JPH097313A - ディジタル情報再生装置 - Google Patents
ディジタル情報再生装置Info
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- JPH097313A JPH097313A JP15588195A JP15588195A JPH097313A JP H097313 A JPH097313 A JP H097313A JP 15588195 A JP15588195 A JP 15588195A JP 15588195 A JP15588195 A JP 15588195A JP H097313 A JPH097313 A JP H097313A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 再生信号にレベル変動が生じた場合でも、正
確なサンプリングクロックの位相誤差情報を検出し、正
確なクロック再生を実現する。 【構成】 第１に、期待値制御器が、ビタビ復号動作中
に得られた生き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたデ
ィジタルデータを分類、蓄積し、蓄積されたディジタル
データを用いて記録再生系の応答特性を検出し、再生信
号に含まれるレベル変動を求め、検出結果よりビタビ復
号器で用いる多値レベルの期待値を制御し、第２に、位
相制御器が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパス
をもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータを分類、
蓄積し、蓄積されたディジタルデータを用いて記録再生
系の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル変動
を求め、このうちＶＣＯのサンプリングクロックの位相
ずれによるレベル変動成分を算出し、ＶＣＯのサンプリ
ングクロックの位相を制御する。
確なサンプリングクロックの位相誤差情報を検出し、正
確なクロック再生を実現する。 【構成】 第１に、期待値制御器が、ビタビ復号動作中
に得られた生き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたデ
ィジタルデータを分類、蓄積し、蓄積されたディジタル
データを用いて記録再生系の応答特性を検出し、再生信
号に含まれるレベル変動を求め、検出結果よりビタビ復
号器で用いる多値レベルの期待値を制御し、第２に、位
相制御器が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパス
をもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータを分類、
蓄積し、蓄積されたディジタルデータを用いて記録再生
系の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル変動
を求め、このうちＶＣＯのサンプリングクロックの位相
ずれによるレベル変動成分を算出し、ＶＣＯのサンプリ
ングクロックの位相を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、記録媒体から再生され
たアナログ信号から原ディジタル情報を再生するディジ
タル情報再生装置に関するものである。
たアナログ信号から原ディジタル情報を再生するディジ
タル情報再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、媒体上に高密度記録されたディジ
タル情報を復調する方式として、パーシャルレスポンス
処理とビタビ復号を組み合わせたＰＲＭＬ信号処理が用
いられている。媒体上に高密度記録を図ると、記録再生
系の周波数特性から符号間の干渉が発生する。
タル情報を復調する方式として、パーシャルレスポンス
処理とビタビ復号を組み合わせたＰＲＭＬ信号処理が用
いられている。媒体上に高密度記録を図ると、記録再生
系の周波数特性から符号間の干渉が発生する。
【０００３】パーシャルレスポンス処理は、既知の符号
間干渉を与えることで従来のナイキスト等化に比べてＳ
／Ｎ比を改善できる。一方、ビタビ復号は符号前後に相
関がある場合に有効である。パーシャルレスポンス処理
は、符号間に相関を持たせて既知の符号間干渉を与えて
るので、ビタビ復号との組み合わせが有効となる。
間干渉を与えることで従来のナイキスト等化に比べてＳ
／Ｎ比を改善できる。一方、ビタビ復号は符号前後に相
関がある場合に有効である。パーシャルレスポンス処理
は、符号間に相関を持たせて既知の符号間干渉を与えて
るので、ビタビ復号との組み合わせが有効となる。
【０００４】一般に、周波数特性から、光ディスクの記
録再生特性とパーシャルレスポンスクラス１等化特性、
磁気ディスクの記録再生特性とパーシャルレスポンスク
ラス４等化特性との整合性がよいとされている。さらに
高密度化するために、より符号間干渉をもたせた多値レ
ベルのＰＲＭＬ信号処理方式が検討されている。
録再生特性とパーシャルレスポンスクラス１等化特性、
磁気ディスクの記録再生特性とパーシャルレスポンスク
ラス４等化特性との整合性がよいとされている。さらに
高密度化するために、より符号間干渉をもたせた多値レ
ベルのＰＲＭＬ信号処理方式が検討されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ビタビ復号は
振幅情報を利用するため、振幅変動の影響を強く受ける
ことになる。帯域通過特性をもつ磁気ディスクや磁気テ
ープなどでは磁気ヘッドとディスク、テープ面の距離が
変動することなどにより再生信号波形にレベル変動が生
じる。
振幅情報を利用するため、振幅変動の影響を強く受ける
ことになる。帯域通過特性をもつ磁気ディスクや磁気テ
ープなどでは磁気ヘッドとディスク、テープ面の距離が
変動することなどにより再生信号波形にレベル変動が生
じる。
【０００６】また低域通過特性をもつ光ディスクでは、
デフォーカスやディスクの反射率変動や記録再生系がＤ
Ｃ成分を通過させないことやレーザの記録パワーの変動
による再生信号の対称性が損なわれることなどにより再
生信号波形にレベル変動が生じる。
デフォーカスやディスクの反射率変動や記録再生系がＤ
Ｃ成分を通過させないことやレーザの記録パワーの変動
による再生信号の対称性が損なわれることなどにより再
生信号波形にレベル変動が生じる。
【０００７】図１は再生信号から取り出したクロックに
よってパーシャルレスポンスクラス２等化した再生信号
をサンプリングし、サンプリングデータの振幅値を時間
軸方向に表したものである。再生信号にはガウス分布に
近いホワイトノイズが含まれている。このようなホワイ
トノイズだけが再生信号に含まれる場合、図１（ａ）の
ように再生信号のサンプリングデータがあるばらつきを
もって分布する。この場合には、ビタビ復号の期待値を
サンプリングデータのばらつきの中心に固定すれば、復
号時に最良のエラーレートを実現できる。
よってパーシャルレスポンスクラス２等化した再生信号
をサンプリングし、サンプリングデータの振幅値を時間
軸方向に表したものである。再生信号にはガウス分布に
近いホワイトノイズが含まれている。このようなホワイ
トノイズだけが再生信号に含まれる場合、図１（ａ）の
ように再生信号のサンプリングデータがあるばらつきを
もって分布する。この場合には、ビタビ復号の期待値を
