤り訂正された後、
インタフェース回路8を経て元のデータに変換される。
このような記録再生処理によって低S/N信号の再生を行
っている。このデータ変復調器１、６の動作および構成
を磁気記録再生系とパーシャルレスポンス方式との関連
を示す図２を用いて詳述する。まず記録側の処理を述べ
る。誤り訂正符号器7からのデータは遅延素子とモジュ
ロ２（Ｍｏｄ．２）からなるプリコーダ９を経由し、記
録アンプ５経て媒体上に記録される。このプリコーダ９
は復調時に生じるデータの誤り伝播を防ぐ処置を行なう
ためのものである。つぎに、再生側の処理について述べ
る。記録媒体上の磁化は再生磁気ヘッドにより微分特性
を有する波形として再生される。ＰＲ４はこの微分特性
を（１−Ｄ）なる差分系とみなす。ここでＤは１ビット
の遅延演算子を意味する。再生波形は等化器１０に供給
され、波形の応答が（１＋Ｄ）となるように等化され
る。結果として、等化器の出力における総合伝達特性は
（１−Ｄ２）になる。この後、最尤復号器１１にてデー
タの識別を行う。図３に、ステップ波形を磁気記録した
場合の再生孤立波形（ステップ応答を以下孤立波形と略
す）のレスポンスを示す。孤立波形を図３（ａ）に示す
ように２タイムスロットに拡大した波形とみなすのが、
PR4である。この波形は（１＋Ｄ）なる特性を持つ。
（ｂ）のように３タイムスロットに拡大した波形とみな
すのがEPR4である。この波形は（１＋Ｄ）２なる特性を
持つ。さらに（ｃ）のように４タイムスロットに拡大し
た波形とみなすのがEEPR4である。この波形は（１＋
Ｄ）３なる特性を持つ。以下に、EEPR4方式を例にと
り、高次パーシャルレスポンス方式を概説する。EEPR4
の総合伝達特性は孤立波形の伝達特性と磁気記録系の伝
達特性の積として、（１−Ｄ）（１＋Ｄ）３となる。こ
れにより決まるEEPR4方式のインパルスレスポンスを図
４に示す。図４（ａ）から分かるように、EEPR4の孤立
波形はビット周期ごとに、１，３，３，１の振幅特性を
持つ。したがって、孤立パルスの応答は、図４（ｂ）に
示すように、上下反転した孤立波形を１ビット周期ずら
して重畳することで得られる。すなわち、孤立パルスの
応答は１，２，０，−２，−１となる。EEPR4に最尤復
号器を組み合わせたEEPRMLのトレリス線図を図５に示
す。周知のようにEEPRML方式の動作は、トレリス線図で
説明される。図中、akは時刻ｋにおけるEEPRMLへの入力
信号を表わす。ここで１２は状態を示し、１３は状態推
移を示す。ラベル（ak/yk）の上段と下段はそれぞれ入
力信号値と出力信号値を示している。各信号処理方式の
状態は過去の入力信号系列により決まる。EEPRMLでは、
現時刻の再生信号レベルは過去の４タイムスロットにわ
たる信号の影響を受ける。時刻ｋにおける状態をSkとす
れば、 Sk =(( ak-4,ak-3,ak-2,ak-1) | ak(1,0))と与
えられ、状態数は１６になる。時刻k-１において複数の
状態から発した状態推移が時刻ｋのある特定の状態に集
まる。これらの状態推移に対し、各ラベルの下段に示さ
れている出力信号と入力信号の差の２乗値をブランチメ
トリックと呼ぶ。また各状態に対する現時刻までのブラ
ンチメトリックの累積値をパスメトリックと呼ぶ。時刻
ｋのある特定の状態に集まる状態推移の内、時刻k-１ま
でのパスメトリックと各状態推移に対応するブランチメ
トリックの和が最も小さい値となる状態推移だけを最尤
条件（もっとも確からしい）を満たす状態推移(パス)と
して選択する。この過程は以下に述べるようなステップ
に分けられる。すなわち、パスメトリックとブランチメ
トリックを加算（Add）する。次に、これらの加算値を
状態毎に比較（Compare）し、最小値となる状態推移を
選択（Select）する。これらの一連の動作をACSと略
す。最尤復号は、このACS動作を各時刻、各状態毎に繰
り返し、最終的にトレリス線図上でパスが一つに収束し
た時点で、データを確定させる方法であり、周知の技術
である。EEPRMLの性能は最小自由距離(Dfree）で決ま
る。ここでDfreeとは図５に示すトレリス線図上のある
特定のノードから他の特定のノードに至る各種組み合わ
せの中でパスメトリックの差が最小のものである。EEPR
MLのDfreeは６であることが知られている。さらに、Dfr
eeに続く信号間距離は８、１０となる。 EEPRMLのこれ
らの信号間距離は、最尤復号器に入力されるデータパタ
ーンで決まる。特に、信号間距離はパターン中の０から
１あるいは１から０へ変化する連続回数で規定される。
後述するように、例えばパターン中の反転位置をｐで表
わすと、ｐｐｐと３回連続する反転位置を持つ２種のパ
ターンが１ビットずれた状態にある場合にこれらのパタ
ーン間の距離がDfreを与える。これらのEPRML方式やEEP
RML方式の性能をさらに向上するために、Maximum Trans
ition Run Code（ＭＴＲコードと略記する）が最近提案
された。たとえば、 "Maximum Transition Run Codesfo
r Data Storage Systems",IEEE Transactions on Magne
tics,vol. 32, No.5,September, 1996, pp3992-3994が
公知例として知られている。上記ＭＴＲコードはパター
ンの反転が３回以上発生することを制限する機能を持
つ。このＭＴＲコードを使用すると、EEPRMLの信号間距
離１０以上のもののみに限定できる。したがって、等価
的に信号のＳ／Ｎを向上できる。しかしながら、ＭＴＲ
コードではコードレートが４／５等になり、この値は通
常使用されている１６／１７ＧＣＲ（Group Coded Reco
rding）や８／９ＧＣＲに比較して低い。このためコー
ドレート損失が大きく、トータルのコーディングゲイン
は必ずしも満足行くものでない。具体的には、信号間距
離が６から１０に改善されることで生じるゲインは約
２．２ｄＢである。一方、コードレート損失は、磁気デ
ィスクの記録密度にもよるが、例えば規格化線密度（再
生波形の半値幅を記録パルスの幅で規格化したもの）＝
３のところで、約１ｄＢ以上になり、トータルのコーデ
ィングゲインはせいぜい１ｄＢ程度である。
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、高次
のパーシャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEP
RML方式の信号間距離を使用するコードにかかわらず拡
張する一般的手法を提供することである。すなわち、磁
気ディスク装置用ＰＲＭＬ信号処理で使用されている１
６／１７ＧＣＲや８／９ＧＣＲをそのまま適用できるよ
うにすることで、コードレート損失を新たに生じること
なく、信号間距離を等価的に拡大する手法を提供するこ
とである。
のパーシャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEP
RML方式の信号間距離を使用するコードにかかわらず拡
張する一般的手法を提供することである。すなわち、磁
気ディスク装置用ＰＲＭＬ信号処理で使用されている１
６／１７ＧＣＲや８／９ＧＣＲをそのまま適用できるよ
うにすることで、コードレート損失を新たに生じること
なく、信号間距離を等価的に拡大する手法を提供するこ
とである。
【課題を解決するための手段】本発明は、高次のパーシ
ャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEPRML方式
において孤立パルス波形の応答を本来のEEPRMLやEEEPRM
Lの応答から変化させることで、信号間距離を拡大させ
る。高次のパーシャルレスポンス方式では孤立パルスの
応答は奇対称波形に選ばれている。例えば、 EEPRML方
式では、前述したように、孤立パルス波形の応答は１，
２，０，−２，−１となる。本発明では、このような高
次のパーシャルレスポンス方式の孤立パルス波形の応答
が有する奇対称性を緩和することで、まず第１に信号間
距離を拡大する。この信号間距離は信号識別時のＳＮ比
を決める。この距離が大きいほど等価的に信号の振幅が
大きくなることを意味する。第２に雑音電力を低減す
る。パーシャルレスポンスの雑音は複数の時刻にわたっ
て互いに相関を有する。最尤復号器の性能は、この雑音
の相関の影響により劣化する。したがって、雑音の相関
を抑圧することで実質的に雑音を低減することができ
る。すなわち、高次パーシャルレスポンス信号のＳ／Ｎ
は次式で規定される。 Ｓ／Ｎ＝信号間距離／（雑音電力・雑音相関係数） 式１ EEPRML方式を例にとり、本発明を具体的に説明する。符
号は｛１，０｝の２進数である。いま、符号誤りの大き
さを定義するために、１が０に誤った場合には１、逆に
０が１に誤った場合には−１、誤りが発生しなかった場
合には０なる値を対応させる。この定義に従ったEEPRML
