JPWO2003012789A1 - 信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置 - Google Patents
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Abstract
パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に媒体から情報を再生する。再生系は媒体からの再生信号に（ｋ−ｓ・Ｄ）（但し、Ｄは１ビット遅延演算子、ｋ，ｓは正の整数）の畳み込み操作を含む等化が行われる。このような畳み込み操作を再生系で行うことにより、低周波帯域のノイズを削減しエラーレートを改善する。等化信号からは最尤検出により情報が復号される。
Description
技術分野
本発明は、パーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置に関し、特に、媒体ノイズを低減して高密度記録するために最適な信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置に関する。
背景技術
近年、磁気ディスク装置の記録密度が飛躍的に増大している。これは高感度なＭＲヘッド（磁気抵抗効果ヘッド）に負うところが大きい。また同時に信号処理方法が従来のピーク検出方法から低ＳＮ比で再生可能なＰＲ４ＭＬ法（パーシャルレスポンス・クラス４・最尤検出方法）が実用化されたことによるところが大きい。
ＰＲ４ＭＬ法は、パーシャルレスポンスを利用して波形干渉を取り除くと共に、帯域の低減によりノイズを削減し、
Ｕ（Ｔ）＝（１−Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
Ｄ：１ビット遅延を示す遅延演算子
にしたがった畳み込み操作を施した後、ビタビアルゴリズムによる最尤検出回路によりノイズなどによる外乱をふくんだ再生信号から尤も確からしい信号を探し出すものである。
ここで、（１＋Ｄ）の畳み込み操作は、図１に示す伝達関数を有し、高周波帯域のノイズを削減するため、次数ｎを２、３と増やす改良がなされている。その結果、最尤検出回路は複雑化したが、エラーレートは改善された。
しかし、この改善方法では、高周波帯域のノイズの削減のみであったため、次数ｎは３が限度で、それ以上増しても、エラーレイトの改善は少なかった。
磁気記録で再生されるノイズには、高周波帯域よりも低周波帯域のパワーの大きいノイズが多い。高周波帯域のノイズは、プリアンプノイズ、ＭＲヘッドのノイズ等の帯域全体に渡ってほぼ一様に分布するノイズが大半である。それに対し媒体ノイズは、記録媒体の材料にもよるが、比較的低周波帯域にパワーのピークが存在する。近年では、１ビットの面積が磁性材料の粒子に近づくため、媒体ノイズが大きくなることにより、図２に示すような極端に低周波帯域にパワーのピークが存在する記録媒体もある。また隣接トラックからのサイドクロストークも、その性質上、低周波帯域なる程大きくなる。
従来、低周波帯域のノイズに対しては、ＰＲ４ＭＬ法における（１−Ｄ）の畳み込み操作で十分と考えられてきた。ここで、（１−Ｄ）の畳み込み操作は、図３に示す伝達特性を有し、低周波帯域のノイズを削減すると考えられていた。しかし、磁気記録におけるこの畳込み操作は、実際には媒体ノイズが発生する前の記録系で行われており、その等化目標は図４に示す特性であり、（１−Ｄ）の畳み込み操作は低周波帯域のノイズには何ら作用しておらず、媒体ノイズは（１−Ｄ）の畳み込み操作による伝達特性の影響を受けていなかった。
発明の開示
本発明は、低周波帯域のノイズを削減し、記録密度の向上をはかるパーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置を提供することを目的とする。
また本発明は、媒体ノイズを削減し、再生エラーレートの向上をはかるパーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置を提供することを目的とする。
更にサイドクロストークを削減し、再生エラーレートの向上を図るパーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置を提供することを目的とする。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に媒体から情報を再生する信号処理方法であって、媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
の畳み込み操作を含む等化処理を行うことを特徴とする。ここで、本発明は、（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作により等化処理された信号から最尤検出により情報を復号する。
このように本発明は、（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を再生系で行うことにより、低周波帯域のノイズを削減することが可能となり、エラーレートを改善できる。また、畳み込み操作を（ｋ−ｓ・Ｄ）とし、ｋ，ｓを最適化することにより、媒体ノイズの特性に合った最適なフィルタ特性とすることができ、エラーレートが改善できる。
また本発明は、パーシャルレスポンスを利用して記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する信号処理回路であって、再生系に、媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。この信号処理回路は、更に等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けている。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して記録系により媒体に情報を記録し、再生系により媒体から情報を再生する情報記録再生装置であって、再生系に、媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。この情報記録再生装置は、更に等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けている。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に媒体から情報を再生する信号処理方法であって、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行い、媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を含む等化処理を行う。このように等化処理された信号から最尤検出により情報を復号する。
このように本発明は、入力信号に対する記録系での（１−Ｄ）の畳み込み操作（媒体に起因した低周波ノイズの低減作用はない）に加え、（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を再生系で行うことにより、低周波帯域のノイズを削減し、更に（１−Ｄ）の畳み込み操作を再生系で行って高周波ノイズを削減し、エラーレートを改善できる。また、畳み込み操作を（ｋ−ｓ・Ｄ）とし、ｋ，ｓを最適化することにより、媒体ノイズの特性に合った最適なフィルタ特性とすることができ、エラーレートが改善できる。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して、記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する信号処理回路であって、記録系に、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行う回路部を設け、再生系に、前記媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。更に、等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器が設けられる。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して、記録系により媒体に情報を記録し、再生系により媒体から情報を再生する情報記録再生装置であって、記録系に、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行う回路部を設け、再生系に、媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。更に、等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けられる。
発明を実施するための最良の形態
図５は、本発明が適用されるハードディスクドライブのブロック図である。図５において、ハードディスクドライブは、ＳＣＳＩコントローラ１０、ドライブコントロール１２及びディスクエンクロージャ１４で構成される。勿論、ホストとのインタフェースはＳＣＳＩコントローラ１０に限定されず、適宜のインタフェースコントローラが使用できる。ＳＣＳＩコントローラ１０には、ＭＣＵ（メインコントロールユニット）１６、制御記憶として使用されるＤＲＡＭもしくはＳＲＡＭを用いたメモリ１８、制御プログラムを格納するフラッシュメモリなどの不揮発性メモリを使用したプログラムメモリ２０、ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）２２及びデータバッファ２４が設けられる。ドライブコントロール１２には、ドライブロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられる。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生ヘッドを備えた複合ヘッド３６−１〜３６−６を接続している。複合ヘッド３６−１〜３６−６は磁気ディスク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、ＶＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気ディスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドルモータ４２により一定速度で回転される。
図６は本発明の第１実施形態における基本構成を示したブロック図であり、この第１実施形態にあっては（１−Ｄ）２（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象としている。この第１実施形態における磁気記録再生系は、ＮＲＺＩ記録系４４、微分検出部４６、磁気再生系４８、イコライザ５０及び最尤検出回路５２で構成される。この第１実施形態における信号処理は、まず入力符号をＮＲＺＩ記録系４４でステップ状に媒体に記録することにより、１／（１−Ｄ）のプリコードと（１−Ｄ）の畳み込み演算を同時に行うことができる。この媒体に記録された入力符号を微分検出部４６としてのヘッドにより微分検出することにより、インパルス化される。ＭＲ（磁気抵抗効果ヘッド）でも磁束の垂直成分を検出することにより微分検出部４６と同様のインパルス化が得られる。ヘッド出力としては、媒体とヘッドの周波数特性で定まる磁気再生系４８の伝達特性Ｈ（ｆ）のインパルス応答波形が再生される。この磁気再生系４８の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ５０の伝達特性Ｑ（ｆ）の積が、再生系の等化目標であるナイキスト等化器の伝達特性Ｒ（ｆ）と（１−Ｄ）・１＋Ｄ）＝Ｇ（ｆ）の積で与えられる特性となる。即ち、この関係は次式のようになる。
Ｈ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ） （１）
図７は（１）式で与えられる図６の第１実施形態での再生系の等化目標特性５４を示す。ここで破線の特性５６はナイキスト等化器のコサイン・ロールオフ特性Ｒ（ｆ）であり、ｆｎはナイキスト周波数である。この図７の第１実施形態の等化目標特性５４を図４の従来の等化目標特性と比べてみると、第１実施形態の等化目標特性５４にあっては低周波帯域での利得が十分に低減されている。
このような等化目標特性５４を実現するための図６のイコライザ５０の伝達特性Ｑ（ｆ）は、（１）式より
Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）／｛Ｈ（ｆ）・Ｇ（ｆ）｝ （２）
となるように調整される。この（２）式の伝達特性Ｑ（ｆ）に調整されたイコライザ５０の出力には、図８に示すインパルス応答波形５８が得られる。このインパルス応答波形５８にあっては、時間−１Ｔで＋１、時間＋１Ｔで−１、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルスレスポンス等化波形が得られる。ここで時間ＴはＴ＝１／ｆｎである。また破線のインパルス応答波形６０は負のインパルスに対する応答波形である。このインパルス応答波形は、説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳した形となり、この値を中心にノイズにより変動するようになる。