サンプリングデータのばらつきの中心に固定すれば、復
号時に最良のエラーレートを実現できる。
【０００８】ホワイトノイズ以外にレベル変動が再生信
号に加わると、図１（ｂ）のようにサンプルデータがホ
ワイトノイズによるばらつきに加え、レベル変動により
さらにばらつく。
号に加わると、図１（ｂ）のようにサンプルデータがホ
ワイトノイズによるばらつきに加え、レベル変動により
さらにばらつく。
【０００９】このような再生信号をビタビ復号する際、
期待値をばらつきの中心となる位置に固定すると、ホワ
イトノイズのみならずレベル変動によるばらつきをもＰ
ＲＭＬ処理されてしまい、ＰＲＭＬ信号処理によるエラ
ーレートの改善効果が十分に得られない。
期待値をばらつきの中心となる位置に固定すると、ホワ
イトノイズのみならずレベル変動によるばらつきをもＰ
ＲＭＬ処理されてしまい、ＰＲＭＬ信号処理によるエラ
ーレートの改善効果が十分に得られない。
【００１０】また図１（ｂ）にみられるようなレベル変
動が再生信号に含まれていると、従来から用いられてい
る再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動によって変動を受けたゼロクロス点の位
相とＶＣＯの位相を比較するため、誤った位相誤差情報
がＶＣＯにフィードバックされる。
動が再生信号に含まれていると、従来から用いられてい
る再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動によって変動を受けたゼロクロス点の位
相とＶＣＯの位相を比較するため、誤った位相誤差情報
がＶＣＯにフィードバックされる。
【００１１】また極端な場合、従来から用いられている
再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動により長時間に渡ってゼロクロス点を検
出できない、位相誤差情報を検出できない状態が起こり
うる。
再生信号のゼロクロス点でクロックを抽出する方法で
は、レベル変動により長時間に渡ってゼロクロス点を検
出できない、位相誤差情報を検出できない状態が起こり
うる。
【００１２】このような状態が続くと、やがて再生側の
同期がはずれ、ＰＲＭＬ信号処理に致命的なエラーを引
き起こす。以上のように再生信号にレベル変動が生じる
と、第１にＰＲＭＬ信号処理によるエラーレート改善効
果を低減させること、第２に正確なクロック再生が実現
できないため、このレベル変動を抑制することが課題で
あった。
同期がはずれ、ＰＲＭＬ信号処理に致命的なエラーを引
き起こす。以上のように再生信号にレベル変動が生じる
と、第１にＰＲＭＬ信号処理によるエラーレート改善効
果を低減させること、第２に正確なクロック再生が実現
できないため、このレベル変動を抑制することが課題で
あった。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル信号
再生回路は、再生アナログ信号をディジタルデータに変
換するＡ／Ｄ変換器とＡ／Ｄ変換器から出力されたディ
ジタルデータを入力として原ディジタル情報を復号する
ビタビ復号器とビタビ復号器に用いられる多値レベルの
期待値を制御する期待値制御器と、Ａ／Ｄ変換器で用い
られるサンプリングクロックを発生させるＶＣＯとＶＣ
Ｏが出力するサンプリングクロックの位相を制御する位
相制御器を備えたディジタル情報再生装置において、期
待値制御器が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパ
スをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータを分
類、蓄積し、蓄積されたディジタルデータを用いて記録
再生系の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル
変動を求め、ビタビ復号器で用いる多値レベルの期待値
を制御し、位相制御器がビタビ復号動作中に得られた生
き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデー
タを分類、蓄積し、蓄積されたディジタルデータを用い
て記録再生系の応答特性を検出し、再生信号に含まれる
レベル変動を求め、このうちＶＣＯのサンプリングクロ
ックの位相ずれによるレベル変動成分を算出し、算出結
果よりＶＣＯのサンプリングクロックの位相を制御する
構成とした。
再生回路は、再生アナログ信号をディジタルデータに変
換するＡ／Ｄ変換器とＡ／Ｄ変換器から出力されたディ
ジタルデータを入力として原ディジタル情報を復号する
ビタビ復号器とビタビ復号器に用いられる多値レベルの
期待値を制御する期待値制御器と、Ａ／Ｄ変換器で用い
られるサンプリングクロックを発生させるＶＣＯとＶＣ
Ｏが出力するサンプリングクロックの位相を制御する位
相制御器を備えたディジタル情報再生装置において、期
待値制御器が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパ
スをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータを分
類、蓄積し、蓄積されたディジタルデータを用いて記録
再生系の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル
変動を求め、ビタビ復号器で用いる多値レベルの期待値
を制御し、位相制御器がビタビ復号動作中に得られた生
き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデー
タを分類、蓄積し、蓄積されたディジタルデータを用い
て記録再生系の応答特性を検出し、再生信号に含まれる
レベル変動を求め、このうちＶＣＯのサンプリングクロ
ックの位相ずれによるレベル変動成分を算出し、算出結
果よりＶＣＯのサンプリングクロックの位相を制御する
構成とした。
【００１４】
【作用】上記構成のディジタル信号再生回路は、期待値
制御器が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパスを
もとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータを分類、蓄
積し、蓄積されたディジタルデータを用いて記録再生系
の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル変動を
求め、検出結果よりビタビ復号器で用いる多値レベルの
期待値を制御し、再生信号にレベル変動が生じていても
ビタビ復号器の期待値をレベル変動に応じて追従させる
ことができるので、ＰＲＭＬ信号処理によるエラーレー
トの改善効果を十分に発揮できる。
制御器が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパスを
もとに、Ａ／Ｄ変換されたディジタルデータを分類、蓄
積し、蓄積されたディジタルデータを用いて記録再生系
の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル変動を
求め、検出結果よりビタビ復号器で用いる多値レベルの
期待値を制御し、再生信号にレベル変動が生じていても
ビタビ復号器の期待値をレベル変動に応じて追従させる
ことができるので、ＰＲＭＬ信号処理によるエラーレー
トの改善効果を十分に発揮できる。
【００１５】また、位相制御器が、ビタビ復号動作中に