方式の誤りパターンを分類したものを下記に示す。 （Ａ）信号間距離＝６の場合 （1,-1,1） （Ｂ）信号間距離＝８ １） （1,-1,1,0,0,1,-1,1） ２） （1,-1,1,-1,1） （Ｃ）信号間距離＝１０ （０,1,０）etc. （Ａ）の実際の符号誤りパターンは (a,b,1,0,1,c,d）
が(a,b,0,1,0,c,d）に誤るかまたはその逆の場合であ
る。（Ｂ）１）の実際の符号誤りパターンは (1,0,1,a,
b,1,0,1）が(0,1,0,a,b,0,1,0 ）に誤るかまたはその逆
の場合である。（Ｂ）２）の実際の符号誤りパターンは
(1,0,1,0,1,0,1）が(0,1,0,1,0,1）に誤るかまたはそ
の逆の場合である。ここでa,b,etc.は任意である。
（Ｃ）は１ビットの孤立パルス誤りである。（Ａ）と
（Ｂ）に共通するパターンは前述したように、信号の反
転が少なくとも３回以上連続する。したがってデータパ
ターンではａｂ１０１０ｃｄかまたはａｂ０１０１ｃｄ
およびこれらが連続する場合である。図６は信号間距離
＝６の誤りをトレリス線図上に示したものである。図６
中に示す２種のデータ系列αおよびβはそれぞれ０１０
ａｂｃｄｅ、１０１ａｂｃｄｅなる値を持ち、最初の３
ビットのみが異なる。これに対応する波形を図７に示
す。この図から分かるように、この２種のパターンの信
号間距離は６である。図８に同様に上記（Ｂ）１）に対
応する波形を示す。さて、EEPRMLは伝達特性（１−Ｄ）
（１＋Ｄ）３を有し、これにより図４（ｂ）に示したよ
うに、インパルスレスポンスは１，２，０，−２，−１
に決まる。したがって、１ビット誤りが生じた場合に
は、誤ったパターンと本来の誤りが無いパターンとの信
号間距離はこのインパルスレスポンスの各値の２乗和で
ある１０となる。この信号間距離はインパルスの持つ信
号のエネルギそのものである。しかるに、図７、図８に
示すような信号間距離＝６あるいは信号間距離＝８のパ
ターンが存在する理由は、これらのパターンの組み合わ
せは、本来のインパルスの持つ信号エネルギを相殺する
ことにある。換言すれば、EEPRML方式は誤り伝播が発生
しやすいパターンを有する。図９に示す例を用いて、こ
のような信号間距離を減少させる原因をさらに考察す
る。この図は、図７に示したEEPRMLにおける信号間距離
６となるパターンを示したものである。このパターンで
は、信号反転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続する。従っ
て、図９（ａ）に示すように、レスポンス１，３，３，
１を有する孤立波形が正負正と交互に繰り返す。この結
果、１，２，１，１，２，１なるレスポンスが得られ、
この信号のエネルギは各値の２乗和（１）２＋（２）２
＋（１）２＋（１）２＋（２）２＋（１）２＝１２とな
る。一方各孤立波形単体の信号エネルギは（１）２＋
（３）２＋（３）２＋（１）２＝２０となる。これ故、
信号反転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続するパターンで
は孤立波形３個の合計６０の信号エネルギが１２に縮退
している。たとえば、図９（ｂ）に示すように、孤立波
形のレスポンスのうち、右端の１の振幅を持つレスポン
スを除去すると信号間距離は１５まで向上する。これの
意味するところは、EEPRMLの孤立波形のレスポンス１，
３，３，１が複数のビットに広がり過ぎているため、前
述した（Ａ）（Ｂ）に示す特別なパターンで、本来の信
号の有するエネルギが相殺されることである。これが、
本質的に信号間距離を低減させ、この結果誤り伝播を引
き起こすことになる。この考察により、信号間距離を拡
大するための根本的な指針は、孤立波形のエネルギ（電
力）を損失することなく、エネルギを集中する方策をた
てることである。一般的に、信号のエネルギを集中する
手段は、図１０に示すように、孤立波形を全域通過フィ
ルタ１４に通し、最小位相推移条件を満たせばよいこと
が通信理論により明らかにされている。ここで最小位相
推移条件とは、有理関数で与えられる信号の伝達関数の
零点と極が同一単位円周内に存在することである。この
条件を満たすように位相フィルタを設定することによ
り、信号のエネルギが保存されたまま、インパルスレス
ポンスの前半部分に信号エネルギを集中できる。磁気記
録では、孤立波形はローレンツ波形で近似できることが
よく知られている。これをＬ（ｔ）で与えると、以下の
式で示される。 Ｌ（ｔ）＝１．０／（１＋（２ｔ／ＴＷ）２） 式２ ＴＷは半値幅を与える。 この式２から明らかなように、 Ｌ（ｔ）は左右対称の
波形である。ここで半値幅と記録するパルスの時間幅Ｔ
との比（ ＴＷ／Ｔ）を規格化線密度と定義する。 ＴＷ
／Ｔの値が大きいほど、高密度記録された波形になる。
通常磁気記録では、規格化線密度が２．５前後のものが
使用されている。規格化線密度２．５と３．０を有する
ローレンツ波形を最小位相推移フィルタに通して得られ
た波形をＬｍｉｎ（ｔ）とする。図１１にＬｍｉｎ
（ｔ）を示す。図１１から明らかなように波形は左右非
対称であり、エネルギが孤立波形のレスポンスの前半に
集中していることが分かる。しかしながら、非対称形か
ら信号弁別に必要なクロック信号（タイミング信号）を
抽出するのは一般に非常に困難である。この理由の一つ
は、位相歪みによりパターン依存のあるジッタ（時間ゆ
らぎ）が増加するためである。他の理由として、信号振
幅が多値となるため、クロック信号（タイミング信号）
抽出回路が複雑になり、この実現が困難になるからであ
る。したがって、本発明では、この矛盾する条件を解消
するために、高次パーシャルレスポンスの多項式ＰＲ
（Ｄ）を次式のように因数分解し ＰＲ（Ｄ）＝（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１） 式３ 右辺の前項の状態でタイミング抽出を行い、この後右辺
の後項で与えられる非対称レスポンスを離散時間フィル
タで与えることにより、上記非対称性を波形に与える。
この際に式１で与えるＳ／Ｎが最大となる非対称係数ｃ
０，ｃ１，・・・，ｃｎを選択する。つぎに、実際の非
対称係数を求める手法を述べる。まず１６状態のEEPRML
の場合には、上記係数は（ｃ０＝１， ｃ１＝２，ｃ２
＝１）で与えられる。すなわちｃ１を中心にｃ０とｃ２
の値が対称係数となっている。これに対し、非対称係数
を求めるには、まず式３右辺の後項をｃ０＝１のモニッ
ク多項式にし、ｃ１とｃ２を実数の２変数関数とみな
し、式１の評価基準にしたがって最適係数を求める。こ
の後、この実数に最も近い整数係数を求める。式１に示
した信号間距離、雑音電力・雑音相関係数等の求め方
は,文献 “Maximum Likelihood Sequence Estimation o
f Digital Sequences in the Presence of Inter
symbol Interference”,IEEE Transactions on inform
ation Theory, vol.IT-18, No.3, May, 1972, pp363-3
78に詳細に記載されているため、省略する。表１に１６
状態のパーシャルレスポンスの代表的特性を示す。
ャルレスポンス方式とりわけEEPRML方式やEEEPRML方式
において孤立パルス波形の応答を本来のEEPRMLやEEEPRM
Lの応答から変化させることで、信号間距離を拡大させ
る。高次のパーシャルレスポンス方式では孤立パルスの
応答は奇対称波形に選ばれている。例えば、 EEPRML方
式では、前述したように、孤立パルス波形の応答は１，
２，０，−２，−１となる。本発明では、このような高
次のパーシャルレスポンス方式の孤立パルス波形の応答
が有する奇対称性を緩和することで、まず第１に信号間
距離を拡大する。この信号間距離は信号識別時のＳＮ比
を決める。この距離が大きいほど等価的に信号の振幅が
大きくなることを意味する。第２に雑音電力を低減す
る。パーシャルレスポンスの雑音は複数の時刻にわたっ
て互いに相関を有する。最尤復号器の性能は、この雑音
の相関の影響により劣化する。したがって、雑音の相関
を抑圧することで実質的に雑音を低減することができ
る。すなわち、高次パーシャルレスポンス信号のＳ／Ｎ
は次式で規定される。 Ｓ／Ｎ＝信号間距離／（雑音電力・雑音相関係数） 式１ EEPRML方式を例にとり、本発明を具体的に説明する。符
号は｛１，０｝の２進数である。いま、符号誤りの大き
さを定義するために、１が０に誤った場合には１、逆に
０が１に誤った場合には−１、誤りが発生しなかった場
合には０なる値を対応させる。この定義に従ったEEPRML
方式の誤りパターンを分類したものを下記に示す。 （Ａ）信号間距離＝６の場合 （1,-1,1） （Ｂ）信号間距離＝８ １） （1,-1,1,0,0,1,-1,1） ２） （1,-1,1,-1,1） （Ｃ）信号間距離＝１０ （０,1,０）etc. （Ａ）の実際の符号誤りパターンは (a,b,1,0,1,c,d）