図６の最尤検出回路５２は、イコライザ５０より出力されるノイズの重畳したパーシャルスレスポンス等化波形からビタビアルゴリズムに従って畳み込み符号を検出する。この第１実施形態ではＮＲＺＩ記録系４４の（１−Ｄ）の畳み込みと磁気再生系４８における（１−Ｄ）・（１＋Ｄ）の畳み込みがなされているので、これを展開すると次のようになる。
（１−Ｄ）２・（１＋Ｄ）＝１−Ｄ−Ｄ２＋Ｄ３
このため入力符号「１」に対し「１，−１，−１，１」の畳み込み符号を検出して出力符号を出力する。
ここで磁気再生系４８において低周波帯域での利得を制限するための（１−Ｄ）の畳み込み操作は、一般形として（ｋ−ｓ・Ｄ）で表わされる。このため第１実施形態にあっては、ｋ＝１，ｓ＝１とした場合である。更に記録系及び再生系を含めた全体の畳み込み操作は
（１−Ｄ）・（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
と一般形で表わされる。このため、再生系で高周波帯域での利得を減衰するための（１＋Ｄ）ｎの畳み込みは、この第１実施形態にあってはｎ＝１の場合であることが分かる。
図９は図５のハードディスクドライブに使用しているリードチャネル３０に図６の本発明の第１実施形態を適用した場合のブロック図である。図９において、記録系は、エンコーダ６２、ライトコンペ回路６４、ＮＲＺＩ変換回路６６、ライトアンプ６８及びライトヘッド７０で構成される。また再生系はリードヘッド７２、プリアンプ７４、ＡＧＣ回路７６、ローパスフィルタ７８、サンプル回路８０、イコライザ８２、最尤検出回路８４、デコーダ８６及びＶＦＯ回路８８で構成される。
図９のリードチャネルについて、その動作を説明すると次のようになる。入力されたデータはエンコーダ６２で連続する０の数が制限された例えば８／９ＲＬＬ符号に変換される。ライトコンペ回路６４はＮＬＴＳ（非線形シフト）を補償するため記録位置を予め僅かに移動させる。ＮＲＺＩ変換回路６６はフリップフロップ１段で構成され、ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）からＮＲＺＩ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）符号に変換する。このＮＲＺＩ変換回路６６における変換の際に、１／（１−Ｄ）のプリコードと（１−Ｄ）の畳み込みの演算が効果的に行われる。ライトアンプ６８はデータに対応した記録電流をライトヘッド７０に流して駆動し、図示しない媒体に磁気的に記録させる。リードヘッド７２は媒体の磁化の変化を検出するための微分検出特性を持っており、そのためステップ状に記録されたデータが微分されたインパルスとしてリードヘッド７２により検出される。同時に媒体は、その周波数特性に応じた伝達特性を備えているため、リードヘッド７２からはローレンツの近似式として知られるインパルス応答波形が出力される。この媒体とヘッドの周波数特性で定まる磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）は、例えば図１０の伝達特性９０に示すように、低周波帯域で大きく高周波帯域となるほど減衰する特性となる。
再び図９を参照するに、ヘッド再生信号はプリアンプ７４で増幅された後、更にＡＧＣ回路７６でヘッド再生信号の振幅が一定に制御され、ローパスフィルタ７８で不要なノイズが除去される。このローパスフィルタ７８は後段のイコライザ８２の一部を構成する。サンプル回路８０では、ＶＦＯ回路８８からのクロックにより再生信号をサンプルホールドするか、あるいはＡ／Ｄコンバータにより離散化する。イコライザ８２はトランスバーサルフィルタなどで構成され、その伝達特性は前段のローパスフィルタ７８の伝達特性との積が（２）式で示される伝達特性Ｑ（ｆ）となるように調整される。このイコライザ８２としては、再生信号に応じて自動的に調整する適応型とすることもできる。
図１１は図９のローパスフィルタ７８を含めたイコライザ８２の伝達特性Ｑ（ｆ）を概略的な特性９２として示している。この第１実施形態における特性９２で与えられるイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）は、低周波帯域が十分に減衰され、高周波でブーストした後、ナイキスト周波数ｆｎで減衰する特性となる。
再び図９を参照するに、ＶＦＯ回路８８は再生信号に同期したクロック信号を発生するもので、例えば特開平１−１４３４４７号に開示された方法で実現できる。またイコライザ回路８２を（１＋Ｄ）フィルタと（１−Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
図１２は図７の等化目標特性５４を与える（１）式の関係を伝達特性図によって表わしている。図１２において、（１）式の右辺は、図の上段に示すように、ナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）と（１−Ｄ）・（１＋Ｄ）の畳み込み操作となるＧ（ｆ）との積で与えられる。また（１）式の左辺は、図の下段に示すように、磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積となり、これが中段の等化目標特性５４を与える。したがって、Ｒ（ｆ）×Ｇ（ｆ）で与えられる等化目標特性５４を磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）で割った（２）式により、イコライザ８２の調整すべき伝達特性Ｑ（ｆ）を得ることができる。
次に図９の最尤検出回路８４を説明する。最尤検出回路８４は、イコライザ８２の出力するパーシャルスレスポンス等化波形から「１，−１，−１，１」の畳み込み符号を、ビタビアルゴリズムにより時系列的に検出するように動作する。
図１３は「１，−１，−１，１」の畳み込み符号についての可能な組合せを示すトレリス線図である。このトレリス線図において、左側（ｎ−３）ビットから（ｎ−１）ビットまでの３ビットについての８種類のノードを表わしている。右側は１ビット進んだ（ｎ−２）ビットからｎビットの３ビットを表わし、次のビットが「０」か「１」かで、ビット「０」の場合は破線の状態に移行し、ビット「１」の場合は実線の状態に移行する。更に、このとき取り得る電圧値を左側の３ビットの上下に示している。この電圧値は、畳み込み符号「１，−１，−１，１」が重複する範囲内でずれたときに加算合成される「＋２，＋１，０，−１，−２」の値をとる。また１ビットを４ビットに畳み込んでいる拘束長＝４であるため、前３ビットは前方のビットの影響を受けるが、４ビット目は影響を受けずに一義的に決まる。例えば（ｎ−３）ビットから（ｎ−１）ビットまでの前３ビットが「０００」のとき、電圧値が０であれば一番上の破線のようにｎビット目は「０」に移行し、電圧値が＋１のときはその下の実線のようにｎビット目が「１」に移行する。
次に図１３のトレリス線図を用いた最尤検出法について説明する。最尤検出の原理は、図１３のトレリス線図目標とされる電圧値と実際のサンプル電圧（ノイズにより目標電圧値よりずれている）との差を二乗し、これを各ビットで累積加算して累積二乗誤差を求める。この累積二乗誤差をトレリス線図で示される可能性のある全ての組合せについて求め、それらの累積二乗誤差が最も小さい組合せ（パス）が最も確からしいとして検出される。
図１４は図９の最尤検出回路８４の具体例を示したブロック図である。二乗誤差検出回路９４では、図１３のトレリス線図の目標とされる１６個の電圧値とパーシャルスレスポンス等化波形のサンプル値の差により１６種類の二乗誤差が検出される。累積二乗誤差保持回路１００には図１３のトレリス線図における８種のノードに対応する８種のノード累積二乗誤差が保持されている。累積二乗誤差計算回路９６では、８種のノード累積二乗誤差と１６種のノード累積二乗誤差をそれぞれ加算し、新たな１６種の分岐累積二乗誤差を計算する。比較選択回路９８は、図１３のトレリス線図の右側の各ノードに応じて２種の矢印で示される分岐累積二乗誤差を比較し、小さい方のデータを確からしいとして、そのデータと選択信号をパスメモリ１０２に出力する。同時に、選択されたデータに対応する分岐累積二乗誤差を新たなそのノードのノード累積二乗誤差として累積二乗誤差保持回路１００に出力する。パスメモリ１０２は、選択されたパスを記憶する多段のレジスタで構成され、比較選択回路９８からの選択データを記憶すると共に、選択信号に従い各段のデータを図１３のトレリス線図に示すようにコピーする。これにより各段で半数のパスが生き残り、また半数のパスが消滅する。このパスの比較選択を繰り返すことにより最も確からしいパスのみが最後まで生き残り、最尤検出される。パスメモリ１０２で最尤検出された符号はポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、最終的に図９のデコーダ８６で９／８変換されてデータとなる。
図１５（Ａ）〜（Ｉ）は、図９及び図１４の記録再生系における処理を詳細に示したタイムチャートである。図１５（Ａ）のデータはエンコーダ６２により８ビットごとに９ビットに変換する８／９ＲＬＬ符号に変換され、図１５（Ｂ）の入力符号となる。図１５（Ｃ）のＮＲＺＩ変換回路６６の処理にあっては、まず１／（１−Ｄ）の演算を行うが、これは入力符号と１／（１−Ｄ）演算の結果の１つ前のデータとを排他的論理和することと等価である。（１−Ｄ）の畳み込みは１／（１−Ｄ）の演算結果を１つ遅延させて減算したものと等価である。この１／（１−Ｄ）と（１−Ｄ）の演算はＮＲＺＩ変換回路６６のフリップフロップ１段で等価的に行われる。更に記録電流は「１」及び「−１」で向きが反転するように、ライトアンプ６８がライトヘッド７０を駆動する。媒体に記録された信号は図１５（Ｄ）のリードヘッドの微分検出作用でインパルスとなり、媒体及びヘッドの伝達特性により図１５（Ｅ）のようなインパルス応答波形がヘッド出力として得られる。イコライザ８２は例えば１０タップのトランスバーサルＦＩＲフィルタで構成され、図１５（Ｆ）のようにサンプル点の電圧が±２，±１，０の５値のそれぞれよりのずれ量に応じてイコライザ８２の各タップゲインを調整することを繰り返すことにより、図１１のような目標とする伝達特性Ｑ（ｆ）に自動的に調整することができる。この自動調整機能を備えたものが適応型イコライザと呼ばれ、その適応方法は最大傾斜法として知られている。この結果、イコライザ８２から出力されるサンプル点の電圧は、図１５（Ｆ）の黒ドットで示すように「＋２，＋１，０，−１，−２」となり、ナイキスト等化されたパーシャルスレスポンス波形とすることができる。なお図１５（Ｆ）にあっては、説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳された波形となる。ノイズが重畳されていてもイコライザ８２の動作は基本的には変わらない。最尤検出回路８４にあっては、図１４について既に説明したようにして畳み込み符号を検出する。図１５（Ｇ）は、この最尤検出で生き残ったパスを実線で示し、破線は消滅したパスを表わしている。このようにして最尤検出されたデータは図１４のポストコーダ１０４で演算されて図１５（Ｈ）の出力符号となり、更に図９のデコーダ８６で９／８変換されて、図１５（Ｉ）のデータとなる。
図１６は本発明の第２実施形態のブロック図であり、この第２実施形態にあっては（１−Ｄ）・（１−２Ｄ）・（１＋Ｄ）のＰＲＭＬ構成を対象としたことを特徴とする。図１６において、第２実施形態はＮＲＺＩ記録系４４、微分検出部４６、磁気再生系４８、イコライザ１０６及び最尤検出回路１０８で構成される。このうち、ＮＲＺＩ記録系４４から磁気再生系４８までは図６の第１実施形態と基本的に同じになる。イコライザ１０６の伝達特性Ｑ（ｆ）は（２）式で示されるものであるが、（２）式右辺の中のＧ（ｆ）が異なる。即ち第２実施形態にあっては
Ｇ（ｆ）＝（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）１ （３）
となる。この場合のＲ（ｆ）・Ｇ（ｆ）で与えられる等化目標特性は、図１７の特性１１０のようになる。なお特性５６はナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）である。この第１実施形態における磁気再生系４８及びイコライザ１０６による畳み込み操作となる（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）１は、一般系である（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎにおいて、ｋ＝２，ｓ＝１，ｎ＝１とした場合であることが分かる。
図１７の特性１１０で与えられる等化目標特性により、イコライザ１０６の出力には図１８に示すインパルス応答波形１１２が得られる。このインパルス応答波形１１２は時間０で＋２、時間１Ｔで＋１、時間２Ｔで−１、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルレスポンス等化波形が得られている。ここで破線は負のインパルスに対するパーシャルレスポンス等化波形１１４である。また図１８にあっては説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳した波形となり、この値を中心に変動する。
図１６の最尤検出回路１０８は、ノイズが重畳したイコライザ１０６から出力されるパーシャルレスポンス等化波形を入力し、ビタビアルゴリズムにより畳み込み符号を検出する。この第２実施形態では記録系の（１−Ｄ）の畳み込み操作と、再生系の（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）１の畳み込み操作がなされており、