得られた生き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディ
ジタルデータを分類、蓄積し、蓄積されたディジタルデ
ータを用いて記録再生系の応答特性を検出し、再生信号
に含まれるレベル変動を求め、このうちＶＣＯのサンプ
リングクロックの位相ずれによるレベル変動成分を算出
し、算出結果よりＶＣＯのサンプリングクロックの位相
を制御し、再生信号にレベル変動が生じていても、正確
なサンプリングクロックの位相誤差情報をＶＣＯに出力
するため、正確なクロック再生が実現できる。
得られた生き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディ
ジタルデータを分類、蓄積し、蓄積されたディジタルデ
ータを用いて記録再生系の応答特性を検出し、再生信号
に含まれるレベル変動を求め、このうちＶＣＯのサンプ
リングクロックの位相ずれによるレベル変動成分を算出
し、算出結果よりＶＣＯのサンプリングクロックの位相
を制御し、再生信号にレベル変動が生じていても、正確
なサンプリングクロックの位相誤差情報をＶＣＯに出力
するため、正確なクロック再生が実現できる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明のディジタル信号再生回路の実
施例について述べる。変調符号として（１、７）ＲＬＬ
符号を、パーシャルレスポンス等化としてクラス２をも
ちいることとする。また（１、７）ＲＬＬ符号の特徴で
ある最小極性反転間隔が２以上であることもちい、発生
しない状態遷移を除いたいわゆる４状態４値ビタビ復号
器をもちいることとする。ランレングス符号とパーシャ
ルレスポンスクラス２等化を組み合わせて記録媒体から
の再生信号に応用した公知例は特開平４−２３２６６８
として知られている。公知例では最小極性反転距離が２
以上のランレングスリミテッド符号をもちい、パーシャ
ルレスポンスクラス２等化をした場合、原ディジタル信
号と再生信号の振幅値は図２のような状態遷移図に従
う。
施例について述べる。変調符号として（１、７）ＲＬＬ
符号を、パーシャルレスポンス等化としてクラス２をも
ちいることとする。また（１、７）ＲＬＬ符号の特徴で
ある最小極性反転間隔が２以上であることもちい、発生
しない状態遷移を除いたいわゆる４状態４値ビタビ復号
器をもちいることとする。ランレングス符号とパーシャ
ルレスポンスクラス２等化を組み合わせて記録媒体から
の再生信号に応用した公知例は特開平４−２３２６６８
として知られている。公知例では最小極性反転距離が２
以上のランレングスリミテッド符号をもちい、パーシャ
ルレスポンスクラス２等化をした場合、原ディジタル信
号と再生信号の振幅値は図２のような状態遷移図に従
う。
【００１７】図２は記録符号のシンボルを０または１と
し、パーシャルレスポンスクラス２のインパルス応答の
最大振幅値をＡ（Ａは正の値）としている。また状態Ｓ
（ｉ，ｊ）は２ビット前の記録符号がｉであり、１ビッ
ト前の記録符号がｊである状態を表している。各パスに
付加されたｍ／ｖは、それぞれパーシャルレスポンスク
ラス２等化回路へ入力される現在の（１，７）ＲＬＬ符
号ｍとパーシャルレスポンスクラス２等化回路の出力振
幅値ｖを表している。この状態遷移図を時間軸方向に展
開したものが図３のようなトレリス線図となる。
し、パーシャルレスポンスクラス２のインパルス応答の
最大振幅値をＡ（Ａは正の値）としている。また状態Ｓ
（ｉ，ｊ）は２ビット前の記録符号がｉであり、１ビッ
ト前の記録符号がｊである状態を表している。各パスに
付加されたｍ／ｖは、それぞれパーシャルレスポンスク
ラス２等化回路へ入力される現在の（１，７）ＲＬＬ符
号ｍとパーシャルレスポンスクラス２等化回路の出力振
幅値ｖを表している。この状態遷移図を時間軸方向に展
開したものが図３のようなトレリス線図となる。
【００１８】トレリス線図（図３）は図２の状態遷移を
時間軸方向に展開したものである。状態をとりうる確か
らしさをあらわすメトリック値がＬ(i,j) kとして各状態
に付加されている。ここでｋは時刻をあらわしている。
時刻ｋの各状態において、とりうる時刻ｋ−１からの状
態遷移のうち、メトリックのおおきな状態遷移を最尤な
状態遷移として選択する。以下の式によってメトリック
を計算する。
時間軸方向に展開したものである。状態をとりうる確か
らしさをあらわすメトリック値がＬ(i,j) kとして各状態
に付加されている。ここでｋは時刻をあらわしている。
時刻ｋの各状態において、とりうる時刻ｋ−１からの状
態遷移のうち、メトリックのおおきな状態遷移を最尤な
状態遷移として選択する。以下の式によってメトリック
を計算する。
【００１９】 Ｌ(1,1) k＝max[Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−2A）2，Ｌ(0,1) k-1−（ｙk−A）2] Ｌ(1,0) k＝ Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−A）2 （式１） Ｌ(0,1) k＝ Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋A）2 Ｌ(0,0) k＝max[Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋2A）2，Ｌ(1,0) k-1−（ｙk＋A）2] このように時刻ｋ−１のメトリックＬ(0,0) k-1、Ｌ
(0,1) k-1、Ｌ(1,0) k-1、Ｌ (1,1) k-1と時刻ｋの再生信号
振幅値ｙkが与えられると、とりうる６本の状態遷移の
うち４本の状態遷移が選択される。ここで状態Ｓ(1,1)
から状態Ｓ(1,1)への遷移をpath０、状態Ｓ(0,1)から状
態Ｓ(1,1)への遷移をpath１、状態Ｓ(1,1)から状態Ｓ
(1,0)の遷移をpath２、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,1)へ
の遷移をpath３、状態Ｓ(1,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移
をpath４、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移をpath
５としておく。
(0,1) k-1、Ｌ(1,0) k-1、Ｌ (1,1) k-1と時刻ｋの再生信号
振幅値ｙkが与えられると、とりうる６本の状態遷移の
うち４本の状態遷移が選択される。ここで状態Ｓ(1,1)
から状態Ｓ(1,1)への遷移をpath０、状態Ｓ(0,1)から状
態Ｓ(1,1)への遷移をpath１、状態Ｓ(1,1)から状態Ｓ
(1,0)の遷移をpath２、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,1)へ
の遷移をpath３、状態Ｓ(1,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移
をpath４、状態Ｓ(0,0)から状態Ｓ(0,0)への遷移をpath
５としておく。
【００２０】これを各時刻において計算し、パスを選択
することで、トレリス線図に従う状態遷移のうちからも
っとも確からしい状態遷移系列（生き残りパス）Ｐkを
決定することができる。生き残りパスから原ディジタル
情報をデコードすることで最尤復号を実現できる。
することで、トレリス線図に従う状態遷移のうちからも
っとも確からしい状態遷移系列（生き残りパス）Ｐkを