が(a,b,0,1,0,c,d）に誤るかまたはその逆の場合であ
る。（Ｂ）１）の実際の符号誤りパターンは (1,0,1,a,
b,1,0,1）が(0,1,0,a,b,0,1,0 ）に誤るかまたはその逆
の場合である。（Ｂ）２）の実際の符号誤りパターンは
(1,0,1,0,1,0,1）が(0,1,0,1,0,1）に誤るかまたはそ
の逆の場合である。ここでa,b,etc.は任意である。
（Ｃ）は１ビットの孤立パルス誤りである。（Ａ）と
（Ｂ）に共通するパターンは前述したように、信号の反
転が少なくとも３回以上連続する。したがってデータパ
ターンではａｂ１０１０ｃｄかまたはａｂ０１０１ｃｄ
およびこれらが連続する場合である。図６は信号間距離
＝６の誤りをトレリス線図上に示したものである。図６
中に示す２種のデータ系列αおよびβはそれぞれ０１０
ａｂｃｄｅ、１０１ａｂｃｄｅなる値を持ち、最初の３
ビットのみが異なる。これに対応する波形を図７に示
す。この図から分かるように、この２種のパターンの信
号間距離は６である。図８に同様に上記（Ｂ）１）に対
応する波形を示す。さて、EEPRMLは伝達特性（１−Ｄ）
（１＋Ｄ）３を有し、これにより図４（ｂ）に示したよ
うに、インパルスレスポンスは１，２，０，−２，−１
に決まる。したがって、１ビット誤りが生じた場合に
は、誤ったパターンと本来の誤りが無いパターンとの信
号間距離はこのインパルスレスポンスの各値の２乗和で
ある１０となる。この信号間距離はインパルスの持つ信
号のエネルギそのものである。しかるに、図７、図８に
示すような信号間距離＝６あるいは信号間距離＝８のパ
ターンが存在する理由は、これらのパターンの組み合わ
せは、本来のインパルスの持つ信号エネルギを相殺する
ことにある。換言すれば、EEPRML方式は誤り伝播が発生
しやすいパターンを有する。図９に示す例を用いて、こ
のような信号間距離を減少させる原因をさらに考察す
る。この図は、図７に示したEEPRMLにおける信号間距離
６となるパターンを示したものである。このパターンで
は、信号反転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続する。従っ
て、図９（ａ）に示すように、レスポンス１，３，３，
１を有する孤立波形が正負正と交互に繰り返す。この結
果、１，２，１，１，２，１なるレスポンスが得られ、
この信号のエネルギは各値の２乗和（１）２＋（２）２
＋（１）２＋（１）２＋（２）２＋（１）２＝１２とな
る。一方各孤立波形単体の信号エネルギは（１）２＋
（３）２＋（３）２＋（１）２＝２０となる。これ故、
信号反転がＰ１，Ｐ２，Ｐ３と３回連続するパターンで
は孤立波形３個の合計６０の信号エネルギが１２に縮退
している。たとえば、図９（ｂ）に示すように、孤立波
形のレスポンスのうち、右端の１の振幅を持つレスポン
スを除去すると信号間距離は１５まで向上する。これの
意味するところは、EEPRMLの孤立波形のレスポンス１，
３，３，１が複数のビットに広がり過ぎているため、前
述した（Ａ）（Ｂ）に示す特別なパターンで、本来の信
号の有するエネルギが相殺されることである。これが、
本質的に信号間距離を低減させ、この結果誤り伝播を引
き起こすことになる。この考察により、信号間距離を拡
大するための根本的な指針は、孤立波形のエネルギ（電
力）を損失することなく、エネルギを集中する方策をた
てることである。一般的に、信号のエネルギを集中する
手段は、図１０に示すように、孤立波形を全域通過フィ
ルタ１４に通し、最小位相推移条件を満たせばよいこと
が通信理論により明らかにされている。ここで最小位相
推移条件とは、有理関数で与えられる信号の伝達関数の
零点と極が同一単位円周内に存在することである。この
条件を満たすように位相フィルタを設定することによ
り、信号のエネルギが保存されたまま、インパルスレス
ポンスの前半部分に信号エネルギを集中できる。磁気記
録では、孤立波形はローレンツ波形で近似できることが
よく知られている。これをＬ（ｔ）で与えると、以下の
式で示される。 Ｌ（ｔ）＝１．０／（１＋（２ｔ／ＴＷ）２） 式２ ＴＷは半値幅を与える。 この式２から明らかなように、 Ｌ（ｔ）は左右対称の
波形である。ここで半値幅と記録するパルスの時間幅Ｔ
との比（ ＴＷ／Ｔ）を規格化線密度と定義する。 ＴＷ
／Ｔの値が大きいほど、高密度記録された波形になる。
通常磁気記録では、規格化線密度が２．５前後のものが
使用されている。規格化線密度２．５と３．０を有する
ローレンツ波形を最小位相推移フィルタに通して得られ
た波形をＬｍｉｎ（ｔ）とする。図１１にＬｍｉｎ
（ｔ）を示す。図１１から明らかなように波形は左右非
対称であり、エネルギが孤立波形のレスポンスの前半に
集中していることが分かる。しかしながら、非対称形か
ら信号弁別に必要なクロック信号（タイミング信号）を
抽出するのは一般に非常に困難である。この理由の一つ
は、位相歪みによりパターン依存のあるジッタ（時間ゆ
らぎ）が増加するためである。他の理由として、信号振
幅が多値となるため、クロック信号（タイミング信号）
抽出回路が複雑になり、この実現が困難になるからであ
る。したがって、本発明では、この矛盾する条件を解消
するために、高次パーシャルレスポンスの多項式ＰＲ
（Ｄ）を次式のように因数分解し ＰＲ（Ｄ）＝（１−Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１） 式３ 右辺の前項の状態でタイミング抽出を行い、この後右辺
の後項で与えられる非対称レスポンスを離散時間フィル
タで与えることにより、上記非対称性を波形に与える。
この際に式１で与えるＳ／Ｎが最大となる非対称係数ｃ
０，ｃ１，・・・，ｃｎを選択する。つぎに、実際の非
対称係数を求める手法を述べる。まず１６状態のEEPRML
の場合には、上記係数は（ｃ０＝１， ｃ１＝２，ｃ２
＝１）で与えられる。すなわちｃ１を中心にｃ０とｃ２
の値が対称係数となっている。これに対し、非対称係数
を求めるには、まず式３右辺の後項をｃ０＝１のモニッ
ク多項式にし、ｃ１とｃ２を実数の２変数関数とみな
し、式１の評価基準にしたがって最適係数を求める。こ
の後、この実数に最も近い整数係数を求める。式１に示
した信号間距離、雑音電力・雑音相関係数等の求め方
は,文献 “Maximum Likelihood Sequence Estimation o
f Digital Sequences in the Presence of Inter
symbol Interference”,IEEE Transactions on inform
ation Theory, vol.IT-18, No.3, May, 1972, pp363-3
78に詳細に記載されているため、省略する。表１に１６
状態のパーシャルレスポンスの代表的特性を示す。
【表１】 表中に示す孤立パルスの距離は孤立パルスの有する電力
そのものである。最小距離は与えられた係数を持つパー
シャルレスポンス信号のトレリスダイアグラム上の距離
の内、最小になるものである。したがって、最小距離／
孤立パルスの距離はこれを与えるパーシャルレスポンス
のエネルギの利用効率を与える指標となる。本発明によ
る係数を有するパーシャルレスポン方式はいずれも通常
のEEPRMLのものよりこの点で優る。結果として、対称係
数を有するEEPRMLに対し、Ｓ／Ｎを効果的に改善できて
いることが分かる。表２に３２状態のパーシャルレスポ
ンスの代表的特性を示す。
そのものである。最小距離は与えられた係数を持つパー
シャルレスポンス信号のトレリスダイアグラム上の距離
の内、最小になるものである。したがって、最小距離／
孤立パルスの距離はこれを与えるパーシャルレスポンス
のエネルギの利用効率を与える指標となる。本発明によ
る係数を有するパーシャルレスポン方式はいずれも通常
のEEPRMLのものよりこの点で優る。結果として、対称係
数を有するEEPRMLに対し、Ｓ／Ｎを効果的に改善できて
いることが分かる。表２に３２状態のパーシャルレスポ
ンスの代表的特性を示す。
【表２】 この場合にも、同様に特性の改善が顕著である。なお、
表１および表２の特性は規格化線密度が２．５の場合に
相当する。本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでな
く、符号誤りの長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持
つ長く連続する誤りから１ビットかあるいは３ビット長
さの誤りが主体のものに改善できる。したがって、本発
明は、少なくとも１ビットおよび３ビット連続誤りに対
して符号誤り訂正能力を有する誤り訂正符号と組み合わ
せることで効率的な誤り訂正が可能になるという特長も
有する。
表１および表２の特性は規格化線密度が２．５の場合に