（１−Ｄ）・（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）
＝２−Ｄ−２Ｄ２＋Ｄ３
と展開できる。このため入力符号「１」に対し「２，−１，−２，１」の畳み込み符号を検出して出力符号を出力する。
次に図１６の第２実施形態を図２のハードディスクドライブに設けているリードチャネル３０に適用した場合の具体的な構成を説明する。この第２実施形態をリードチャネル３０に適用した場合のブロック図は、図９の第１実施形態と同じであり、その機能についても記録系から再生系のサンプル回路８０までは基本的に図９の第１実施形態と同じであり、イコライザ８２及び最尤検出回路８４が第２実施形態に固有な構成と動作をもつ。第２実施形態のイコライザ回路８４の伝達特性Ｑ（ｆ）は、ローパスフィルタ７８の伝達特性を含め、概略的には図１９の伝達特性１１６となる。ここで破線の特性９２は図１１の第１実施形態のイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）である。この第１実施形態のイコライザ伝達特性９２と第２実施形態のイコライザ伝達特性１１６を対比してみると、第１実施形態の（１−Ｄ）の畳み込み操作に対し、第２実施形態は（２−Ｄ）の畳み込み操作を行うことで、低周波帯域の利得が大きくなっていることが分かる。
図２０は第２実施形態における図１７の等化目標特性１１０を与える（１）式の関係を伝達特性図によって表している。図２０において、上段は（１）式右辺のＲ（ｆ）×Ｇ（ｆ）を表わしており、この内、Ｇ（ｆ）は再生系の畳み込み操作で、第２実施形態にあっては低周波帯域を減衰する畳み込み操作を（２−Ｄ）としており、第１実施形態の破線で示す（１−Ｄ）に比べ低周波帯域の利得が大きくなっている。そして、このＧ（ｆ）をナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）と乗算することで第２実施形態の図１９に示した中段の等化目標特性１１０が得られている。この等化目標特性１１０は下段に示す（２）式左辺の磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積に等しい。このためイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）はＲ（ｆ）・Ｇ（ｆ）で与えられる等化目標特性１１０を磁気再生系伝達特性Ｈ（ｆ）で割った（２）式の特性となるように調整すればよい。ここで第２実施形態で使用する図９のＶＦＯ回路８８は、イコライザ８２を（１＋Ｄ）フィルタと（２−Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
次に第２実施形態の最尤検出回路は、基本的には図１４に示した第１実施形態と同じ構成であるが、「２，−１，−２，１」の畳み込み符号をビタビアルゴリズムにより時系列的に検出するように動作する。図２１に第２実施形態の畳み込み符号の可能な組み合わせを表わすトレリス線図を示す。この場合も１ビットを４ビットに畳み込んでいるため、拘束長＝４である。このようにして最尤検出された符号は、図１４におけるポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、図９の第１実施形態と同様、最終的にデコーダ８６で９／８変換されて復調データとなる。
図２２（Ａ）〜（Ｉ）は、第２実施形態における記録再生の詳細を示したタイムチャートである。図２２（Ａ）のデータから図２２（Ｅ）のヘッド出力までは基本的に第１実施形態の図１５（Ａ）〜（Ｅ）と変わりないことから、説明を省略する。図２２（Ｆ）のイコライザは、たとえば１０タップのトランスバーサルＦＩＲフィルタで構成され、サンプル点の電圧は「２，−１，−２，１」の畳み込み符号の相互の重ね合わせから「＋３，＋２，＋１，０，−１，−２，−３」の７値となり、ナイキスト等化されたパーシャルレスポンス等化波形が図示のように出力される。図２２（Ｇ）の最尤検出回路ではビタビアルゴリズムにより図２１に示すトレリス線図に従って最尤検出し、図２２（Ｈ）の出力符号を出力する。最終的にデコーダで９／８変換し、図２２（Ｉ）のデータを出力する。
図２３は本発明の第３実施形態であり、この第３実施形態にあっては（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１のＰＲＭＬ構成を対象とすることを特徴とする。第３実施形態は、ＮＲＺＩ記録系４４から磁気再生系４８までは図６の第１実施形態と基本的に同じである。イコライザ１１８の伝達特性Ｑ（ｆ）は（２）式で示されるものであるが、（２）式右辺の再生系における畳み込み操作Ｇ（ｆ）が異なる。第３実施形態にあってＧ（ｆ）は
Ｇ（ｆ）＝（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１
となる。このため（４）式のＧ（ｆ）とナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）の積で与えられる第３実施形態の等化目標特性は、図２４の特性１２２のようになる。ここで破線の特性５６はナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）である。ここで第３実施形態の再生系における畳み込み操作は、一般形となる（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎにおいて、ｋ＝３，ｓ＝２，ｎ＝１とした場合である。
図２４のような等化目標特性を持つイコライザ１１８の出力には、図２５に示すインパルス応答波形１２４が得られる。このインパルス応答波形１２４は、時間０で＋３、時間＋１Ｔで＋１、時間２Ｔで−２、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルレスポンス等化波形が得られる。ここで破線は負のインパルスに対するパーシャルレスポンス等化波形１２６である。また説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳した波形となり、この値を中心に変動する。
第３実施形態の最尤検出回路１２０はノイズの重畳したパーシャルレスポンス等化波形からビタビアルゴリズムにより畳み込み符号を検出する。第３実施形態では記録系の（１−Ｄ）の畳み込みと再生系の（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１の畳み込みがなされているため、
（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）
＝３−２Ｄ−３Ｄ２＋２Ｄ３
と展開できる。このため入力符号「１」に対し「３，−２，−３，２」の畳み込み符号を検出し、出力符号を出力する。
この図２３の基本構成を持つ第３実施形態を図２のハードディスクドライブにおけるリードチャネル３０に適用した場合のブロック図は、図９の第１実施形態と同じになる。即ち、図９における記録系から再生系のサンプル回路８０までは基本的に第１実施形態と同じである。次の第３実施形態のイコライザ回路８２の伝達特性Ｑ（ｆ）は、ローパスフィルタ７８の伝達特性を含め、概略的に図２６の特性１２８に示すものとなる。ここで破線の特性９２は図１１の第１実施形態を示し、破線の特性１１６は図１９の第２実施形態の特性を示している。このため第３実施形態におけるイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）を与える特性１２８は、第１実施形態の特性９２と第２実施形態の特性１１６の中間の大きさとなっている。ここで、図９における第３実施形態のＶＦＯ回路８８は、イコライザ８２を（１＋Ｄ）フィルタと（３−２Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
図２７は、図２４の第３実施形態の等化目標特性１２２を与える（１）式の関係を、それぞれの伝達特性図によって表わしている。図２７において、再生系の畳み込み操作に対応したＧ（ｆ）は（３−２Ｄ）と（１＋Ｄ）の積で与えられ、（３−２Ｄ）は破線で示す第１実施形態の（１−Ｄ）と第２実施形態の（２−Ｄ）の中間の値をとっている。そして、このＧ（ｆ）をナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）との積を求めることで、第３実施形態の等化目標特性１２２が得られる。この等化目標特性１２２は下段に示す記録再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積に等しいことから、等化目標特性１２２を記録再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）で割る（２）式により、イコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）を求めることができる。
図９における第３実施形態の最尤検出回路８４は、基本的に図１４の第１実施形態と同じ構成であるが、「３，−２，−３，２」の畳み込み符号をビタビアルゴリズムにより時系列に検出するように動作する。図２８は第３実施形態の畳み込み符号の可能な組合せをあらわすトレリス線図を示す。この場合、１ビットを４ビットに畳み込んでいるため、拘束長＝４である。このようにして最尤検出されたデータは、図１４のポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、最終的に図９のデコーダ８６で９／８変換されて復調データとなる。
図２９（Ａ）〜（Ｉ）は第３実施形態における記録再生の詳細を示したタイムチャートである。図２９（Ａ）〜（Ｅ）のデータからヘッド出力までは基本的に図１５（Ａ）〜（Ｅ）の第１実施形態と同じになる。図２９（Ｆ）のイコライザは例えば１０タップのトランスバーサルＦＩＲフィルタで構成され、サンプル点の電圧は「３，−２，−３，２」の畳み込み符号の相互の重ね合せにより「＋５，＋３，＋２，＋１，０，−１，−２，−３，−５」の９値となり、図２９（Ｆ）に示すナイキスト等化されたパーシャルレスポンス等化波形が出力される。第３実施形態の最尤検出回路では、ビタビアルゴリズムにより図２８に示すトレリス線図に従って図２９（Ｇ）のような最尤検出が行われ、尤らしい実線で示すパスによる出力符号を図２９（Ｈ）のように出力する。なお破線は消滅したパスである。最終的にデコーダで出力符号を９／８変換し、図２９（Ｉ）のデータを出力する。このように第１実施形態、第２実施形態及び第３実施形態のいずれにあっても、再生系にノイズの低周波帯域を削減させるための（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を含むことにより、イコライザの伝達特性の自由度が増え、媒体などのノイズ特性に適応したフィルタ特性とすることが可能となり、再生系の最適化が達成されてエラーレートの改善を図ることができる。
図３０は本発明の第４実施形態の基本構成であり、この第４実施形態にあっては第３実施形態において更に再生系で（１＋Ｄ）の畳み込みを行う（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２のＰＲＭＬ構成としたことを特徴とする。
図３０において、ＮＲＺＩ記録系４４から磁気再生系４８までは図６の第１実施形態と基本的に同じである。次のイコライザ１３０の伝達特性Ｑ（ｆ）は（２）式で示されるものであるが、その内、再生系の畳み込み操作によるＧ（ｆ）が異なる。即ち第４実施形態のＧ（ｆ）は
Ｇ（ｆ）＝（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２ （５）
で与えられる。このため（１）式右辺のナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）と（５）式のＧ（ｆ）との積で与えられる再生系の等化目標特性は図３１の特性１３４のようになる。なお破線の特性５６はナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）である。このような再生系の等化目標特性を実現するイコライザ１３０の出力には図３２の実線で示すインパルス応答波形１３６が得られる。このインパルス応答波形１３６は、時間０で＋３、時間１Ｔで＋４、時間２Ｔで−１、時間３Ｔで−２、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルレスポンス等化波形となる。ここで破線の波形１３８は負のインパルスに対するパーシャルレスポンス等化波形である。また説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズの重畳した波形となり、この値を中心に変動する。
第４実施形態の最尤検出回路１３２は、ノイズの重畳したパーシャルレスポンス等化波形からビタビアルゴリズムにより畳み込み符号を検出する。第４実施形態では記録系の（１−Ｄ）の畳み込みと再生系の（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２の畳み込みがなされているので、
（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２
＝３＋Ｄ−５Ｄ２−Ｄ３＋２Ｄ４