決定することができる。生き残りパスから原ディジタル
情報をデコードすることで最尤復号を実現できる。
【００２１】図４は、本発明のディジタル信号再生回路
の実施例の構成図である。光ディスクから再生された信
号はイコライザ１によって波形等化される。イコライザ
１は記録再生系の周波数特性とイコライザ１自身の周波
数特性を合わせてパーシャルレスポンスクラス２等化特
性となるように設定されている。イコライザ１により波
形等化された再生信号はＶＣＯ２の出力クロックをサン
プリングクロックとするＡ／Ｄ変換器３によってディジ
タルデータに変換される。
の実施例の構成図である。光ディスクから再生された信
号はイコライザ１によって波形等化される。イコライザ
１は記録再生系の周波数特性とイコライザ１自身の周波
数特性を合わせてパーシャルレスポンスクラス２等化特
性となるように設定されている。イコライザ１により波
形等化された再生信号はＶＣＯ２の出力クロックをサン
プリングクロックとするＡ／Ｄ変換器３によってディジ
タルデータに変換される。
【００２２】ディジタルデータはビタビ復号器４に入力
され、ビタビ復号器４は期待値／位相制御器５が設定す
るビタビ復号期待値をもちいてディジタルデータより最
尤な生き残りパスを求める。このときビタビ復号器４は
生き残りパスからデコードされた（１、７）符号データ
を（１、７）復号器６に出力し、生き残りパスと生き残
りパスと同時刻のサンプリングデータを期待値／位相制
御器５に出力する。期待値／位相制御器５は生き残りパ
スによってサンプリングデータを後で説明する方法によ
って判別し、レジスタに格納する。格納されたディジタ
ルデータより演算を行い、位相誤差データをＶＣＯ２
に、ビタビ復号期待値をビタビ復号器４に出力する。
（１、７）復号器６は（１、７）符号データを原ディジ
タル情報に変換する。
され、ビタビ復号器４は期待値／位相制御器５が設定す
るビタビ復号期待値をもちいてディジタルデータより最
尤な生き残りパスを求める。このときビタビ復号器４は
生き残りパスからデコードされた（１、７）符号データ
を（１、７）復号器６に出力し、生き残りパスと生き残
りパスと同時刻のサンプリングデータを期待値／位相制
御器５に出力する。期待値／位相制御器５は生き残りパ
スによってサンプリングデータを後で説明する方法によ
って判別し、レジスタに格納する。格納されたディジタ
ルデータより演算を行い、位相誤差データをＶＣＯ２
に、ビタビ復号期待値をビタビ復号器４に出力する。
（１、７）復号器６は（１、７）符号データを原ディジ
タル情報に変換する。
【００２３】ビタビ復号器４と期待値／位相制御器５と
ＶＣＯ２の動作について詳しく述べる。ビタビ復号器４
は再生信号のレベル変動に追従するために期待値／位相
制御器５が出力したビタビ復号用期待値level[0]，leve
l[1]，level[2]，level[3]，level[4]，level[5]をもち
いる。したがって（式１）を修正し、（式２）をもちい
てビタビ復号を行う。 Ｌ(1,1) k=max[Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[0])2,Ｌ(0,1) k-1-(ｙk-level[1])2] Ｌ(1,0) k= Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[2])2 （式２） Ｌ(0,1) k= Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[3])2 Ｌ(0,0) k=max[Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[5])2,Ｌ(1,0) k-1-(ｙk-level[4])2] 図５のように、時刻−１において４つの状態のメトリッ
クが初期値０をとり、時刻０以降、再生信号がビタビ復
号器に入力されたとする。ただしパーシャルレスポンス
クラス２のインパルス応答の最大振幅値Ａを２とする。
時刻−１における各状態のメトリックは０、時刻０の再
生信号振幅は４であるので、期待値／位相制御器５は初
期値としてlevel[０]＝４、level[１]＝level[２]＝
２、level[３]＝level[４]＝−２、level[５]＝−４を
出力しているとすると、時刻０におけるメトリックがも
とまる。 Ｌ(1,1) 0＝max[０−（４−４）2，０−（４−２）2] ＝ ０ Ｌ(1,0) 0＝ ０−（４−２）2 ＝−４ （式３） Ｌ(0,1) 0＝ ０−（４＋２）2 ＝−３６ Ｌ(0,0) 0＝max[０−（４＋４）2，０−（４＋２）2] ＝−３６ （式２）にlevel[ｉ]（ｉは０から５までの整数）の値
と、Ｌ(1,1) 0とＬ(1,0) 0とＬ(0,1) 0とＬ(0,0) 0の値を代
入し、（式４）をもちいてビタビ復号器４は期待値／位
相制御器５が再生信号からレベル変動成分を検出するま
で、各時刻ｋにおいて巡回的に計算し、図５のようなト
レリス線図が得られる。 Ｌ(1,1) k＝max[Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−4）2，Ｌ(0,1) k-1−（ｙk−2）2] Ｌ(1,0) k＝ Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−2）2 （式４） Ｌ(0,1) k＝ Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋2）2 Ｌ(0,0) k＝max[Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋4）2，Ｌ(1,0) k-1−（ｙk＋2）2] 図５には、各時刻の各状態のノードにメトリックが付加
されている。選択されたパスは実線で、選択されなかっ
たパスは破線で示されている。図５のトレリス線図上に
時系列につながった実線のパスのうち、とぎれることの
ないパスが存在する。これが生き残りパスであり太実線
で示されている。ビタビ復号器４は生き残りパスＰkか
らＰk＝path0,path1,path4,path5であれば、’０’を、
Ｐk＝path2,path3であれば、’１’を（１、７）復調器
６に出力する。
ＶＣＯ２の動作について詳しく述べる。ビタビ復号器４
は再生信号のレベル変動に追従するために期待値／位相
制御器５が出力したビタビ復号用期待値level[0]，leve
l[1]，level[2]，level[3]，level[4]，level[5]をもち
いる。したがって（式１）を修正し、（式２）をもちい
てビタビ復号を行う。 Ｌ(1,1) k=max[Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[0])2,Ｌ(0,1) k-1-(ｙk-level[1])2] Ｌ(1,0) k= Ｌ(1,1) k-1-(ｙk-level[2])2 （式２） Ｌ(0,1) k= Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[3])2 Ｌ(0,0) k=max[Ｌ(0,0) k-1-(ｙk-level[5])2,Ｌ(1,0) k-1-(ｙk-level[4])2] 図５のように、時刻−１において４つの状態のメトリッ
クが初期値０をとり、時刻０以降、再生信号がビタビ復
号器に入力されたとする。ただしパーシャルレスポンス
クラス２のインパルス応答の最大振幅値Ａを２とする。