相当する。本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでな
く、符号誤りの長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持
つ長く連続する誤りから１ビットかあるいは３ビット長
さの誤りが主体のものに改善できる。したがって、本発
明は、少なくとも１ビットおよび３ビット連続誤りに対
して符号誤り訂正能力を有する誤り訂正符号と組み合わ
せることで効率的な誤り訂正が可能になるという特長も
有する。
【発明の実施の形態】本発明にしたがった実際の回路構
成例を図１２に示す。まず、磁気ヘッド出力はプリアン
プを経て、ＡＧＣ（自動利得制御回路）とＬＰＦ（低域
通過フィルタ）１５に供給される。ＡＧＣにて、信号振
幅が一定値になるように制御された後、ＬＰＦにより所
望周波数帯域以外の雑音成分が除去される。このＬＰＦ
出力信号はＡＤＣ１６により離散量子化され、等化器１
０に入力される。等化器１０では前述したように磁気ヘ
ッドからの再生信号を、（１−Ｄ２）なるパーシャルレ
スポンス特性となるように等化する。この等化器の出力
からＡＤＣ１６を動作させるために必要なクロック信号
をＰＬＬ回路２０により生成する。同時に、ＡＧＣ１５
の制御信号もＡＧＣ制御回路２１から得る。つぎに、等
化器出力を離散フィルタ１８に加え、その出力に（１−
Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１）なる応
答特性を持つ波形を得て、これを最尤復号器１９に加
え、データ識別を行う。この識別データを１６／１７変
換もしくは８／９ＥＮＤＥＣにより復調し、その出力に
元のユーザデータを得る。なお、等化器出力をＰＲ４の
最尤復号器２３に供給することにより、通常のＰＲＭＬ
復調データが得られる。つぎに、離散フィルタの構成を
示す。図１３は（ｃ０＝３、 ｃ１＝２、 ｃ２＝１、ｃ
３＝２）なる係数を持つ離散フィルタの構成例である。
等化器１０の出力を離散フィルタの入力端３０に加え
る。この信号を３倍の係数乗算器３１を通した出力、遅
延回路３３により１ビット遅延した信号を２倍の係数乗
算器３２に通した出力、２ビット遅延回路を通した出力
を加算器３４により加算することで所望のフィルタ特性
を出力端３５に得る。他の係数に関しても同様に構成で
きることは明らかである。つぎに、本発明によるトレリ
スダイアグラムの構成法を示す。最尤復号器への入力ビ
ットの値akと各状態Sk および出力ykは次式の関係があ
る。 Sk = ak-５,ak-4,ak-3,ak-2,ak-1 yk = ｃ０ak＋ｃ１ak-1＋（ ｃ２−ｃ０）ak-2＋（ ｃ３−ｃ１） ak-３−ｃ ２ ak-４ −ｃ３ ak-５ 式 ４ 最尤復号器は ｃ３＝０の場合には１６状態、ｃ３の値
が非零の場合には、３２状態を有する。（ｃ０＝３、
ｃ１＝２、 ｃ２＝１）なる値を持つ１６状態最尤復号
器のトレリス線図の構成例を図１４に示す。ここでこの
ような係数を有するパーシャルレスポンスをMEEPRMLと
呼称する。図１４の１６状態最尤復号器の一実施形態を
図１５に示す。 本処理回路は、ブランチメトリック生
成部４０、ACS回路４１、パスメモリ４２から構成され
ており、図１４に示したMEEPRMLトレリス線図に基づき
回路が構成されている。ブランチメトリック生成部４０
は、MEEPRMLトレリス線図の各状態から発生する状態遷
移のブランチメトリックを与えるものである。ACS４１
は、１６状態のパスメトリックとブランチメトリック値
との加算、比較、選択を行い、もっとも確からしいパス
に対するパスメトリック値を生成する。パスメモリ４２
は、各状態の比較結果をもとに、復号データの生成を行
う。なおパスメトリックの初期化を初期設定回路４３に
より、本回路起動時に行なう。次に、本発明のデータ復
調回路を用いた磁気記録再生装置の一実施例を図１６に
示す。パソコン等の外部装置は、磁気記録再生装置内の
コントローラ102を介して、データの授受が行われる。
まず、外部装置からのデータを記録する場合について説
明する。コントローラ102は、データの記録命令を受け
るとサーボ制御回路103に対し、記録すべき位置(トラッ
ク)に記録再生ヘッド106を移動する命令を発行する。記
録再生ヘッドの移動が完了後、記録データは、記録デー
タ処理回路104、R/Wアンプ5、記録再生ヘッド4を介して
記録媒体3に記録される。記録データ処理回路104は、エ
ンコーダ23、シンセサイザ112、プリコーダ9、記録補正
回路114で構成され、エンコーダ23は、記録データをコ
ーディング規則にしたがったコーディング処理、たとえ
ば、8/9GCR(0,4/4)コード変換を行う。エンコードされ
たデータ列は、シンセサイザ112の記録ビット周期にし
たがって送り出される。プリコード9は、データ列に一
定の拘束条件を与えるため、再度コード変換される。記
録補正回路114は、磁気記録固有の記録処理の非線形性
を除去するものである。以上の動作により記録処理が行
われる。次に、データの再生動作について説明する。コ
ントローラ102は、データ再生命令を受けると、サーボ
制御回路103に対し、記録再生ヘッド4を該当するデータ
が記録された位置(トラック)へ移動する命令を発行す
る。記録再生ヘッドの移動が完了後、記録媒体3に記録
された信号は、記録再生ヘッド4、R/Wアンプ5を介し
て、データ復調回路1に入力される。データ復調回路1で
復調された復調データは、コントローラ102に出力さ
れ、復調データの正当性を確認したのち外部装置にデー
タを転送する。データ復調回路1は、ヘッド再生波形の
振幅を一定にするAGC回路15、信号帯域外の雑音を除去
する帯域除去フィルタ(LPF)15、再生信号をサンプリン
グするADC16、再生波形の符号間干渉を除去する等化器1
0、ADC16のサンプリングタイミングを決定するPLL20、
本発明の主眼となるデータ復調回路1、復調データのデ
コード処理（８／９ＧＣＲデコーダ）を行うデコーダ23
から構成される。マイコン101は、コントローラ102、デ
ータ復調回路1などの装置全体の処理をソフトウェアで
行うものである。ここでは、マイコン101は、コード違
反検出回路128の検出結果の検知、PRML処理回路23とMEE
PRML処理回路19を切り替えるマルチプレクサ１２９に情
報を与えるレジスタ１３０の設定などの処理を行う。さ
らに、PRML処理回路の代わりに、表１に示す係数を有す
る他のMEEPRML処理回路を用いて、記録密度に応じてこ
れらを適応的に切り替える構成にすることも可能であ
る。さらに、前述したように本発明では最尤復号器の出
力データ中に生じる誤りの長さが１ビットあるいは３ビ
ットが支配的になるため、これに適する誤り訂正を行な
った後、デコーダ23にて８／９ＧＣＲ等のデコード処理
を行なう方が、符号誤りの拡大を防止する点で望まし
い。このために、本発明によるＬＳＩを構成する際に、
ＬＳＩ出力端子にデコード前の最尤復号器の出力を直接
出すことを可能にする配線を行なうことも有効である。
成例を図１２に示す。まず、磁気ヘッド出力はプリアン
プを経て、ＡＧＣ（自動利得制御回路）とＬＰＦ（低域
通過フィルタ）１５に供給される。ＡＧＣにて、信号振
幅が一定値になるように制御された後、ＬＰＦにより所
望周波数帯域以外の雑音成分が除去される。このＬＰＦ
出力信号はＡＤＣ１６により離散量子化され、等化器１
０に入力される。等化器１０では前述したように磁気ヘ
ッドからの再生信号を、（１−Ｄ２）なるパーシャルレ
スポンス特性となるように等化する。この等化器の出力
からＡＤＣ１６を動作させるために必要なクロック信号
をＰＬＬ回路２０により生成する。同時に、ＡＧＣ１５
の制御信号もＡＧＣ制御回路２１から得る。つぎに、等
化器出力を離散フィルタ１８に加え、その出力に（１−
Ｄ２）（ｃ０＋ｃ１Ｄ＋・・・＋ｃｎＤｎ−１）なる応
答特性を持つ波形を得て、これを最尤復号器１９に加
え、データ識別を行う。この識別データを１６／１７変
換もしくは８／９ＥＮＤＥＣにより復調し、その出力に
元のユーザデータを得る。なお、等化器出力をＰＲ４の
最尤復号器２３に供給することにより、通常のＰＲＭＬ
復調データが得られる。つぎに、離散フィルタの構成を
示す。図１３は（ｃ０＝３、 ｃ１＝２、 ｃ２＝１、ｃ
３＝２）なる係数を持つ離散フィルタの構成例である。
等化器１０の出力を離散フィルタの入力端３０に加え
る。この信号を３倍の係数乗算器３１を通した出力、遅
延回路３３により１ビット遅延した信号を２倍の係数乗
算器３２に通した出力、２ビット遅延回路を通した出力
を加算器３４により加算することで所望のフィルタ特性
を出力端３５に得る。他の係数に関しても同様に構成で
きることは明らかである。つぎに、本発明によるトレリ
スダイアグラムの構成法を示す。最尤復号器への入力ビ
ットの値akと各状態Sk および出力ykは次式の関係があ