と展開できる。このため入力符号「１」に対し「３，１，−５，−１，２」の畳み込み符号を検出し、出力符号を出力する。次に図３０の第４実施形態の基本構成を図２のハードディスクコントローラのリードチャネル３０に適用した場合の具体的な構成を説明する。この第４実施形態をリードチャネルに適用した場合のブロック図は、図９の第１実施形態と基本的に同じになる。即ち、記録系から再生系のサンプル回路８０までは基本的に第１実施形態と同じになり、イコライザ８２、最尤検出回路８４が第４実施形態固有の構成となる。
第４実施形態のイコライザ回路８２の伝達特性Ｑ（ｆ）は、前段のローパスフィルタ７８の伝達特性を含め、概略的には図３３の特性１４０に示すものとなる。ここで破線の特性１２８は図２６の第３実施形態の特性１２８である。この第３実施形態のイコライザ伝達特性１２８に比べ、第４実施形態の特性１４０にあっては、再生系に更に（１＋Ｄ）の畳み込み操作を加えたことで、高周波帯域の利得が減少し、同時に低周波帯域での利得が増加している。
図３４は第４実施形態における再生系の等化目標特性を与える（１）式の関係を伝達特性図により表わしている。図３４から明らかなように、再生系の畳み込み操作を与えるＧ（ｆ）には、第３実施形態の（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）に加え更に（１＋Ｄ）の畳み込みを加えており、これによって高周波帯域の利得を低減し、低周波帯域の利得を増大させている。この再生系のＧ（ｆ）とナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）の積が、図３３に示した第４実施形態の再生系における等化目標特性１４０となる。この状態で磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）が分かれば、再生系の等化目標特性１４０は磁気再生再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積に等しいことから、（２）式よりイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）を求めることができる。ここで、図９における第４実施形態のＶＦＯ回路８８は、イコライザ回路８２を（１＋Ｄ）フィルタと（１＋Ｄ）（３−２Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
次に第４実施形態の最尤検出回路８４、原理的には図１４の第１実施形態と同じ構成であるが、１ビットを５ビットに畳み込んでいるため、拘束長＝５となり、第１〜第３実施形態の拘束長＝４より約２倍の回路量を必要とする。具体的には図１４の最尤検出回路における二乗誤差検出回路９４において、図３５のトレリス線図の１６種のノードに対する１６種のノード累積二乗誤差が保持されている。累積二乗誤差計算回路９６では１６種のノード累積二乗誤差と３２種の二乗誤差をそれぞれ加算し、新たな３２種の分岐累積二乗誤差を計算する。比較選択回路９８は図３５のトレリス線図の右側の各ノードにおいて、２種の矢印で示される分岐累積二乗誤差を比較し、小さい方のデータを確からしいとして、そのデータと選択信号をパスメモリ１０２に出力する。同時に比較選択回路９８は、選択されたデータに対応する分岐累積二乗誤差を新たなそのノードのノード累積二乗誤差として累積二乗誤差保持回路１００に出力する。パスメモリ１０２は選択されたパスを記憶する多段のレジスタで構成され、比較選択回路９８からの選択データを記憶するとともに、選択信号に従い各段のデータを図３５のトレリス線図に示すようにコピーする。これによって各段で半数のパスが生き残り、また半数のパスが消滅する。これを繰り返すことにより、最も確からしいパスのみがパスメモリ１０２上に生き残り、最尤検出されることになる。このようにして第４実施形態の最尤検出回路は「３，１，−５，−１，２」の畳み込み符号を時系列に検出するように動作する。最尤検出されたデータはポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、最終的に図９に示す第４実施形態のデコーダ８６で９／８変換されて復調データとなる。
図３６は第４実施形態の記録再生の詳細を示したタイムチャートである。図３６（Ａ）〜（Ｅ）のデータからヘッド出力までは図１５（Ａ）〜（Ｅ）の第１実施形態と同じである。図３６（Ｆ）のイコライザの出力波形は、例えばイコライザを１０タップのトランスバーサルＦＩＲＥフィルタで構成し、この場合のサンプル点電圧は「３，１，−５，−１，２」の畳み込み符号の相互のずれによる重ね合わせで「＋５，＋４，＋３，＋２，＋１，０，−１，−２，−３，−４，−５」の１１値となり、ナイキスト等化された図示のパーシャルレスポンス等化波形が出力される。図３６（Ｇ）の最尤検出回路では、ビタビアルゴリズムにより図３５に示すトレリス線図に従って最尤検出することで、実線で示すパスが残り、図３６（Ｈ）の出力符号を出力する。最終的に、この出力符号を９／８変換することで、図３６（Ｉ）のデータを復調する。
なお上記の実施形態は再生系における畳み込み操作の一般系である（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎにおいて、
ｋ＝１，ｓ＝１，ｎ＝１とした第１実施形態、
ｋ＝１，ｓ＝２，ｎ＝１とした第２実施形態、
ｋ＝３，ｓ＝２，ｎ＝１とした第３実施形態、更に
ｋ＝３，ｓ＝２，ｎ＝２とした第４実施形態
を例にとるものであったが、本発明はこれに限定されず、媒体とヘッドの周波数特性で定まる磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）に対し、ｋ，ｓ，ｎを最適化することにより媒体ノイズなどの特性に合った最適なフィルタ特性を任意に設定することができる。
また上記の実施形態にあっては、記録系で（１−Ｄ）の畳み込みを行うＮＲＺＩ回路を設けた場合を例にとるものであったが、（１−Ｄ）の畳み込みを含まない他の記録系についても適用可能である。
また上記の実施形態にあっては、直流成分が問題になる場合にはスクランブル回路をエンコーダの前に設け、データをランダム化し、再生時にはデコーダの後ろにデスクランブル回路を設けて元のデータに戻しても良い。
また上記の実施形態において、ＶＦＯ回路はフィルタ出力より入力しているが、イコライザ出力より入力する構成としても良い。
また上記の実施形態では最尤検出回路で二乗誤差をとる場合を説明したが、絶対値を取り、１を含む定数をかけるようにしても同様に構成できる。
また再生系のサンプル回路以降はアナログ回路で構成しても良いし、量子化してデジタル回路で構成しても良い。
またヘッドは、ライトヘッドとリードヘッドを別々のヘッドで説明したが、同一のヘッドでも良い。更にＲＬＬ符号として８／９ＲＬＬ符号を例に取るものであったが、１６／１７ＲＬＬ符号などの他の符号でも適用可能である。
また本発明は、その目的と利点を損なわない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
産業上の利用の可能性
以上説明してきたように本発明によれば、再生系に少なくとも（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を含むことにより、媒体ノイズのように低周波帯域にパワーのピークがあるノイズを効果的に削減することができ、この低周波帯域のノイズの削減により、記録密度の向上、再生エラーレートの向上、更にはサイドストロークの削減による再生エラーレートの向上を図ることができる。
また再生系の（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作における整数ｋ、ｓを最適化することにより、イコライザの伝達特性の自由度が増え、媒体などのノイズ特性に適合したフィルタ特性を容易に実現することができ、この整数ｋ，ｓの最適化により効果的に低域ノイズを削減して記録密度を向上することができる。特に今後は１ビットの面積が磁性材料の粒子に近づくため、媒体ノイズが大きくなることになるが、本発明の再生系での（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を含むことにより低域ノイズを効果的に削減でき、記録密度の向上に大きく寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は従来の再生系で行っている（１＋Ｄ）の畳み込み操作による伝達特性図；
図２は媒体ノイズのパワースペクトルの特性図；
図３は従来の記録系で行っている（１−Ｄ）の畳み込み操作による伝達特性図；
図４は従来のＰＲ４ＭＬ法における等化目標の特性図；
図５は本発明が適用されたハードディスクドライブのブロック図；
図６は（１−Ｄ）２・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第１実施形態のブロック図；
図７は図６の第１実施形態における等化目標の特性図；
図８は図６のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図９は図６の第１実施形態に基づく図５のリードチャネルのブロック図；
図１０は図９におけるヘッド・媒体系の伝送特性図；
図１１は図９のローパスフィルタを含めたイコライザの伝達特性図；
図１２は図７の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図１３は図９の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図１４は図９の最尤検出回路のブロック図；
図１５は（１−Ｄ）２・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
図１６は（１−Ｄ）・（１−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第２実施形態のブロック図；
図１７は図１６の第２実施形態における等化目標の特性図；
図１８は図１６のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図１９は図１６のイコライザの伝達特性図；
図２０は図１７の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図２１は図１６の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図２２は（１−Ｄ）・（１−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
図２３は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第３実施形態のブロック図れ
図２４は図２３の第３実施形態における等化目標の特性図；
図２５は図２３のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図２６は図２３のイコライザの伝達特性図；
図２７は図２４の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図２８は図２３の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図２９は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
図３０は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第４実施形態のブロック図；
図３１は図３０の第４実施形態における等化目標の特性図；
図３２は図３０のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図３３は図３０のイコライザの伝達特性図；
図３４は図３１の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図３５は図３０の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図３６は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
本発明は、パーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置に関し、特に、媒体ノイズを低減して高密度記録するために最適な信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置に関する。
背景技術
近年、磁気ディスク装置の記録密度が飛躍的に増大している。これは高感度なＭＲヘッド（磁気抵抗効果ヘッド）に負うところが大きい。また同時に信号処理方法が従来のピーク検出方法から低ＳＮ比で再生可能なＰＲ４ＭＬ法（パーシャルレスポンス・クラス４・最尤検出方法）が実用化されたことによるところが大きい。
ＰＲ４ＭＬ法は、パーシャルレスポンスを利用して波形干渉を取り除くと共に、帯域の低減によりノイズを削減し、
Ｕ（Ｔ）＝（１−Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
Ｄ：１ビット遅延を示す遅延演算子
にしたがった畳み込み操作を施した後、ビタビアルゴリズムによる最尤検出回路によりノイズなどによる外乱をふくんだ再生信号から尤も確からしい信号を探し出すものである。
ここで、（１＋Ｄ）の畳み込み操作は、図１に示す伝達関数を有し、高周波帯域のノイズを削減するため、次数ｎを２、３と増やす改良がなされている。その結果、最尤検出回路は複雑化したが、エラーレートは改善された。