時刻−１における各状態のメトリックは０、時刻０の再
生信号振幅は４であるので、期待値／位相制御器５は初
期値としてlevel[０]＝４、level[１]＝level[２]＝
２、level[３]＝level[４]＝−２、level[５]＝−４を
出力しているとすると、時刻０におけるメトリックがも
とまる。 Ｌ(1,1) 0＝max[０−（４−４）2，０−（４−２）2] ＝ ０ Ｌ(1,0) 0＝ ０−（４−２）2 ＝−４ （式３） Ｌ(0,1) 0＝ ０−（４＋２）2 ＝−３６ Ｌ(0,0) 0＝max[０−（４＋４）2，０−（４＋２）2] ＝−３６ （式２）にlevel[ｉ]（ｉは０から５までの整数）の値
と、Ｌ(1,1) 0とＬ(1,0) 0とＬ(0,1) 0とＬ(0,0) 0の値を代
入し、（式４）をもちいてビタビ復号器４は期待値／位
相制御器５が再生信号からレベル変動成分を検出するま
で、各時刻ｋにおいて巡回的に計算し、図５のようなト
レリス線図が得られる。 Ｌ(1,1) k＝max[Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−4）2，Ｌ(0,1) k-1−（ｙk−2）2] Ｌ(1,0) k＝ Ｌ(1,1) k-1−（ｙk−2）2 （式４） Ｌ(0,1) k＝ Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋2）2 Ｌ(0,0) k＝max[Ｌ(0,0) k-1−（ｙk＋4）2，Ｌ(1,0) k-1−（ｙk＋2）2] 図５には、各時刻の各状態のノードにメトリックが付加
されている。選択されたパスは実線で、選択されなかっ
たパスは破線で示されている。図５のトレリス線図上に
時系列につながった実線のパスのうち、とぎれることの
ないパスが存在する。これが生き残りパスであり太実線
で示されている。ビタビ復号器４は生き残りパスＰkか
らＰk＝path0,path1,path4,path5であれば、’０’を、
Ｐk＝path2,path3であれば、’１’を（１、７）復調器
６に出力する。
【００２４】図６に、期待値／位相制御器５の構成図を
しめす。期待値／位相制御器５は、入力された再生信号
ｙkを入力された生き残りパスＰkによって異なるレジス
タに格納するセレクタ回路７と再生信号ｙkを所定の長
さ格納するレジスタ回路８と格納された再生信号からホ
ワイトノイズ成分を取り除いた代表値を出力する代表値
演算回路９と代表値演算出力からビタビ復号期待値を演
算出力する期待値演算回路１０と代表値演算出力から位
相誤差を演算出力する位相誤差演算回路１１と位相誤差
データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１２とア
ナログ位相誤差信号から追随すべき周波数成分を取り出
すＬＰＦ１３とレジスタ回路８にデータが格納されるま
でにビタビ復号器４が用いる期待値を出力する初期値設
定回路１４で構成されている。
しめす。期待値／位相制御器５は、入力された再生信号
ｙkを入力された生き残りパスＰkによって異なるレジス
タに格納するセレクタ回路７と再生信号ｙkを所定の長
さ格納するレジスタ回路８と格納された再生信号からホ
ワイトノイズ成分を取り除いた代表値を出力する代表値
演算回路９と代表値演算出力からビタビ復号期待値を演
算出力する期待値演算回路１０と代表値演算出力から位
相誤差を演算出力する位相誤差演算回路１１と位相誤差
データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１２とア
ナログ位相誤差信号から追随すべき周波数成分を取り出
すＬＰＦ１３とレジスタ回路８にデータが格納されるま
でにビタビ復号器４が用いる期待値を出力する初期値設
定回路１４で構成されている。
【００２５】期待値／位相制御器５の動作を説明する。
理想的なパーシャルレスポンスクラス２等化された再生
信号波形を、理想的なクロックでサンプリングした場
合、再生信号ｙkと生き残りパスＰkには関連がみられ
る。たとえば図５のように生き残りパスＰk＝２が出力
されている場合には、再生信号ｙkは立ち下がり波形の
＋２の値をとり、生き残りパスＰk＝１が出力さている
場合には、再生信号ｙkは立ち上がり波形の＋２の値を
とる。
理想的なパーシャルレスポンスクラス２等化された再生
信号波形を、理想的なクロックでサンプリングした場
合、再生信号ｙkと生き残りパスＰkには関連がみられ
る。たとえば図５のように生き残りパスＰk＝２が出力
されている場合には、再生信号ｙkは立ち下がり波形の
＋２の値をとり、生き残りパスＰk＝１が出力さている
場合には、再生信号ｙkは立ち上がり波形の＋２の値を
とる。
【００２６】Ｐk＝０、３、４、５についても同様なこ
とがいえる。理想的には、生き残りパスが同じであれ
ば、再生信号サンプル値ｙkは時間に関わらず同じ値を
とるといえる。記録再生系の周波数特性とイコライザ１
の周波数特性を合わせた等化回路の特性が、（５）式の
インパルス応答をもつパーシャルレスポンスクラス２等
化であると仮定したが、インパルス応答が非線形歪によ
って（６）式のように非対称になる場合を考える。
とがいえる。理想的には、生き残りパスが同じであれ
ば、再生信号サンプル値ｙkは時間に関わらず同じ値を
とるといえる。記録再生系の周波数特性とイコライザ１
の周波数特性を合わせた等化回路の特性が、（５）式の
インパルス応答をもつパーシャルレスポンスクラス２等
化であると仮定したが、インパルス応答が非線形歪によ
って（６）式のように非対称になる場合を考える。
【００２７】 １ （ｋ＝０） ｈ（ｋＴ）＝ ０．５ （ｋ＝±１） （式５） ０ （ｋ≠０，±１） １ （ｋ＝０） ｈ（ｋＴ）＝ ａ （ｋ＝−１） ｂ （ｋ＝＋１） （式６） ０ （ｋ≠０，±１） 原ディジタル信号が入力されると再生信号の振幅値は図
９のような状態遷移に従って出力される。このようなイ
ンパルス応答を持つ等化回路で波形等化した再生信号を
理想的なクロックでサンプリングを行うと、再生信号の
サンプル値ｙkと生き残りパスＰkにも関連がみられる。
生き残りパスＰk＝２が出力されている場合には、ｙkは
立ち下がり波形の１−ａ＋ｂの値をとり、生き残りパス
Ｐk＝１が出力さている場合には、再生信号ｙkは立ち上
がり波形の１＋ａ−ｂの値をとる。Ｐk＝０、３、４、
５についても同様なことがいえる。
９のような状態遷移に従って出力される。このようなイ
ンパルス応答を持つ等化回路で波形等化した再生信号を
理想的なクロックでサンプリングを行うと、再生信号の
サンプル値ｙkと生き残りパスＰkにも関連がみられる。
生き残りパスＰk＝２が出力されている場合には、ｙkは
立ち下がり波形の１−ａ＋ｂの値をとり、生き残りパス
Ｐk＝１が出力さている場合には、再生信号ｙkは立ち上
がり波形の１＋ａ−ｂの値をとる。Ｐk＝０、３、４、
５についても同様なことがいえる。
【００２８】このような関係を用いて、セレクタ回路７
は入力された再生信号ｙkを生き残りパスＰkの指定する
レジスタに蓄積される。レジスタ回路８は生き残りパス
につき、所定の長さ（実施例では１１個）の容量をもっ
ており、新しい再生信号ｙ kが入力されると、もっとも
古い再生信号ｙkを廃棄する。
は入力された再生信号ｙkを生き残りパスＰkの指定する
レジスタに蓄積される。レジスタ回路８は生き残りパス
につき、所定の長さ（実施例では１１個）の容量をもっ
ており、新しい再生信号ｙ kが入力されると、もっとも
古い再生信号ｙkを廃棄する。
【００２９】代表値演算回路９はそれぞれのレジスタに