る。 Sk = ak-５,ak-4,ak-3,ak-2,ak-1 yk = ｃ０ak＋ｃ１ak-1＋（ ｃ２−ｃ０）ak-2＋（ ｃ３−ｃ１） ak-３−ｃ ２ ak-４ −ｃ３ ak-５ 式 ４ 最尤復号器は ｃ３＝０の場合には１６状態、ｃ３の値
が非零の場合には、３２状態を有する。（ｃ０＝３、
ｃ１＝２、 ｃ２＝１）なる値を持つ１６状態最尤復号
器のトレリス線図の構成例を図１４に示す。ここでこの
ような係数を有するパーシャルレスポンスをMEEPRMLと
呼称する。図１４の１６状態最尤復号器の一実施形態を
図１５に示す。 本処理回路は、ブランチメトリック生
成部４０、ACS回路４１、パスメモリ４２から構成され
ており、図１４に示したMEEPRMLトレリス線図に基づき
回路が構成されている。ブランチメトリック生成部４０
は、MEEPRMLトレリス線図の各状態から発生する状態遷
移のブランチメトリックを与えるものである。ACS４１
は、１６状態のパスメトリックとブランチメトリック値
との加算、比較、選択を行い、もっとも確からしいパス
に対するパスメトリック値を生成する。パスメモリ４２
は、各状態の比較結果をもとに、復号データの生成を行
う。なおパスメトリックの初期化を初期設定回路４３に
より、本回路起動時に行なう。次に、本発明のデータ復
調回路を用いた磁気記録再生装置の一実施例を図１６に
示す。パソコン等の外部装置は、磁気記録再生装置内の
コントローラ102を介して、データの授受が行われる。
まず、外部装置からのデータを記録する場合について説
明する。コントローラ102は、データの記録命令を受け
るとサーボ制御回路103に対し、記録すべき位置(トラッ
ク)に記録再生ヘッド106を移動する命令を発行する。記
録再生ヘッドの移動が完了後、記録データは、記録デー
タ処理回路104、R/Wアンプ5、記録再生ヘッド4を介して
記録媒体3に記録される。記録データ処理回路104は、エ
ンコーダ23、シンセサイザ112、プリコーダ9、記録補正
回路114で構成され、エンコーダ23は、記録データをコ
ーディング規則にしたがったコーディング処理、たとえ
ば、8/9GCR(0,4/4)コード変換を行う。エンコードされ
たデータ列は、シンセサイザ112の記録ビット周期にし
たがって送り出される。プリコード9は、データ列に一
定の拘束条件を与えるため、再度コード変換される。記
録補正回路114は、磁気記録固有の記録処理の非線形性
を除去するものである。以上の動作により記録処理が行
われる。次に、データの再生動作について説明する。コ
ントローラ102は、データ再生命令を受けると、サーボ
制御回路103に対し、記録再生ヘッド4を該当するデータ
が記録された位置(トラック)へ移動する命令を発行す
る。記録再生ヘッドの移動が完了後、記録媒体3に記録
された信号は、記録再生ヘッド4、R/Wアンプ5を介し
て、データ復調回路1に入力される。データ復調回路1で
復調された復調データは、コントローラ102に出力さ
れ、復調データの正当性を確認したのち外部装置にデー
タを転送する。データ復調回路1は、ヘッド再生波形の
振幅を一定にするAGC回路15、信号帯域外の雑音を除去
する帯域除去フィルタ(LPF)15、再生信号をサンプリン
グするADC16、再生波形の符号間干渉を除去する等化器1
0、ADC16のサンプリングタイミングを決定するPLL20、
本発明の主眼となるデータ復調回路1、復調データのデ
コード処理（８／９ＧＣＲデコーダ）を行うデコーダ23
から構成される。マイコン101は、コントローラ102、デ
ータ復調回路1などの装置全体の処理をソフトウェアで
行うものである。ここでは、マイコン101は、コード違
反検出回路128の検出結果の検知、PRML処理回路23とMEE
PRML処理回路19を切り替えるマルチプレクサ１２９に情
報を与えるレジスタ１３０の設定などの処理を行う。さ
らに、PRML処理回路の代わりに、表１に示す係数を有す
る他のMEEPRML処理回路を用いて、記録密度に応じてこ
れらを適応的に切り替える構成にすることも可能であ
る。さらに、前述したように本発明では最尤復号器の出
力データ中に生じる誤りの長さが１ビットあるいは３ビ
ットが支配的になるため、これに適する誤り訂正を行な
った後、デコーダ23にて８／９ＧＣＲ等のデコード処理
を行なう方が、符号誤りの拡大を防止する点で望まし
い。このために、本発明によるＬＳＩを構成する際に、
ＬＳＩ出力端子にデコード前の最尤復号器の出力を直接
出すことを可能にする配線を行なうことも有効である。
【発明の効果】本発明は、磁気記録装置の再生孤立磁化
反転波形を非対称波形に変更することで、EEPRMLやEEEP
RML等で問題になっていたある特定パターンにおいて発
生する誤り伝播を抑圧する。MEEPRML方式はEEPRML方式
に比較して、磁気記録装置の再生孤立磁化反転の半値幅
と記録信号の半値幅の比が装置の実用範囲である2.5程
度の場合には、約1.5dB以上のS/Nが改善が見込まれる。
本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでなく、符号誤り
の長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持つ長く連続す
る誤りから単一ビットかあるいは３ビット長さの誤りが
主体のものに改善できる。
反転波形を非対称波形に変更することで、EEPRMLやEEEP
RML等で問題になっていたある特定パターンにおいて発
生する誤り伝播を抑圧する。MEEPRML方式はEEPRML方式
に比較して、磁気記録装置の再生孤立磁化反転の半値幅
と記録信号の半値幅の比が装置の実用範囲である2.5程
度の場合には、約1.5dB以上のS/Nが改善が見込まれる。
本発明は、さらに、ＳＮ比の改善だけでなく、符号誤り
の長さも従来のEEPRMLやEEEPRML方式の持つ長く連続す
る誤りから単一ビットかあるいは３ビット長さの誤りが
主体のものに改善できる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図７】
【図８】
【図１】
【図２】
【図５】
【図１０】
【図３】
【図４】
【図６】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｍ 13/12 Ｈ０３Ｍ 13/12 Ｈ０４Ｌ 25/08 Ｈ０４Ｌ 25/08 Ｂ (72)発明者 近藤 昌晴 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内
Claims (9)
- 【請求項１】入力データ系列の復調過程でパーシャルレ
スポンスクラス４の応答特性を有し、これに縦続し該パ
ーシャルレスポンスクラス４のデータ系列の応答を非奇
対称応答に変更できる復号手段を設けたことを特長とす
るデータ復調方式およびこれを用いた装置。 - 【請求項２】請求項１のデータ復調方式において、該パ
ーシャルレスポンスクラス４のデータ系列の応答を最小
位相推移条件を満たす応答に変更する手段を設けたこと
を特長とするデータ復調方式およびこれを用いた装置。 - 【請求項３】請求項１、２のデータ復調方式において、
該パーシャルレスポンスクラス４のデータ系列の応答を
整数係数の非奇対称応答になるようしたことを特長とす
るデータ復調方式およびこれを用いた装置。 - 【請求項４】請求項３のデータ復調方式において、該パ
ーシャルレスポンスクラス４のデータ系列の応答を信号
間距離を雑音電力と雑音の時間相関の積で除した値が最
大となる整数係数を有する応答になるように整数値を選
択したことを特長とするデータ復調方式およびこれを用
いた装置。 - 【請求項５】請求項１、２、３、４のデータ復調方式で
得られた応答をＥＥＰＲＭＬおよびＥＥＥＰＲＭＬに適
用することを特長とするデータ復調方式およびこれを用
いた装置。 - 【請求項６】請求項５のデータ復調方式において、整数
係数の単一パルス応答をＥＥＰＲＭＬの場合に、５，
４，−３，−４，−２または２，２，−１，−２，−１
あるいは３，２，−２，−２，−１およびＥＥＥＰＲＭ
Ｌの場合に、２，５，１，−３，−３，−２あるいは
２，４，０，−３，−２，−１にしたことを特長とする
データ復調方式およびこれを用いた装置。 - 【請求項７】請求項６において、外部よりレジスタを介
して、係数を任意に選択できる手段を設けたことを特長
とするデータ復調方式およびこれを用いた装置。 - 【請求項８】請求項１、２の信号処理方式において少な
くとも１ビット、３ビット連続誤りに対して符号誤り訂
正能力を有する誤り訂正符号と組み合わせることを特長
とするデータ復調方式およびこれを用いた装置。 - 【請求項９】請求項１、２の信号処理方式において、最
尤復号器出力を直接デコーダを介さずに出力できる機能
を備えたことを特長とするデータ復調方式およびこれを