しかし、この改善方法では、高周波帯域のノイズの削減のみであったため、次数ｎは３が限度で、それ以上増しても、エラーレイトの改善は少なかった。
磁気記録で再生されるノイズには、高周波帯域よりも低周波帯域のパワーの大きいノイズが多い。高周波帯域のノイズは、プリアンプノイズ、ＭＲヘッドのノイズ等の帯域全体に渡ってほぼ一様に分布するノイズが大半である。それに対し媒体ノイズは、記録媒体の材料にもよるが、比較的低周波帯域にパワーのピークが存在する。近年では、１ビットの面積が磁性材料の粒子に近づくため、媒体ノイズが大きくなることにより、図２に示すような極端に低周波帯域にパワーのピークが存在する記録媒体もある。また隣接トラックからのサイドクロストークも、その性質上、低周波帯域なる程大きくなる。
従来、低周波帯域のノイズに対しては、ＰＲ４ＭＬ法における（１−Ｄ）の畳み込み操作で十分と考えられてきた。ここで、（１−Ｄ）の畳み込み操作は、図３に示す伝達特性を有し、低周波帯域のノイズを削減すると考えられていた。しかし、磁気記録におけるこの畳込み操作は、実際には媒体ノイズが発生する前の記録系で行われており、その等化目標は図４に示す特性であり、（１−Ｄ）の畳み込み操作は低周波帯域のノイズには何ら作用しておらず、媒体ノイズは（１−Ｄ）の畳み込み操作による伝達特性の影響を受けていなかった。
発明の開示
本発明は、低周波帯域のノイズを削減し、記録密度の向上をはかるパーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置を提供することを目的とする。
また本発明は、媒体ノイズを削減し、再生エラーレートの向上をはかるパーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置を提供することを目的とする。
更にサイドクロストークを削減し、再生エラーレートの向上を図るパーシャルレスポンスを利用した信号処理方法、信号処理回路及び情報記録再生装置を提供することを目的とする。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に媒体から情報を再生する信号処理方法であって、媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
の畳み込み操作を含む等化処理を行うことを特徴とする。ここで、本発明は、（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作により等化処理された信号から最尤検出により情報を復号する。
このように本発明は、（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を再生系で行うことにより、低周波帯域のノイズを削減することが可能となり、エラーレートを改善できる。また、畳み込み操作を（ｋ−ｓ・Ｄ）とし、ｋ，ｓを最適化することにより、媒体ノイズの特性に合った最適なフィルタ特性とすることができ、エラーレートが改善できる。
また本発明は、パーシャルレスポンスを利用して記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する信号処理回路であって、再生系に、媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。この信号処理回路は、更に等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けている。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して記録系により媒体に情報を記録し、再生系により媒体から情報を再生する情報記録再生装置であって、再生系に、媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。この情報記録再生装置は、更に等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けている。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に媒体から情報を再生する信号処理方法であって、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行い、媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を含む等化処理を行う。このように等化処理された信号から最尤検出により情報を復号する。
このように本発明は、入力信号に対する記録系での（１−Ｄ）の畳み込み操作（媒体に起因した低周波ノイズの低減作用はない）に加え、（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を再生系で行うことにより、低周波帯域のノイズを削減し、更に（１−Ｄ）の畳み込み操作を再生系で行って高周波ノイズを削減し、エラーレートを改善できる。また、畳み込み操作を（ｋ−ｓ・Ｄ）とし、ｋ，ｓを最適化することにより、媒体ノイズの特性に合った最適なフィルタ特性とすることができ、エラーレートが改善できる。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して、記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する信号処理回路であって、記録系に、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行う回路部を設け、再生系に、前記媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。更に、等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器が設けられる。
本発明は、パーシャルレスポンスを利用して、記録系により媒体に情報を記録し、再生系により媒体から情報を再生する情報記録再生装置であって、記録系に、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行う回路部を設け、再生系に、媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする。更に、等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けられる。
発明を実施するための最良の形態
図５は、本発明が適用されるハードディスクドライブのブロック図である。図５において、ハードディスクドライブは、ＳＣＳＩコントローラ１０、ドライブコントロール１２及びディスクエンクロージャ１４で構成される。勿論、ホストとのインタフェースはＳＣＳＩコントローラ１０に限定されず、適宜のインタフェースコントローラが使用できる。ＳＣＳＩコントローラ１０には、ＭＣＵ（メインコントロールユニット）１６、制御記憶として使用されるＤＲＡＭもしくはＳＲＡＭを用いたメモリ１８、制御プログラムを格納するフラッシュメモリなどの不揮発性メモリを使用したプログラムメモリ２０、ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）２２及びデータバッファ２４が設けられる。ドライブコントロール１２には、ドライブロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられる。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生ヘッドを備えた複合ヘッド３６−１〜３６−６を接続している。複合ヘッド３６−１〜３６−６は磁気ディスク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、ＶＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気ディスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドルモータ４２により一定速度で回転される。
図６は本発明の第１実施形態における基本構成を示したブロック図であり、この第１実施形態にあっては（１−Ｄ）２（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象としている。この第１実施形態における磁気記録再生系は、ＮＲＺＩ記録系４４、微分検出部４６、磁気再生系４８、イコライザ５０及び最尤検出回路５２で構成される。この第１実施形態における信号処理は、まず入力符号をＮＲＺＩ記録系４４でステップ状に媒体に記録することにより、１／（１−Ｄ）のプリコードと（１−Ｄ）の畳み込み演算を同時に行うことができる。この媒体に記録された入力符号を微分検出部４６としてのヘッドにより微分検出することにより、インパルス化される。ＭＲ（磁気抵抗効果ヘッド）でも磁束の垂直成分を検出することにより微分検出部４６と同様のインパルス化が得られる。ヘッド出力としては、媒体とヘッドの周波数特性で定まる磁気再生系４８の伝達特性Ｈ（ｆ）のインパルス応答波形が再生される。この磁気再生系４８の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ５０の伝達特性Ｑ（ｆ）の積が、再生系の等化目標であるナイキスト等化器の伝達特性Ｒ（ｆ）と（１−Ｄ）・１＋Ｄ）＝Ｇ（ｆ）の積で与えられる特性となる。即ち、この関係は次式のようになる。
Ｈ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ） （１）
図７は（１）式で与えられる図６の第１実施形態での再生系の等化目標特性５４を示す。ここで破線の特性５６はナイキスト等化器のコサイン・ロールオフ特性Ｒ（ｆ）であり、ｆｎはナイキスト周波数である。この図７の第１実施形態の等化目標特性５４を図４の従来の等化目標特性と比べてみると、第１実施形態の等化目標特性５４にあっては低周波帯域での利得が十分に低減されている。
このような等化目標特性５４を実現するための図６のイコライザ５０の伝達特性Ｑ（ｆ）は、（１）式より
Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）／｛Ｈ（ｆ）・Ｇ（ｆ）｝ （２）
となるように調整される。この（２）式の伝達特性Ｑ（ｆ）に調整されたイコライザ５０の出力には、図８に示すインパルス応答波形５８が得られる。このインパルス応答波形５８にあっては、時間−１Ｔで＋１、時間＋１Ｔで−１、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルスレスポンス等化波形が得られる。ここで時間ＴはＴ＝１／ｆｎである。また破線のインパルス応答波形６０は負のインパルスに対する応答波形である。このインパルス応答波形は、説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳した形となり、この値を中心にノイズにより変動するようになる。
図６の最尤検出回路５２は、イコライザ５０より出力されるノイズの重畳したパーシャルスレスポンス等化波形からビタビアルゴリズムに従って畳み込み符号を検出する。この第１実施形態ではＮＲＺＩ記録系４４の（１−Ｄ）の畳み込みと磁気再生系４８における（１−Ｄ）・（１＋Ｄ）の畳み込みがなされているので、これを展開すると次のようになる。
（１−Ｄ）２・（１＋Ｄ）＝１−Ｄ−Ｄ２＋Ｄ３
このため入力符号「１」に対し「１，−１，−１，１」の畳み込み符号を検出して出力符号を出力する。
ここで磁気再生系４８において低周波帯域での利得を制限するための（１−Ｄ）の畳み込み操作は、一般形として（ｋ−ｓ・Ｄ）で表わされる。このため第１実施形態にあっては、ｋ＝１，ｓ＝１とした場合である。更に記録系及び再生系を含めた全体の畳み込み操作は
（１−Ｄ）・（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
と一般形で表わされる。このため、再生系で高周波帯域での利得を減衰するための（１＋Ｄ）ｎの畳み込みは、この第１実施形態にあってはｎ＝１の場合であることが分かる。
図９は図５のハードディスクドライブに使用しているリードチャネル３０に図６の本発明の第１実施形態を適用した場合のブロック図である。図９において、記録系は、エンコーダ６２、ライトコンペ回路６４、ＮＲＺＩ変換回路６６、ライトアンプ６８及びライトヘッド７０で構成される。また再生系はリードヘッド７２、プリアンプ７４、ＡＧＣ回路７６、ローパスフィルタ７８、サンプル回路８０、イコライザ８２、最尤検出回路８４、デコーダ８６及びＶＦＯ回路８８で構成される。
図９のリードチャネルについて、その動作を説明すると次のようになる。入力されたデータはエンコーダ６２で連続する０の数が制限された例えば８／９ＲＬＬ符号に変換される。ライトコンペ回路６４はＮＬＴＳ（非線形シフト）を補償するため記録位置を予め僅かに移動させる。ＮＲＺＩ変換回路６６はフリップフロップ１段で構成され、ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）からＮＲＺＩ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）符号に変換する。このＮＲＺＩ変換回路６６における変換の際に、１／（１−Ｄ）のプリコードと（１−Ｄ）の畳み込みの演算が効果的に行われる。ライトアンプ６８はデータに対応した記録電流をライトヘッド７０に流して駆動し、図示しない媒体に磁気的に記録させる。リードヘッド７２は媒体の磁化の変化を検出するための微分検出特性を持っており、そのためステップ状に記録されたデータが微分されたインパルスとしてリードヘッド７２により検出される。同時に媒体は、その周波数特性に応じた伝達特性を備えているため、リードヘッド７２からはローレンツの近似式として知られるインパルス応答波形が出力される。この媒体とヘッドの周波数特性で定まる磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）は、例えば図１０の伝達特性９０に示すように、低周波帯域で大きく高周波帯域となるほど減衰する特性となる。