すべて、再生信号が格納されると、格納されたデータの
平均値を演算、出力する。生き残りパスがＰkの場合の
代表値演算回路出力をＯＵＴ[ｉ]（ｉは０から５までの
整数）とする。代表値演算回路９が、平均をもとめるこ
とによってホワイトガウシアン分布に近似されるランダ
ムノイズ成分を除去することができ（６）式のような非
線形な歪みを持つ記録再生系であっても、ＯＵＴ[i]
は、記録再生系の周波数特性とイコライザ１の周波数特
性を合わせた等化回路で期待される再生信号振幅値とレ
ベル変動成分の和であるとみなすことができる。
すべて、再生信号が格納されると、格納されたデータの
平均値を演算、出力する。生き残りパスがＰkの場合の
代表値演算回路出力をＯＵＴ[ｉ]（ｉは０から５までの
整数）とする。代表値演算回路９が、平均をもとめるこ
とによってホワイトガウシアン分布に近似されるランダ
ムノイズ成分を除去することができ（６）式のような非
線形な歪みを持つ記録再生系であっても、ＯＵＴ[i]
は、記録再生系の周波数特性とイコライザ１の周波数特
性を合わせた等化回路で期待される再生信号振幅値とレ
ベル変動成分の和であるとみなすことができる。
【００３０】なお、代表値演算回路９の演算を平均を求
めるとしたが、格納されたデータから１次予測結果をえ
られるような演算としても同様な効果が得られる。
めるとしたが、格納されたデータから１次予測結果をえ
られるような演算としても同様な効果が得られる。
【００３１】期待値演算回路１０はレジスタに所定の長
さの再生信号データが格納されると、初期値設定回路１
４の出力に代わって、代表値演算回路９の出力ＯＵＴ
[i]からlevel[0]＝ＯＵＴ[0]、level[1］＝ＯＵＴ[1]、
level[2]＝ＯＵＴ[2]、level［3］＝ＯＵＴ[3]、level
[4]＝ＯＵＴ[4]、level[5]＝ＯＵＴ[5]を満たすように
ビタビ復号器４に期待値を出力する。したがって期待値
にレベル変動成分が含まれるため、ビタビ復号動作にレ
ベル変動の影響を受けない。
さの再生信号データが格納されると、初期値設定回路１
４の出力に代わって、代表値演算回路９の出力ＯＵＴ
[i]からlevel[0]＝ＯＵＴ[0]、level[1］＝ＯＵＴ[1]、
level[2]＝ＯＵＴ[2]、level［3］＝ＯＵＴ[3]、level
[4]＝ＯＵＴ[4]、level[5]＝ＯＵＴ[5]を満たすように
ビタビ復号器４に期待値を出力する。したがって期待値
にレベル変動成分が含まれるため、ビタビ復号動作にレ
ベル変動の影響を受けない。
【００３２】さらに期待値は等化回路のインパルス応答
に適応した値をとるので、等化回路が厳密にパーシャル
レスポンス等化を満たさず、非対称な応答をもつ等化回
路であっても、適応的にビタビ復号動作を実現できる。
に適応した値をとるので、等化回路が厳密にパーシャル
レスポンス等化を満たさず、非対称な応答をもつ等化回
路であっても、適応的にビタビ復号動作を実現できる。
【００３３】つぎに位相制御動作について説明する。代
表値演算回路１０の出力であるＯＵＴ[i]のうち、再生
信号の立ち上がり、立ち下がりをしめすＯＵＴ[1]、Ｏ
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]に注目する。いま図７
（ａ）のような再生信号振幅が変動することによって代
表値演算回路出力ＯＵＴ[i]が理想値ＯＵＴ[1]＝ＯＵＴ
[2]＝Ａ、ＯＵＴ[3]＝ＯＵＴ[4]＝−Ａから変動する場
合を考える。
表値演算回路１０の出力であるＯＵＴ[i]のうち、再生
信号の立ち上がり、立ち下がりをしめすＯＵＴ[1]、Ｏ
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]に注目する。いま図７
（ａ）のような再生信号振幅が変動することによって代
表値演算回路出力ＯＵＴ[i]が理想値ＯＵＴ[1]＝ＯＵＴ
[2]＝Ａ、ＯＵＴ[3]＝ＯＵＴ[4]＝−Ａから変動する場
合を考える。
【００３４】理想的な場合、ＯＵＴ[i]は破線の○印の
値をとる。レベル変動が加わり、再生信号ｙkは実線の
●印のような値をとる。●印の再生信号ｙkを生き残り
パスＰ kの値によって指定されるレジスタへ格納する。
蓄積されたデータから平均値演算された出力ＯＵＴ
[1]、ＯＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]は図７（ｂ）の
ようにレベル変動が加わった値をとる。データとしてレ
ベル変動が検出されるので、このレベル変動を以下の３
つの成分に分けることができる。
値をとる。レベル変動が加わり、再生信号ｙkは実線の
●印のような値をとる。●印の再生信号ｙkを生き残り
パスＰ kの値によって指定されるレジスタへ格納する。
蓄積されたデータから平均値演算された出力ＯＵＴ
[1]、ＯＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]は図７（ｂ）の
ようにレベル変動が加わった値をとる。データとしてレ
ベル変動が検出されるので、このレベル変動を以下の３
つの成分に分けることができる。
【００３５】再生信号に図８（ａ）のように再生信号の
包絡線が上下に同じ大きさだげ振幅値が大きくなった場
合、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[2]は理想値よりも変動量Ａgain
（Ａgainは正の値とする）大きく、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ
[4]は理想値より変動量Ａgain小さくなる。
包絡線が上下に同じ大きさだげ振幅値が大きくなった場
合、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[2]は理想値よりも変動量Ａgain
（Ａgainは正の値とする）大きく、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ
[4]は理想値より変動量Ａgain小さくなる。
【００３６】つぎに図８（ｂ）のような再生信号にオフ
セット成分が含まれる場合を考える。
セット成分が含まれる場合を考える。
【００３７】図８（ｂ）のような場合、ＯＵＴ[1]、Ｏ
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]はともに変動量Ａoffse
t（Ａoffsetは正の値）大きくなる。図８（ｃ）のよう
に記録符号列”Ｘ１１００１１Ｘ”の再生信号をＡ／Ｄ
変換器３が、理想的な場合より位相の進んだクロックで
サンプリングしたために代表値演算回路出力ＯＵＴ
[ｉ］が変動する場合を考える。
ＵＴ[2]、ＯＵＴ[3]、ＯＵＴ[4]はともに変動量Ａoffse
t（Ａoffsetは正の値）大きくなる。図８（ｃ）のよう
に記録符号列”Ｘ１１００１１Ｘ”の再生信号をＡ／Ｄ
変換器３が、理想的な場合より位相の進んだクロックで
サンプリングしたために代表値演算回路出力ＯＵＴ
[ｉ］が変動する場合を考える。
【００３８】図８（ｃ）のような場合、ＯＵＴ[2]、Ｏ
ＵＴ[4]はそれぞれＡOUT[2]、ＡOUT[ 4]（ＡOUT[2]、Ａ
OUT[4]は正の値）大きくなり、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[3]は
それぞれＡOUT[1]、ＡOUT[3]（ＡOUT[1]、ＡOUT[3]は正
の値）小さくなる。記録符号がランダムなデータで、レ