用いたＬＳＩチップ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20882097A JP3533315B2 (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 信号処理回路 |
| US09/124,840 US6337889B1 (en) | 1997-08-04 | 1998-07-30 | Partial response demodulating method and apparatus using the same |
| US09/986,925 US7046745B2 (en) | 1997-08-04 | 2001-11-13 | Signal processing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20882097A JP3533315B2 (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 信号処理回路 |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001286108A Division JP3646684B2 (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | パーシャルレスポンス復調方法を用いたデータ記録再生装置 |
| JP2001286109A Division JP2002157828A (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | パーシャルレスポンス復調方法を用いたデータ記録再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11168514A true JPH11168514A (ja) | 1999-06-22 |
| JP3533315B2 JP3533315B2 (ja) | 2004-05-31 |
Family
ID=16562666
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20882097A Expired - Lifetime JP3533315B2 (ja) | 1997-08-04 | 1997-08-04 | 信号処理回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6337889B1 (ja) |
| JP (1) | JP3533315B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000022620A1 (en) * | 1998-10-13 | 2000-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus for processing a reproduced digital signal |
| US6668349B1 (en) | 2000-04-14 | 2003-12-23 | Hitachi, Ltd. | Data recording/readback method and data recording/readback device for the same |
| JPWO2003012789A1 (ja) * | 2001-07-27 | 2004-11-25 | 富士通株式会社 | 信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置 |
| US7046745B2 (en) | 1997-08-04 | 2006-05-16 | Hitachi, Ltd. | Signal processing circuit |
| US7924522B2 (en) | 2006-05-26 | 2011-04-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method of detecting error symbol, and disk drive apparatus using the same |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6404829B1 (en) * | 1999-06-29 | 2002-06-11 | Oak Technology, Inc. | DC insensitive AGC circuit for optical PRML read channel |
| US6680980B1 (en) * | 1999-09-03 | 2004-01-20 | Infineon Technologies North America Corp. | Supporting ME2PRML and M2EPRML with the same trellis structure |
| JP2001076451A (ja) * | 1999-09-06 | 2001-03-23 | Toshiba Corp | ディスク記憶装置におけるヘッド位置決め制御システム及びヘッド位置決め制御方法 |
| JP4199907B2 (ja) * | 2000-06-08 | 2008-12-24 | 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ | 垂直磁気記録再生装置および信号処理回路 |
| JP4324316B2 (ja) * | 2000-10-23 | 2009-09-02 | 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ | 垂直磁気記録再生装置 |
| US20030067998A1 (en) * | 2001-07-19 | 2003-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method for evaluating the quality of read signal and apparatus for reading information |
| JP4028201B2 (ja) * | 2001-09-28 | 2007-12-26 | 株式会社東芝 | 垂直磁気記録方式の磁気ディスク装置 |
| JP2006500714A (ja) * | 2002-09-26 | 2006-01-05 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ビタビビット検出方法および装置 |
| US7417981B2 (en) * | 2003-10-15 | 2008-08-26 | Vonage Holdings Corp. | Method and apparatus for enhanced Internet Telephony |
| US7386111B2 (en) * | 2004-02-10 | 2008-06-10 | Vonage Network Inc. | Method and apparatus for placing a long distance call based on a virtual phone number |
| US7522680B2 (en) * | 2005-02-09 | 2009-04-21 | International Business Machines Corporation | Apparatus, system, and method for asymmetric maximum likelihood detection |
| US20060210036A1 (en) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Jeffrey Citron | System for effecting a telephone call over a computer network without alphanumeric keypad operation |
| US20060210040A1 (en) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Jeffrey Citron | Transfer identification software enabling electronic communication system |
| US8683044B2 (en) * | 2005-03-16 | 2014-03-25 | Vonage Network Llc | Third party call control application program interface |