再び図９を参照するに、ヘッド再生信号はプリアンプ７４で増幅された後、更にＡＧＣ回路７６でヘッド再生信号の振幅が一定に制御され、ローパスフィルタ７８で不要なノイズが除去される。このローパスフィルタ７８は後段のイコライザ８２の一部を構成する。サンプル回路８０では、ＶＦＯ回路８８からのクロックにより再生信号をサンプルホールドするか、あるいはＡ／Ｄコンバータにより離散化する。イコライザ８２はトランスバーサルフィルタなどで構成され、その伝達特性は前段のローパスフィルタ７８の伝達特性との積が（２）式で示される伝達特性Ｑ（ｆ）となるように調整される。このイコライザ８２としては、再生信号に応じて自動的に調整する適応型とすることもできる。
図１１は図９のローパスフィルタ７８を含めたイコライザ８２の伝達特性Ｑ（ｆ）を概略的な特性９２として示している。この第１実施形態における特性９２で与えられるイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）は、低周波帯域が十分に減衰され、高周波でブーストした後、ナイキスト周波数ｆｎで減衰する特性となる。
再び図９を参照するに、ＶＦＯ回路８８は再生信号に同期したクロック信号を発生するもので、例えば特開平１−１４３４４７号に開示された方法で実現できる。またイコライザ回路８２を（１＋Ｄ）フィルタと（１−Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
図１２は図７の等化目標特性５４を与える（１）式の関係を伝達特性図によって表わしている。図１２において、（１）式の右辺は、図の上段に示すように、ナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）と（１−Ｄ）・（１＋Ｄ）の畳み込み操作となるＧ（ｆ）との積で与えられる。また（１）式の左辺は、図の下段に示すように、磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積となり、これが中段の等化目標特性５４を与える。したがって、Ｒ（ｆ）×Ｇ（ｆ）で与えられる等化目標特性５４を磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）で割った（２）式により、イコライザ８２の調整すべき伝達特性Ｑ（ｆ）を得ることができる。
次に図９の最尤検出回路８４を説明する。最尤検出回路８４は、イコライザ８２の出力するパーシャルスレスポンス等化波形から「１，−１，−１，１」の畳み込み符号を、ビタビアルゴリズムにより時系列的に検出するように動作する。
図１３は「１，−１，−１，１」の畳み込み符号についての可能な組合せを示すトレリス線図である。このトレリス線図において、左側（ｎ−３）ビットから（ｎ−１）ビットまでの３ビットについての８種類のノードを表わしている。右側は１ビット進んだ（ｎ−２）ビットからｎビットの３ビットを表わし、次のビットが「０」か「１」かで、ビット「０」の場合は破線の状態に移行し、ビット「１」の場合は実線の状態に移行する。更に、このとき取り得る電圧値を左側の３ビットの上下に示している。この電圧値は、畳み込み符号「１，−１，−１，１」が重複する範囲内でずれたときに加算合成される「＋２，＋１，０，−１，−２」の値をとる。また１ビットを４ビットに畳み込んでいる拘束長＝４であるため、前３ビットは前方のビットの影響を受けるが、４ビット目は影響を受けずに一義的に決まる。例えば（ｎ−３）ビットから（ｎ−１）ビットまでの前３ビットが「０００」のとき、電圧値が０であれば一番上の破線のようにｎビット目は「０」に移行し、電圧値が＋１のときはその下の実線のようにｎビット目が「１」に移行する。
次に図１３のトレリス線図を用いた最尤検出法について説明する。最尤検出の原理は、図１３のトレリス線図目標とされる電圧値と実際のサンプル電圧（ノイズにより目標電圧値よりずれている）との差を二乗し、これを各ビットで累積加算して累積二乗誤差を求める。この累積二乗誤差をトレリス線図で示される可能性のある全ての組合せについて求め、それらの累積二乗誤差が最も小さい組合せ（パス）が最も確からしいとして検出される。
図１４は図９の最尤検出回路８４の具体例を示したブロック図である。二乗誤差検出回路９４では、図１３のトレリス線図の目標とされる１６個の電圧値とパーシャルスレスポンス等化波形のサンプル値の差により１６種類の二乗誤差が検出される。累積二乗誤差保持回路１００には図１３のトレリス線図における８種のノードに対応する８種のノード累積二乗誤差が保持されている。累積二乗誤差計算回路９６では、８種のノード累積二乗誤差と１６種のノード累積二乗誤差をそれぞれ加算し、新たな１６種の分岐累積二乗誤差を計算する。比較選択回路９８は、図１３のトレリス線図の右側の各ノードに応じて２種の矢印で示される分岐累積二乗誤差を比較し、小さい方のデータを確からしいとして、そのデータと選択信号をパスメモリ１０２に出力する。同時に、選択されたデータに対応する分岐累積二乗誤差を新たなそのノードのノード累積二乗誤差として累積二乗誤差保持回路１００に出力する。パスメモリ１０２は、選択されたパスを記憶する多段のレジスタで構成され、比較選択回路９８からの選択データを記憶すると共に、選択信号に従い各段のデータを図１３のトレリス線図に示すようにコピーする。これにより各段で半数のパスが生き残り、また半数のパスが消滅する。このパスの比較選択を繰り返すことにより最も確からしいパスのみが最後まで生き残り、最尤検出される。パスメモリ１０２で最尤検出された符号はポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、最終的に図９のデコーダ８６で９／８変換されてデータとなる。
図１５（Ａ）〜（Ｉ）は、図９及び図１４の記録再生系における処理を詳細に示したタイムチャートである。図１５（Ａ）のデータはエンコーダ６２により８ビットごとに９ビットに変換する８／９ＲＬＬ符号に変換され、図１５（Ｂ）の入力符号となる。図１５（Ｃ）のＮＲＺＩ変換回路６６の処理にあっては、まず１／（１−Ｄ）の演算を行うが、これは入力符号と１／（１−Ｄ）演算の結果の１つ前のデータとを排他的論理和することと等価である。（１−Ｄ）の畳み込みは１／（１−Ｄ）の演算結果を１つ遅延させて減算したものと等価である。この１／（１−Ｄ）と（１−Ｄ）の演算はＮＲＺＩ変換回路６６のフリップフロップ１段で等価的に行われる。更に記録電流は「１」及び「−１」で向きが反転するように、ライトアンプ６８がライトヘッド７０を駆動する。媒体に記録された信号は図１５（Ｄ）のリードヘッドの微分検出作用でインパルスとなり、媒体及びヘッドの伝達特性により図１５（Ｅ）のようなインパルス応答波形がヘッド出力として得られる。イコライザ８２は例えば１０タップのトランスバーサルＦＩＲフィルタで構成され、図１５（Ｆ）のようにサンプル点の電圧が±２，±１，０の５値のそれぞれよりのずれ量に応じてイコライザ８２の各タップゲインを調整することを繰り返すことにより、図１１のような目標とする伝達特性Ｑ（ｆ）に自動的に調整することができる。この自動調整機能を備えたものが適応型イコライザと呼ばれ、その適応方法は最大傾斜法として知られている。この結果、イコライザ８２から出力されるサンプル点の電圧は、図１５（Ｆ）の黒ドットで示すように「＋２，＋１，０，−１，−２」となり、ナイキスト等化されたパーシャルスレスポンス波形とすることができる。なお図１５（Ｆ）にあっては、説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳された波形となる。ノイズが重畳されていてもイコライザ８２の動作は基本的には変わらない。最尤検出回路８４にあっては、図１４について既に説明したようにして畳み込み符号を検出する。図１５（Ｇ）は、この最尤検出で生き残ったパスを実線で示し、破線は消滅したパスを表わしている。このようにして最尤検出されたデータは図１４のポストコーダ１０４で演算されて図１５（Ｈ）の出力符号となり、更に図９のデコーダ８６で９／８変換されて、図１５（Ｉ）のデータとなる。
図１６は本発明の第２実施形態のブロック図であり、この第２実施形態にあっては（１−Ｄ）・（１−２Ｄ）・（１＋Ｄ）のＰＲＭＬ構成を対象としたことを特徴とする。図１６において、第２実施形態はＮＲＺＩ記録系４４、微分検出部４６、磁気再生系４８、イコライザ１０６及び最尤検出回路１０８で構成される。このうち、ＮＲＺＩ記録系４４から磁気再生系４８までは図６の第１実施形態と基本的に同じになる。イコライザ１０６の伝達特性Ｑ（ｆ）は（２）式で示されるものであるが、（２）式右辺の中のＧ（ｆ）が異なる。即ち第２実施形態にあっては
Ｇ（ｆ）＝（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）１ （３）
となる。この場合のＲ（ｆ）・Ｇ（ｆ）で与えられる等化目標特性は、図１７の特性１１０のようになる。なお特性５６はナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）である。この第１実施形態における磁気再生系４８及びイコライザ１０６による畳み込み操作となる（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）１は、一般系である（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎにおいて、ｋ＝２，ｓ＝１，ｎ＝１とした場合であることが分かる。
図１７の特性１１０で与えられる等化目標特性により、イコライザ１０６の出力には図１８に示すインパルス応答波形１１２が得られる。このインパルス応答波形１１２は時間０で＋２、時間１Ｔで＋１、時間２Ｔで−１、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルレスポンス等化波形が得られている。ここで破線は負のインパルスに対するパーシャルレスポンス等化波形１１４である。また図１８にあっては説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳した波形となり、この値を中心に変動する。
図１６の最尤検出回路１０８は、ノイズが重畳したイコライザ１０６から出力されるパーシャルレスポンス等化波形を入力し、ビタビアルゴリズムにより畳み込み符号を検出する。この第２実施形態では記録系の（１−Ｄ）の畳み込み操作と、再生系の（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）１の畳み込み操作がなされており、
（１−Ｄ）・（２−Ｄ）・（１＋Ｄ）
＝２−Ｄ−２Ｄ２＋Ｄ３
と展開できる。このため入力符号「１」に対し「２，−１，−２，１」の畳み込み符号を検出して出力符号を出力する。
次に図１６の第２実施形態を図２のハードディスクドライブに設けているリードチャネル３０に適用した場合の具体的な構成を説明する。この第２実施形態をリードチャネル３０に適用した場合のブロック図は、図９の第１実施形態と同じであり、その機能についても記録系から再生系のサンプル回路８０までは基本的に図９の第１実施形態と同じであり、イコライザ８２及び最尤検出回路８４が第２実施形態に固有な構成と動作をもつ。第２実施形態のイコライザ回路８４の伝達特性Ｑ（ｆ）は、ローパスフィルタ７８の伝達特性を含め、概略的には図１９の伝達特性１１６となる。ここで破線の特性９２は図１１の第１実施形態のイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）である。この第１実施形態のイコライザ伝達特性９２と第２実施形態のイコライザ伝達特性１１６を対比してみると、第１実施形態の（１−Ｄ）の畳み込み操作に対し、第２実施形態は（２−Ｄ）の畳み込み操作を行うことで、低周波帯域の利得が大きくなっていることが分かる。
図２０は第２実施形態における図１７の等化目標特性１１０を与える（１）式の関係を伝達特性図によって表している。図２０において、上段は（１）式右辺のＲ（ｆ）×Ｇ（ｆ）を表わしており、この内、Ｇ（ｆ）は再生系の畳み込み操作で、第２実施形態にあっては低周波帯域を減衰する畳み込み操作を（２−Ｄ）としており、第１実施形態の破線で示す（１−Ｄ）に比べ低周波帯域の利得が大きくなっている。そして、このＧ（ｆ）をナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）と乗算することで第２実施形態の図１９に示した中段の等化目標特性１１０が得られている。この等化目標特性１１０は下段に示す（２）式左辺の磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積に等しい。このためイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）はＲ（ｆ）・Ｇ（ｆ）で与えられる等化目標特性１１０を磁気再生系伝達特性Ｈ（ｆ）で割った（２）式の特性となるように調整すればよい。ここで第２実施形態で使用する図９のＶＦＯ回路８８は、イコライザ８２を（１＋Ｄ）フィルタと（２−Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