ジスタが十分に長ければ、レベル変動量にはＡOUT[2]＝
ＡOUT[4]＝−ＡOUT[1]＝−ＡOUT[3]＝Ａphaseといった
関係が成り立つ。
ＵＴ[4]はそれぞれＡOUT[2]、ＡOUT[ 4]（ＡOUT[2]、Ａ
OUT[4]は正の値）大きくなり、ＯＵＴ[1]、ＯＵＴ[3]は
それぞれＡOUT[1]、ＡOUT[3]（ＡOUT[1]、ＡOUT[3]は正
の値）小さくなる。記録符号がランダムなデータで、レ
ジスタが十分に長ければ、レベル変動量にはＡOUT[2]＝
ＡOUT[4]＝−ＡOUT[1]＝−ＡOUT[3]＝Ａphaseといった
関係が成り立つ。
【００３９】図８（ａ）、図８（ｂ）、図８（ｃ）のレ
ベル変動成分が同時に再生信号に含まれる場合、代表値
演算出力ＯＵＴ[i]は理想的な再生信号振幅値（±Ａ）
とそれぞれの変動量で表すと以下の式となる。
ベル変動成分が同時に再生信号に含まれる場合、代表値
演算出力ＯＵＴ[i]は理想的な再生信号振幅値（±Ａ）
とそれぞれの変動量で表すと以下の式となる。
【００４０】 ＯＵＴ[2]＝（＋Ａ）＋Ａgain＋Ａoffset＋Ａphase ＯＵＴ[4]＝（−Ａ）−Ａgain＋Ａoffset＋Ａphase ＯＵＴ[1]＝（＋Ａ）＋Ａgain＋Ａoffset−Ａphase ＯＵＴ[3]＝（−Ａ）−Ａgain＋Ａoffset−Ａphase 以上の和算をとると ＯＵＴ[1]＋ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ[3]＋ＯＵＴ[4]＝４Ａof
fset 再生信号に含まれるオフセット成分が検出できる。ま
た、 ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ４＝２Ａoffset＋２Ａphase ＯＵＴ[1]＋ＯＵＴ[3]＝２Ａoffset−２Ａphase 以上２式の差をとると ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ[4]−ＯＵＴ[3]−ＯＵＴ[4]＝４Ａph
ase 再生信号のサンプリングデータから位相誤差が検出でき
る。Ａphaseの正負は位相の進み遅れを表し、絶対値は
位相誤差の大きさを示す。
fset 再生信号に含まれるオフセット成分が検出できる。ま
た、 ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ４＝２Ａoffset＋２Ａphase ＯＵＴ[1]＋ＯＵＴ[3]＝２Ａoffset−２Ａphase 以上２式の差をとると ＯＵＴ[2]＋ＯＵＴ[4]−ＯＵＴ[3]−ＯＵＴ[4]＝４Ａph
ase 再生信号のサンプリングデータから位相誤差が検出でき
る。Ａphaseの正負は位相の進み遅れを表し、絶対値は
位相誤差の大きさを示す。
【００４１】位相誤差演算回路１１はＡphaseをディジ
タルデータとして出力する。これをＤ／Ａ変換器１２は
アナログ信号とし、ＬＰＦ１３によって追随すべき周波
数成分を取り出し、ＶＣＯ６の制御入力信号とする。こ
のような構成をとることで、ゼロクロスが検出されなく
ても、サンプリングされたデータに立ち上がり、立ち下
がり波形が含まれると位相誤差情報を検出でき、Ａ／Ｄ
変換器２のサンプリングクロックを制御することがで
き、正確なクロック再生が実現できる。
タルデータとして出力する。これをＤ／Ａ変換器１２は
アナログ信号とし、ＬＰＦ１３によって追随すべき周波
数成分を取り出し、ＶＣＯ６の制御入力信号とする。こ
のような構成をとることで、ゼロクロスが検出されなく
ても、サンプリングされたデータに立ち上がり、立ち下
がり波形が含まれると位相誤差情報を検出でき、Ａ／Ｄ
変換器２のサンプリングクロックを制御することがで
き、正確なクロック再生が実現できる。
【００４２】なお、本実施例は波形等化方法としてパー
シャルレスポンスクラス２等化を、記録符号として
（１、７）ＲＬＬ符号をもちいたが、他のパーシャルレ
スポンス等化や他の記録符号、たとえばパーシャルレス
ポンスクラス１等化や（２、７）ＲＬＬ符号をもちいて
も同様の効果が得られる。また、最も確からしい状態遷
移系列を求める際、状態をとりうる確からしさとして、
つねに再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]の差の２乗
の累積和を求め、最小となるような状態遷移を選択する
演算を行ったが、再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]
の差の絶対値の累積和を求め、最小となるような状態遷
移を選択する演算を行った場合でも同様の効果が得られ
る。
シャルレスポンスクラス２等化を、記録符号として
（１、７）ＲＬＬ符号をもちいたが、他のパーシャルレ
スポンス等化や他の記録符号、たとえばパーシャルレス
ポンスクラス１等化や（２、７）ＲＬＬ符号をもちいて
も同様の効果が得られる。また、最も確からしい状態遷
移系列を求める際、状態をとりうる確からしさとして、
つねに再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]の差の２乗
の累積和を求め、最小となるような状態遷移を選択する
演算を行ったが、再生信号振幅値ｙkと期待値level[i]
の差の絶対値の累積和を求め、最小となるような状態遷
移を選択する演算を行った場合でも同様の効果が得られ
る。
【００４３】
【発明の効果】本発明によれば、ビタビ復号動作中に得
られた生き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジ
タルデータを分類、蓄積し、蓄積されたディジタルデー
タを用いて記録再生系の応答特性を検出し、再生信号に
含まれるレベル変動を求め、検出結果よりビタビ復号器
で用いる多値レベルの期待値を制御し、再生信号にレベ
ル変動が生じていてもビタビ復号器の期待値をレベル変
動に応じて追従させることでＰＲＭＬ信号処理によるエ
ラーレートの改善効果を十分に発揮できる。再生信号に
含まれるレベル変動を求め、このうちＶＣＯのサンプリ
ングクロックの位相ずれによるレベル変動成分を検出
し、検出結果よりＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロック
の位相を制御し、再生信号にレベル変動が生じていて
も、正確にサンプリングクロックの位相誤差をＶＣＯに
出力するため、正確なクロック再生が実現できる。
られた生き残りパスをもとに、Ａ／Ｄ変換されたディジ
タルデータを分類、蓄積し、蓄積されたディジタルデー
タを用いて記録再生系の応答特性を検出し、再生信号に
含まれるレベル変動を求め、検出結果よりビタビ復号器
で用いる多値レベルの期待値を制御し、再生信号にレベ
ル変動が生じていてもビタビ復号器の期待値をレベル変
動に応じて追従させることでＰＲＭＬ信号処理によるエ
ラーレートの改善効果を十分に発揮できる。再生信号に
含まれるレベル変動を求め、このうちＶＣＯのサンプリ
ングクロックの位相ずれによるレベル変動成分を検出
し、検出結果よりＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロック
の位相を制御し、再生信号にレベル変動が生じていて
も、正確にサンプリングクロックの位相誤差をＶＣＯに
出力するため、正確なクロック再生が実現できる。
【図１】レベル変動が含まれた再生信号をサンプリング
したデータを時間軸方向にプロットした散布図
したデータを時間軸方向にプロットした散布図