| US7532425B2 (en) * | 2005-06-21 | 2009-05-12 | Fujifilm Corporation | Reproducing method, reproducing apparatus, recording and reproducing apparatus, and magnetic recording medium |
| AU2006304222B2 (en) * | 2005-10-13 | 2011-04-07 | Vonage Network Llc | Method and system for detecting a change in device attachment |
| MX2008006172A (es) * | 2005-11-09 | 2008-10-09 | Vonage Holdings Corp | Metodo y sistema para identificacion personalizada de un solicitante. |
| AU2007211267A1 (en) * | 2006-02-01 | 2007-08-09 | Vonage Holdings Corp. | Method and apparatus for communicating a status of a device in a packet-based communication network |
| US8917717B2 (en) * | 2007-02-13 | 2014-12-23 | Vonage Network Llc | Method and system for multi-modal communications |
| CN101390337B (zh) * | 2006-02-27 | 2011-09-28 | 沃纳格控股公司 | 自动装置配置 |
| JP2008152824A (ja) * | 2006-12-14 | 2008-07-03 | Toshiba Corp | デジタルデータ復号装置およびデジタルデータ復号方法 |
| US8594172B2 (en) * | 2010-12-21 | 2013-11-26 | Lsi Corporation | Adaptation of baseline wander correction loop gain settings |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4881035A (en) * | 1987-11-24 | 1989-11-14 | Siemens Aktiengesellschaft | Magnetic structural arrangement of an installation for nuclear magnetic resonance tomography with superconducting background field coils and normal-conducting gradient coils |
| DE3914243A1 (de) * | 1989-04-29 | 1990-10-31 | Bruker Analytische Messtechnik | Magnetsystem mit supraleitenden feldspulen |
| US5291499A (en) * | 1992-03-16 | 1994-03-01 | Cirrus Logic, Inc. | Method and apparatus for reduced-complexity viterbi-type sequence detectors |
| US5568051A (en) * | 1992-05-12 | 1996-10-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Magnetic resonance imaging apparatus having superimposed gradient coil |
| EP0704126B1 (en) * | 1993-06-14 | 1997-10-01 | International Business Machines Corporation | Adaptive noise-predictive partial-response equalization for channels with spectral nulls |
| US5619539A (en) * | 1994-02-28 | 1997-04-08 | International Business Machines Corporation | Data detection methods and apparatus for a direct access storage device |
| JPH07302467A (ja) | 1994-05-02 | 1995-11-14 | Hitachi Ltd | 波形等化チャネル |
| US5585975A (en) * | 1994-11-17 | 1996-12-17 | Cirrus Logic, Inc. | Equalization for sample value estimation and sequence detection in a sampled amplitude read channel |
| US5592087A (en) * | 1995-01-27 | 1997-01-07 | Picker International, Inc. | Low eddy current radio frequency shield for magnetic resonance imaging |
| JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 2002-10-07 | 松下電器産業株式会社 | ディジタル情報再生装置 |
| JP3360553B2 (ja) * | 1996-11-29 | 2002-12-24 | 株式会社日立製作所 | 情報記録再生装置 |
| JP3533315B2 (ja) | 1997-08-04 | 2004-05-31 | 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ | 信号処理回路 |
| US6369464B1 (en) * | 1999-07-02 | 2002-04-09 | Bruker Ag | Active shielded superconducting assembly with compensation of magnetic field disturbances |
| US6556012B2 (en) * | 2000-01-21 | 2003-04-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Magnetic resonance imaging apparatus |
| DE10354677B4 (de) * | 2003-11-22 | 2006-09-21 | Bruker Biospin Gmbh | Zusätzliche Streufeldabschirmung eines supraleitenden Magnetspulensystem |
| DE10354676B4 (de) * | 2003-11-22 | 2006-12-21 | Bruker Biospin Gmbh | Magnetsystem mit flächenhafter, mehrlagiger Anordnung von Supraleiterdrähten |
| DE102004023073B3 (de) * | 2004-05-11 | 2006-01-05 | Bruker Biospin Gmbh | Magnetsystem mit abgeschirmten Regeneratorgehäuse und Verfahren zum Betrieb eines solchen Magnetsystems |
-
1997
- 1997-08-04 JP JP20882097A patent/JP3533315B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-07-30 US US09/124,840 patent/US6337889B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-11-13 US US09/986,925 patent/US7046745B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7046745B2 (en) | 1997-08-04 | 2006-05-16 | Hitachi, Ltd. | Signal processing circuit |