次に第２実施形態の最尤検出回路は、基本的には図１４に示した第１実施形態と同じ構成であるが、「２，−１，−２，１」の畳み込み符号をビタビアルゴリズムにより時系列的に検出するように動作する。図２１に第２実施形態の畳み込み符号の可能な組み合わせを表わすトレリス線図を示す。この場合も１ビットを４ビットに畳み込んでいるため、拘束長＝４である。このようにして最尤検出された符号は、図１４におけるポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、図９の第１実施形態と同様、最終的にデコーダ８６で９／８変換されて復調データとなる。
図２２（Ａ）〜（Ｉ）は、第２実施形態における記録再生の詳細を示したタイムチャートである。図２２（Ａ）のデータから図２２（Ｅ）のヘッド出力までは基本的に第１実施形態の図１５（Ａ）〜（Ｅ）と変わりないことから、説明を省略する。図２２（Ｆ）のイコライザは、たとえば１０タップのトランスバーサルＦＩＲフィルタで構成され、サンプル点の電圧は「２，−１，−２，１」の畳み込み符号の相互の重ね合わせから「＋３，＋２，＋１，０，−１，−２，−３」の７値となり、ナイキスト等化されたパーシャルレスポンス等化波形が図示のように出力される。図２２（Ｇ）の最尤検出回路ではビタビアルゴリズムにより図２１に示すトレリス線図に従って最尤検出し、図２２（Ｈ）の出力符号を出力する。最終的にデコーダで９／８変換し、図２２（Ｉ）のデータを出力する。
図２３は本発明の第３実施形態であり、この第３実施形態にあっては（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１のＰＲＭＬ構成を対象とすることを特徴とする。第３実施形態は、ＮＲＺＩ記録系４４から磁気再生系４８までは図６の第１実施形態と基本的に同じである。イコライザ１１８の伝達特性Ｑ（ｆ）は（２）式で示されるものであるが、（２）式右辺の再生系における畳み込み操作Ｇ（ｆ）が異なる。第３実施形態にあってＧ（ｆ）は
Ｇ（ｆ）＝（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１
となる。このため（４）式のＧ（ｆ）とナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）の積で与えられる第３実施形態の等化目標特性は、図２４の特性１２２のようになる。ここで破線の特性５６はナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）である。ここで第３実施形態の再生系における畳み込み操作は、一般形となる（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎにおいて、ｋ＝３，ｓ＝２，ｎ＝１とした場合である。
図２４のような等化目標特性を持つイコライザ１１８の出力には、図２５に示すインパルス応答波形１２４が得られる。このインパルス応答波形１２４は、時間０で＋３、時間＋１Ｔで＋１、時間２Ｔで−２、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルレスポンス等化波形が得られる。ここで破線は負のインパルスに対するパーシャルレスポンス等化波形１２６である。また説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズが重畳した波形となり、この値を中心に変動する。
第３実施形態の最尤検出回路１２０はノイズの重畳したパーシャルレスポンス等化波形からビタビアルゴリズムにより畳み込み符号を検出する。第３実施形態では記録系の（１−Ｄ）の畳み込みと再生系の（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１の畳み込みがなされているため、
（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）
＝３−２Ｄ−３Ｄ２＋２Ｄ３
と展開できる。このため入力符号「１」に対し「３，−２，−３，２」の畳み込み符号を検出し、出力符号を出力する。
この図２３の基本構成を持つ第３実施形態を図２のハードディスクドライブにおけるリードチャネル３０に適用した場合のブロック図は、図９の第１実施形態と同じになる。即ち、図９における記録系から再生系のサンプル回路８０までは基本的に第１実施形態と同じである。次の第３実施形態のイコライザ回路８２の伝達特性Ｑ（ｆ）は、ローパスフィルタ７８の伝達特性を含め、概略的に図２６の特性１２８に示すものとなる。ここで破線の特性９２は図１１の第１実施形態を示し、破線の特性１１６は図１９の第２実施形態の特性を示している。このため第３実施形態におけるイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）を与える特性１２８は、第１実施形態の特性９２と第２実施形態の特性１１６の中間の大きさとなっている。ここで、図９における第３実施形態のＶＦＯ回路８８は、イコライザ８２を（１＋Ｄ）フィルタと（３−２Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
図２７は、図２４の第３実施形態の等化目標特性１２２を与える（１）式の関係を、それぞれの伝達特性図によって表わしている。図２７において、再生系の畳み込み操作に対応したＧ（ｆ）は（３−２Ｄ）と（１＋Ｄ）の積で与えられ、（３−２Ｄ）は破線で示す第１実施形態の（１−Ｄ）と第２実施形態の（２−Ｄ）の中間の値をとっている。そして、このＧ（ｆ）をナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）との積を求めることで、第３実施形態の等化目標特性１２２が得られる。この等化目標特性１２２は下段に示す記録再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積に等しいことから、等化目標特性１２２を記録再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）で割る（２）式により、イコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）を求めることができる。
図９における第３実施形態の最尤検出回路８４は、基本的に図１４の第１実施形態と同じ構成であるが、「３，−２，−３，２」の畳み込み符号をビタビアルゴリズムにより時系列に検出するように動作する。図２８は第３実施形態の畳み込み符号の可能な組合せをあらわすトレリス線図を示す。この場合、１ビットを４ビットに畳み込んでいるため、拘束長＝４である。このようにして最尤検出されたデータは、図１４のポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、最終的に図９のデコーダ８６で９／８変換されて復調データとなる。
図２９（Ａ）〜（Ｉ）は第３実施形態における記録再生の詳細を示したタイムチャートである。図２９（Ａ）〜（Ｅ）のデータからヘッド出力までは基本的に図１５（Ａ）〜（Ｅ）の第１実施形態と同じになる。図２９（Ｆ）のイコライザは例えば１０タップのトランスバーサルＦＩＲフィルタで構成され、サンプル点の電圧は「３，−２，−３，２」の畳み込み符号の相互の重ね合せにより「＋５，＋３，＋２，＋１，０，−１，−２，−３，−５」の９値となり、図２９（Ｆ）に示すナイキスト等化されたパーシャルレスポンス等化波形が出力される。第３実施形態の最尤検出回路では、ビタビアルゴリズムにより図２８に示すトレリス線図に従って図２９（Ｇ）のような最尤検出が行われ、尤らしい実線で示すパスによる出力符号を図２９（Ｈ）のように出力する。なお破線は消滅したパスである。最終的にデコーダで出力符号を９／８変換し、図２９（Ｉ）のデータを出力する。このように第１実施形態、第２実施形態及び第３実施形態のいずれにあっても、再生系にノイズの低周波帯域を削減させるための（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を含むことにより、イコライザの伝達特性の自由度が増え、媒体などのノイズ特性に適応したフィルタ特性とすることが可能となり、再生系の最適化が達成されてエラーレートの改善を図ることができる。
図３０は本発明の第４実施形態の基本構成であり、この第４実施形態にあっては第３実施形態において更に再生系で（１＋Ｄ）の畳み込みを行う（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２のＰＲＭＬ構成としたことを特徴とする。
図３０において、ＮＲＺＩ記録系４４から磁気再生系４８までは図６の第１実施形態と基本的に同じである。次のイコライザ１３０の伝達特性Ｑ（ｆ）は（２）式で示されるものであるが、その内、再生系の畳み込み操作によるＧ（ｆ）が異なる。即ち第４実施形態のＧ（ｆ）は
Ｇ（ｆ）＝（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２ （５）
で与えられる。このため（１）式右辺のナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）と（５）式のＧ（ｆ）との積で与えられる再生系の等化目標特性は図３１の特性１３４のようになる。なお破線の特性５６はナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）である。このような再生系の等化目標特性を実現するイコライザ１３０の出力には図３２の実線で示すインパルス応答波形１３６が得られる。このインパルス応答波形１３６は、時間０で＋３、時間１Ｔで＋４、時間２Ｔで−１、時間３Ｔで−２、その他の時間±ｎＴ（ｎは整数）で０となるパーシャルレスポンス等化波形となる。ここで破線の波形１３８は負のインパルスに対するパーシャルレスポンス等化波形である。また説明の便宜上、ノイズのない波形を示しているが、実際にはノイズの重畳した波形となり、この値を中心に変動する。
第４実施形態の最尤検出回路１３２は、ノイズの重畳したパーシャルレスポンス等化波形からビタビアルゴリズムにより畳み込み符号を検出する。第４実施形態では記録系の（１−Ｄ）の畳み込みと再生系の（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２の畳み込みがなされているので、
（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２
＝３＋Ｄ−５Ｄ２−Ｄ３＋２Ｄ４
と展開できる。このため入力符号「１」に対し「３，１，−５，−１，２」の畳み込み符号を検出し、出力符号を出力する。次に図３０の第４実施形態の基本構成を図２のハードディスクコントローラのリードチャネル３０に適用した場合の具体的な構成を説明する。この第４実施形態をリードチャネルに適用した場合のブロック図は、図９の第１実施形態と基本的に同じになる。即ち、記録系から再生系のサンプル回路８０までは基本的に第１実施形態と同じになり、イコライザ８２、最尤検出回路８４が第４実施形態固有の構成となる。
第４実施形態のイコライザ回路８２の伝達特性Ｑ（ｆ）は、前段のローパスフィルタ７８の伝達特性を含め、概略的には図３３の特性１４０に示すものとなる。ここで破線の特性１２８は図２６の第３実施形態の特性１２８である。この第３実施形態のイコライザ伝達特性１２８に比べ、第４実施形態の特性１４０にあっては、再生系に更に（１＋Ｄ）の畳み込み操作を加えたことで、高周波帯域の利得が減少し、同時に低周波帯域での利得が増加している。
図３４は第４実施形態における再生系の等化目標特性を与える（１）式の関係を伝達特性図により表わしている。図３４から明らかなように、再生系の畳み込み操作を与えるＧ（ｆ）には、第３実施形態の（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）に加え更に（１＋Ｄ）の畳み込みを加えており、これによって高周波帯域の利得を低減し、低周波帯域の利得を増大させている。この再生系のＧ（ｆ）とナイキスト等化器のコサインロールオフ特性Ｒ（ｆ）の積が、図３３に示した第４実施形態の再生系における等化目標特性１４０となる。この状態で磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）が分かれば、再生系の等化目標特性１４０は磁気再生再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）とイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）の積に等しいことから、（２）式よりイコライザ伝達特性Ｑ（ｆ）を求めることができる。ここで、図９における第４実施形態のＶＦＯ回路８８は、イコライザ回路８２を（１＋Ｄ）フィルタと（１＋Ｄ）（３−２Ｄ）フィルタの部分に分け、（１＋Ｄ）フィルタの出力をＶＦＯ回路８８に入力することにより、従来技術で実現することができる。
次に第４実施形態の最尤検出回路８４、原理的には図１４の第１実施形態と同じ構成であるが、１ビットを５ビットに畳み込んでいるため、拘束長＝５となり、第１〜第３実施形態の拘束長＝４より約２倍の回路量を必要とする。具体的には図１４の最尤検出回路における二乗誤差検出回路９４において、図３５のトレリス線図の１６種のノードに対する１６種のノード累積二乗誤差が保持されている。累積二乗誤差計算回路９６では１６種のノード累積二乗誤差と３２種の二乗誤差をそれぞれ加算し、新たな３２種の分岐累積二乗誤差を計算する。比較選択回路９８は図３５のトレリス線図の右側の各ノードにおいて、２種の矢印で示される分岐累積二乗誤差を比較し、小さい方のデータを確からしいとして、そのデータと選択信号をパスメモリ１０２に出力する。同時に比較選択回路９８は、選択されたデータに対応する分岐累積二乗誤差を新たなそのノードのノード累積二乗誤差として累積二乗誤差保持回路１００に出力する。パスメモリ１０２は選択されたパスを記憶する多段のレジスタで構成され、比較選択回路９８からの選択データを記憶するとともに、選択信号に従い各段のデータを図３５のトレリス線図に示すようにコピーする。これによって各段で半数のパスが生き残り、また半数のパスが消滅する。これを繰り返すことにより、最も確からしいパスのみがパスメモリ１０２上に生き残り、最尤検出されることになる。このようにして第４実施形態の最尤検出回路は「３，１，−５，−１，２」の畳み込み符号を時系列に検出するように動作する。最尤検出されたデータはポストコーダ１０４で演算されて検出データとなり、最終的に図９に示す第４実施形態のデコーダ８６で９／８変換されて復調データとなる。
図３６は第４実施形態の記録再生の詳細を示したタイムチャートである。図３６（Ａ）〜（Ｅ）のデータからヘッド出力までは図１５（Ａ）〜（Ｅ）の第１実施形態と同じである。図３６（Ｆ）のイコライザの出力波形は、例えばイコライザを１０タップのトランスバーサルＦＩＲＥフィルタで構成し、この場合のサンプル点電圧は「３，１，−５，−１，２」の畳み込み符号の相互のずれによる重ね合わせで「＋５，＋４，＋３，＋２，＋１，０，−１，−２，−３，−４，−５」の１１値となり、ナイキスト等化された図示のパーシャルレスポンス等化波形が出力される。図３６（Ｇ）の最尤検出回路では、ビタビアルゴリズムにより図３５に示すトレリス線図に従って最尤検出することで、実線で示すパスが残り、図３６（Ｈ）の出力符号を出力する。最終的に、この出力符号を９／８変換することで、図３６（Ｉ）のデータを復調する。
なお上記の実施形態は再生系における畳み込み操作の一般系である（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎにおいて、
ｋ＝１，ｓ＝１，ｎ＝１とした第１実施形態、
ｋ＝１，ｓ＝２，ｎ＝１とした第２実施形態、
ｋ＝３，ｓ＝２，ｎ＝１とした第３実施形態、更に
ｋ＝３，ｓ＝２，ｎ＝２とした第４実施形態
を例にとるものであったが、本発明はこれに限定されず、媒体とヘッドの周波数特性で定まる磁気再生系の伝達特性Ｈ（ｆ）に対し、ｋ，ｓ，ｎを最適化することにより媒体ノイズなどの特性に合った最適なフィルタ特性を任意に設定することができる。
また上記の実施形態にあっては、記録系で（１−Ｄ）の畳み込みを行うＮＲＺＩ回路を設けた場合を例にとるものであったが、（１−Ｄ）の畳み込みを含まない他の記録系についても適用可能である。
また上記の実施形態にあっては、直流成分が問題になる場合にはスクランブル回路をエンコーダの前に設け、データをランダム化し、再生時にはデコーダの後ろにデスクランブル回路を設けて元のデータに戻しても良い。
また上記の実施形態において、ＶＦＯ回路はフィルタ出力より入力しているが、イコライザ出力より入力する構成としても良い。
また上記の実施形態では最尤検出回路で二乗誤差をとる場合を説明したが、絶対値を取り、１を含む定数をかけるようにしても同様に構成できる。
また再生系のサンプル回路以降はアナログ回路で構成しても良いし、量子化してデジタル回路で構成しても良い。
またヘッドは、ライトヘッドとリードヘッドを別々のヘッドで説明したが、同一のヘッドでも良い。更にＲＬＬ符号として８／９ＲＬＬ符号を例に取るものであったが、１６／１７ＲＬＬ符号などの他の符号でも適用可能である。
また本発明は、その目的と利点を損なわない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
産業上の利用の可能性
以上説明してきたように本発明によれば、再生系に少なくとも（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を含むことにより、媒体ノイズのように低周波帯域にパワーのピークがあるノイズを効果的に削減することができ、この低周波帯域のノイズの削減により、記録密度の向上、再生エラーレートの向上、更にはサイドストロークの削減による再生エラーレートの向上を図ることができる。
また再生系の（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作における整数ｋ、ｓを最適化することにより、イコライザの伝達特性の自由度が増え、媒体などのノイズ特性に適合したフィルタ特性を容易に実現することができ、この整数ｋ，ｓの最適化により効果的に低域ノイズを削減して記録密度を向上することができる。特に今後は１ビットの面積が磁性材料の粒子に近づくため、媒体ノイズが大きくなることになるが、本発明の再生系での（ｋ−ｓ・Ｄ）の畳み込み操作を含むことにより低域ノイズを効果的に削減でき、記録密度の向上に大きく寄与することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は従来の再生系で行っている（１＋Ｄ）の畳み込み操作による伝達特性図；
図２は媒体ノイズのパワースペクトルの特性図；
図３は従来の記録系で行っている（１−Ｄ）の畳み込み操作による伝達特性図；
図４は従来のＰＲ４ＭＬ法における等化目標の特性図；
図５は本発明が適用されたハードディスクドライブのブロック図；
図６は（１−Ｄ）２・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第１実施形態のブロック図；
図７は図６の第１実施形態における等化目標の特性図；
図８は図６のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図９は図６の第１実施形態に基づく図５のリードチャネルのブロック図；
図１０は図９におけるヘッド・媒体系の伝送特性図；
図１１は図９のローパスフィルタを含めたイコライザの伝達特性図；
図１２は図７の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図１３は図９の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図１４は図９の最尤検出回路のブロック図；
図１５は（１−Ｄ）２・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
図１６は（１−Ｄ）・（１−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第２実施形態のブロック図；
図１７は図１６の第２実施形態における等化目標の特性図；
図１８は図１６のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図１９は図１６のイコライザの伝達特性図；
図２０は図１７の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図２１は図１６の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図２２は（１−Ｄ）・（１−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
図２３は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第３実施形態のブロック図れ
図２４は図２３の第３実施形態における等化目標の特性図；
図２５は図２３のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図２６は図２３のイコライザの伝達特性図；
図２７は図２４の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図２８は図２３の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図２９は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）１ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
図３０は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２ＰＲＭＬ構成を対象とした本発明の第４実施形態のブロック図；
図３１は図３０の第４実施形態における等化目標の特性図；
図３２は図３０のイコライザ出力に表れるインパルス応答波形の説明図；
図３３は図３０のイコライザの伝達特性図；
図３４は図３１の等化目標特性を与えるＨ（ｆ）・Ｑ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・Ｇ（ｆ）の関係を伝達特性図によって表した説明図；
図３５は図３０の最尤検出回路で用いるトレリス線図；
図３６は（１−Ｄ）・（３−２Ｄ）・（１＋Ｄ）２ＰＲＭＬによる記録再生のタイムチャート；
Claims (12)
- パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に前記媒体から情報を再生する再生する信号処理方法において、
前記媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数でｋ≠ｓ
の畳み込み操作を含む等化処理を行うことを特徴とする信号処理方法。 - 請求の範囲１の信号処理方法において、前記等化処理された信号から最尤検出により情報を復号することを特徴とする信号処理方法。
- パーシャルレスポンスを利用して記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する信号処理回路において、
前記再生系に、前記媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数でｋ≠ｓ
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする信号処理回路。 - 請求の範囲３の信号処理回路において、前記等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けたことを特徴とする信号処理回路。
- パーシャルレスポンスを利用して記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する情報記録再生装置において、
前記再生系に、前記媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数でｋ≠ｓ
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする情報記録再生装置。 - 請求の範囲５の情報記録再生装置において、前記等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けたことを特徴とする情報記録再生装置。
- パーシャルレスポンスを利用して媒体に情報を記録した後に前記媒体から情報を再生する信号処理方法において、
前記媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行い、
前記媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を含む等化処理を行うことを特徴とする信号処理方法。 - 請求の範囲１の信号処理方法において、前記等化処理された信号から最尤検出により情報を復号することを特徴とする信号処理方法。
- パーシャルレスポンスを利用して、記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する信号処理回路において、
前記記録系に、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行う回路部を設け、
前記再生系に、前記媒体からの出力信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする信号処理回路。 - 請求の範囲９の信号処理回路において、前記等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けたことを特徴とする信号処理回路。
- パーシャルレスポンスを利用して、記録系により媒体に情報を記録し、再生系により前記媒体から情報を再生する情報記録再生装置において、
前記記録系に、媒体に記録する記録信号に
（１−Ｄ）
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
の畳み込み操作を行う回路部を設け、
前記再生系に、前記媒体からの再生信号に
（ｋ−ｓ・Ｄ）・（１＋Ｄ）ｎ
但し、Ｄ：１ビット遅延演算子
ｋ，ｓ：正の整数
ｎ：２以外の正の整数
の畳み込み操作を行う等化器を設けたことを特徴とする情報記録再生装置。 - 請求の範囲１１の情報法記録再生装置において、前記等化器の出力信号から最尤検出により情報を復号する最尤検出器を設けたことを特徴とする情報記録再生装置。
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