【図２】本発明のディジタル情報再生装置の実施例でも
ちいた状態遷移図
ちいた状態遷移図
【図３】本発明のディジタル情報再生装置の実施例でも
ちいたトレリス線図
ちいたトレリス線図
【図４】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の構
成図
成図
【図５】本発明のディジタル情報再生装置の実施例でも
ちいたビタビ復号器の動作説明図
ちいたビタビ復号器の動作説明図
【図６】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の期
待値／位相制御器の構成図
待値／位相制御器の構成図
【図７】本発明のディジタル情報再生装置の実施例のレ
ベル変動検出方法の説明図
ベル変動検出方法の説明図
【図８】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の位
相誤差検出方式の説明図
相誤差検出方式の説明図
【図９】本発明のディジタル情報再生装置の実施例の記
録再生系に非線形歪みがある場合に用いられる状態遷移
図
録再生系に非線形歪みがある場合に用いられる状態遷移
図
１ イコライザ ２ ＶＣＯ ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ ビタビ復号器 ５ 期待値／位相制御器 ６ （１、７）復調器 ７ セレクタ回路 ８ レジスタ回路 ９ 代表値演算回路 １０ 期待値演算回路 １１ 位相誤差演算回路 １２ Ｄ／Ａ変換器 １３ ＬＰＦ １４ 初期値設定回路
Claims (4)
- 【請求項１】記録媒体に記録した原ディジタル情報をパ
ーシャルレスポンス等化方式を利用して前記記録媒体か
ら再生するディジタル情報再生装置であって、前記記録
媒体から再生された再生信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器により変換された
ディジタル信号を入力として、前記原ディジタル情報を
復号するビタビ復号器と、前記ビタビ復号器から出力さ
れる前記ディジタル信号と生き残りパス信号を入力とし
て、前記生き残りパス信号ごとに異なるレジスタに前記
ディジタル信号を格納し、前記生き残りパス信号ごとに
レジスタに格納された前記ディジタル信号をもちいて記
録再生系の応答特性を検出し、検出結果より前記ビタビ
復号器がもちいる多値レベルの期待値信号を前記ビタビ
復号器に出力する期待値制御器を備えたことを特徴とす
るディジタル情報再生装置。 - 【請求項２】記録媒体に記録した原ディジタル情報をパ
ーシャルレスポンス等化方式を利用して前記記録媒体か
ら再生するディジタル情報再生装置であって、前記記録
媒体から再生された再生信号をディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器により変換された
ディジタル信号を入力として、前記原ディジタル情報を
復号するビタビ復号器と、前記Ａ／Ｄ変換器で用いられ
るサンプリングクロックを発生するＶＣＯと、前記ビタ
ビ復号器から出力される前記ディジタル信号と生き残り
パス信号を入力として、前記生き残りパス信号ごとに異
なるレジスタに前記ディジタル信号を格納し、前記生き
残りパス信号ごとにレジスタに格納された前記ディジタ
ル信号をもちいて記録再生系の応答特性を検出し、検出
結果より前記ＶＣＯが出力するサンプリングクロックの
位相ずれ量を算出し、前記ＶＣＯが出力する前記サンプ
リングクロックの位相を制御する位相制御器を備えたこ
とを特徴とするディジタル情報再生装置。 - 【請求項３】期待値制御器が、入力された再生信号を入
力された生き残りパスによって指定されたレジスタに格
納するセレクタ回路と、再生信号を所定の長さ格納する
レジスタ回路と、格納された再生信号からホワイトノイ
ズ成分を取り除いた代表値を出力する代表値演算回路
と、代表値からビタビ復号期待値を演算出力する期待値
演算回路と、レジスタ回路にデータが格納されるまでに
ビタビ復号器が用いる期待値を出力する初期値設定回路
で構成されている請求項１記載のディジタル情報再生装
置。 - 【請求項４】位相制御器が、入力された再生信号を入力
された生き残りパスによって指定されたレジスタに格納
するセレクタ回路と、再生信号を所定の長さ格納するレ
ジスタ回路と、格納された再生信号からホワイトノイズ
成分を取り除いた代表値を出力する代表値演算回路と、
代表値から位相誤差を演算出力する位相誤差演算回路
と、位相誤差データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器と、アナログ位相誤差信号から追随すべき周波数成
分を取り出すＬＰＦと、レジスタ回路にデータが格納さ
れるまでにビタビ復号器が用いる期待値を出力する初期
値設定回路で構成されている請求項２記載のディジタル
情報再生装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP15588195A JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 1995-06-22 | ディジタル情報再生装置 |
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| EP96304604A EP0750306B1 (en) | 1995-06-22 | 1996-06-21 | A method of maximum likelihood decoding and a digital information playback apparatus |
| DE69621519T DE69621519T2 (de) | 1995-06-22 | 1996-06-21 | Verfahren zur Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung und Gerät zur Wiedergabe von Digitalinformationen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15588195A JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 1995-06-22 | ディジタル情報再生装置 |
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|---|---|
| JPH097313A true JPH097313A (ja) | 1997-01-10 |
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ID=15615553
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP15588195A Expired - Fee Related JP3331818B2 (ja) | 1995-06-22 | 1995-06-22 | ディジタル情報再生装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1995
- 1995-06-22 JP JP15588195A patent/JP3331818B2/ja not_active Expired - Fee Related
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