| WO2000022620A1 (en) * | 1998-10-13 | 2000-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus for processing a reproduced digital signal |
| US6668349B1 (en) | 2000-04-14 | 2003-12-23 | Hitachi, Ltd. | Data recording/readback method and data recording/readback device for the same |
| US7076721B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-07-11 | Hitachi Global Storage Technologies Japan, Ltd. | Data recording/readback method and data recording/readback device for the same |
| JPWO2003012789A1 (ja) * | 2001-07-27 | 2004-11-25 | 富士通株式会社 | 信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置 |
| US7924522B2 (en) | 2006-05-26 | 2011-04-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method of detecting error symbol, and disk drive apparatus using the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7046745B2 (en) | 2006-05-16 |
| US20020064242A1 (en) | 2002-05-30 |
| US6337889B1 (en) | 2002-01-08 |
| JP3533315B2 (ja) | 2004-05-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3533315B2 (ja) | 信号処理回路 | |
| US5619539A (en) | Data detection methods and apparatus for a direct access storage device | |
| Cideciyan et al. | A PRML system for digital magnetic recording | |
| KR100658382B1 (ko) | 채널 코드 제한에 정합된 트렐리스 시퀀스 검출기 및 신호 샘플들과 에러 신드롬을 사용하여 검출 이진수 시퀀스에서 에러들을 정정하기 위한 포스트 프로세서를 사용하는 샘플링 진폭 판독 채널 | |
| US5563864A (en) | Information recording and reproducing apparatus | |
| JP3794803B2 (ja) | 高密度データの記録／再生のための符号化／復号化方法及びその装置 | |
| WO2001026111A1 (fr) | Dispositif de traitement de signaux numeriques reproduits | |
| JPH06231546A (ja) | 非虚数ｄｃフリーイコライザ及びｄｃフリー変調符号を用いる磁気記録チャネル | |
| JP4065357B2 (ja) | 高密度データの記録／再生のための符号化／復号化方法 | |
| Fitzpatrick et al. | Time-varying MTR codes for high density magnetic recording | |
| US7339500B2 (en) | Encoding method and decoding method | |
| KR100189906B1 (ko) | 비터비 복호화방법 및 그 회로 | |
| Nishiya et al. | Turbo-EEPRML: An EEPR4 channel with an error-correcting post-processor designed for 16/17 rate quasi-MTR code | |
| JP4695814B2 (ja) | データ復号方法・回路及びこれを用いた情報記録再生装置 | |
| US6347390B1 (en) | Data encoding method and device, data decoding method and device, and data supply medium | |
| WO2003007300A1 (en) | Method and apparatus for suppressing low frequency content in digital data | |
| KR100408532B1 (ko) | 데이타저장기기의prml코드생성방법 | |
| US6680980B1 (en) | Supporting ME2PRML and M2EPRML with the same trellis structure | |
| KR100450782B1 (ko) | 고밀도 데이타 저장기기를 위한 피알엠엘 코드의 부호화 및복호화 방법 | |
| JP3646684B2 (ja) | パーシャルレスポンス復調方法を用いたデータ記録再生装置 | |
| JPH11243345A (ja) | 符号化方法およびそれを用いた記録再生装置 | |
| JP3498333B2 (ja) | データ伝送系におけるタイミング信号再生回路およびディジタルビデオ信号処理装置 | |
| JP2002157828A (ja) | パーシャルレスポンス復調方法を用いたデータ記録再生装置 | |
| Mita et al. | Modified EEPRML with 16/17 (3; 11) MTR code and cyclic redundancy check code for high density magnetic recording channels | |
| US5862161A (en) | Sampled amplitude read channel with simplified sequence detector matched to partial erasure |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20031209 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20031128 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040209 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040302 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040308 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090312 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090312 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100312 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110312 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110312 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120312 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130312 Year of fee payment: 9 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130312 Year of fee payment: 9 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130312 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140312 Year of fee payment: 10 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |