JPH0817331B2

JPH0817331B2 - 信号処理方法

Info

Publication number: JPH0817331B2
Application number: JP1265310A
Authority: JP
Inventors: アービンド・モテイバーイ・パテル
Original assignee: インターナシヨナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーシヨン
Priority date: 1988-11-14
Filing date: 1989-10-13
Publication date: 1996-02-21
Anticipated expiration: 2011-02-21
Also published as: US4945538A; EP0369962B1; EP0369962A2; JPH02182032A; DE68925347D1; EP0369962A3; DE68925347T2

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野本発明は、チヤネルでの信号処理方法に関し、より詳
しくは、チヤネルを介して送信されるコード化２進デー
タを表わすアナログ信号をデジタル化・イコライズした
ものに対応するサンプル値の、信号処理チヤネルでの処
理に関する。

B.従来技術及びその問題点高密度化及び高データ・レートの傾向は、磁気記録チ
ヤネルにおける信号検出処理に過大な要求をするに至つ
ている。一時に１ビツトをアナログ信号処理するピーク
検出チヤネルが、現在の磁気記録貯蔵装置において広く
用いられている。密度及びデータ・レートの増加に伴つ
て、通常のピーク検出チヤネルにおける１ビツト検出ウ
インドウは非常に小さくなり、検出信頼性を制限してい
る。これに代わる、部分応答最大尤度（PRML）チヤネル
が、以下のペーパーで論じられている。

（１）Kabal et al,“Partial−Response Signaling",I
EEE Trans.on Comm.,vol.COM−23,No.9,1975年 9月．（２）Forney,“Maximum−Likelihood Sequence Estima
tion of Digital Sequences in the Presence of Inter
symbol Interference",IEEE Trans.on Info.Theory,vo
l.IT−18,No.3,1972年 5月．（３）Kobayashi,“Application of Probabilistic Dec
oding to Digital Magnetic Recording Systems",IBM
J.Res.Develop.,1971 年１月．（４）Nishimura et al,“A Design Method for Optimu
m Equalization in Magnetic Recording with Partial
Response Channel Coding",IEEE Trans.on Mag.,vol.MA
G−19,No.5,1983年 9月．（５）Forney,“The Viterbi Algorithm",Proc.of the
IEEE,vol.61,No.3,3/73. 多項式（１−Ｄ）（１＋Ｄ）で特徴づけられるPRMLチ
ヤネルでは、周波数応答がシヤープなカツトオフを要求
し、かつ周波数スペクトルが磁気記録におけるチヤネル
応答のそれとは非常に異なるので、ノツチ・フイルター
が必要である。

“A Class of Partial Response Systems for Increa
sing Storage Density in Magnetic Recording",H.K.Th
apar and A.M.Patel,IEEE Trans.Magnetics,Vol.MAG−2
3,No.5,1987年 9月,pp.3666−3668においては、多項式
（１−Ｄ）(1+D)²によつて特徴づけられる拡張部分応答
最大尤度（EPRML）チヤネルが記述されている。この信
号方法では、信号スペクトルは典型的な磁気記録チヤネ
ル伝達関数に類似する。望ましいことだが、ノツチ・フ
イルタの必要性がなくなる。しかしながら、このチヤネ
ルでは、最大尤度検出のためのViterbiタイプの計算
が、復号速度及びコストの面で制限要因となる。さら
に、P.RMLとEPRMLは、部品の公差とパルスの非対称やメ
デイアへの書き込み遷移の密集等によつて引き起こされ
る磁気記録プロセスの非線形性とによる、信号形状のミ
スイコライゼーション又は変化に非常に敏感である。

そこで、（１）メデイア上の書込遷移の密集をコント
ロールするべくピーク検出チヤネルのラン・レングス・
リミデツド（RLL）コードを使い、（２）Viterbiタイプ
計算の複雑さを回避するべくシーケンス検出アルゴリズ
ムを用い、（３）信号均一化についての厳格な要件を取
り除き、かつ磁気記録プロセスの非線形性を許容するべ
く、検出プロセスが信号波形の変動に対して寛容である
信号処理方法が求められている。

C.問題点を解決するための手段上記要求に応えるべく、本発明によれば、（１、７）
コードのようなRLLコードでもつてコード化された２進
データに対応するアナログ信号のサンプル値を信号処理
チヤネルにて処理するための方法が提供される。コード
化されているアナログ入力信号は、アナログ・デジタル
・コンバータ（ADC）によつて、相次ぐクロツク時の間
にデジタル・サンプル値のシーケンスに変換される。信
号は所定のアナログ形状に対応するべくイコライズ（均
一化）されるが、それはADCの後でデジタル・イコライ
ザを用いて行つてもよいし、ADCの前にアナログ・フイ
ルタを用いて行つてもよい。あるいは、後で図示する如
くこれら両方を組み合わせてもよい。次に、シーケンス
検出アルゴリズムを用いて、デジタル・サンプル値がコ
ード化２進データにデコードされる。信号形状の異常が
イコライザによつて補償できないときには、デコーダが
当該デコーダの正及び負の位相における閾値を調整でき
るようにプログラム可能であることが好ましい。望むな
らば、信号形状の変動に適合するべくデコーダは継続し
て適応的であることが可能である。本発明によるサンプ
ル値処理方法は望ましくは次の要素を含んでなる。

（１）チヤネルを使用するに際して、ノツチ・フイルタ
を必要とすることなしに（１、７）コード化アナログ信
号を処理するシグナリング方法を用いる。

（２）アナログ入力信号を所定の均一化アナログ形状に
対応するデジタル・サンプル値のシーケンスに変換す
る。

（３）Viterbiタイプの計算を避けつつ、最適に近いパ
フオーマンスを得ることを、最小距離かつ後続の最大尤
度エラー事象に焦点を合わせた状態依存性ルツク・アヘ
ツド技法によつて達成する。

（４）信号形状の変動に適応できるプログラム可能なデ
コーダを用いる。

（５）ルツク・アヘツド処理の際、従前になしたエラー
の疑いがある決定にフラグを立てる。

D.実施例第１図に示されるように、本発明を具体化する装置
は、信号処理チヤネルからなる。信号処理チヤネルは回
線10を含み、この回線10を介して、トランスデユーサか
らアナログの読出信号が供給される。トランスデユーサ
とは、例えばデジタル記憶装置における磁気的又は光学
的な読出ヘツドのことである。この読出信号は、記録さ
れている（１、７）データ・シーケンスに対応する。こ
こで、（１、７）データ・シーケンスとは、書込時に
（１、７）RLLコードを使つてコード化された２進デー
タ・シーケンスのことである。読出信号はAGCを持つプ
レアンプ11とロウ・バンドパス・フイルタ12を通る。フ
イルタ12の出力はフエーズ・ロツクド・クロツク13に供
給される。フエーズ・ロツクズ・クロツク13は、可変周
波数発振器（VFO）を含むフエーズ・ロツクド・ループ
（PLL）タイミング・リカバリー回路からなる。本装置
のここまでの部分は、（１、７）コードを使う通常のピ
ーク検出チヤネルで用いられているものと同じでよい。
チヤネルは、多項式（１−Ｄ）(1+D)²によつて特徴づけ
られるEPRMLチヤネルと呼ばれるタイプのものが好まし
い。EPRMLシグナリングでは、信号スペクトルが典型的
な磁気記録チヤネル伝達関数に似ており、望ましくも、
（１−Ｄ））（１＋Ｄ）なる多項式で特徴づけられる普
通のPRMLチヤネルで要求されるノツチ・フイルタが不要
となる。

さらに詳しくは、フイルタ12とイコライザ22は、単一
の磁気的遷移に対する応答がサンプル値０、２、４、
２、０によつて与えられるパルスとなるように、読出信
号をフイルタすべく動作する。第2A図は、飽和磁化の
（＋１）レベルと（−１）レベルの間での、大きさ２の
書込遷移を示している。これに対応するスケーリング・
フアクタによつて正規化された読出応答が第2B図に示さ
れている。

ここで述べる環境において、（１、７）RLLコードを
用いると、メデイア上の書込遷移の集中が、PRML又はEP
RMLチヤネルを用いた場合の2/3に減る。（１、７）コー
ドは、ビルト・イン・リダンダンシイに2/3のレートを
与えるトレリス・コードとして機能する。これは高密度
・高データ・レート磁気記録チヤネルにおける非線形性
に対して大変寛容である。

手短かに言えば、本発明によると、コード化されてい
るアナログ読出信号出力がフイルタ12から遅延手段20へ
供給される。遅延手段20は、Engineered Components Co
mpany of San Luis Obispo社が市販している商品名PECL
DL−28−01 Programmable Logic Delay Lineタイプのデ
ジタル・チツプであつてよい。これによれば、クロツク
速度に依存するけれども、遅延を1/10ナノ秒単位で選択
的に調整することが可能になる。遅延手段20は、アナロ
グ信号とアナログ・デジタル・コンバータ（ADC）21へ
のクロツク信号入力の間での遅延アラインメントをもた
らす。ADC21は、相次ぐクロツク時にアナログ入力信号
をデジタル・サンプル値に変換する。これらのデジタル
・サンプル値は、（フイルタ12の特性に依存するけれど
も）ある場合にはイコライザ22によつて均一化されても
よい。次に、デジタル・サンプル値はデコーダ23に渡さ
れる。デコーダ23には、正と負の閾値定数が、それぞれ
線24、25を介して与えられる。デコーダ23はイコライザ
を経たデジタル化サンプル値に対してデコーデイング・
アルゴリズムを適用し、クロツク13の制御の下、相次ぐ
クロツク時に、線26にコード化２進データ出力し、かつ
適切な場合には線27にポインタ・フラグを出力する。

第３図は、書込及び読出波形、並びにノイズ・フリー
環境におけるクロツク13によるクロツクの下での関連す
るデータ及びサンプル値のシーケンスを示したものであ
る。パルス形状が第2A図及び第2B図に示すような形状で
あるとき、サンプル値は、デコーダのインプレメンテー
シヨンに従つて、離散値のセツト｛−４、−２、０、＋
２、＋４｝の中の何れかの値をとる。しかしながら、現
実のサンプルには信号の異常（anomaly）や付加的なノ
イズが含まれるので、サンプル値は離散値セツト中の整
数の近傍の様々な非整数値をとる。

読出クロツクは、クロツク13のVFOをドライブする通
常のピーク検出回路を使つて読出信号10から導かれる。
前述のように、ADC21はクロツク13の制御下で相次ぐク
ロツク時にアナログ信号をデジタル化サンプル値に変換
する。そして、デジタル化サンプル値はイコライザ22に
て均一化される。

y_iは、第ｉクロツク時に対応するデジタル化サンプル
値を表わすと仮定しよう。そうすると、第４図に示され
るように、y_iの現在値は現在クロツク・サイクルでｉ＝
０に対応するy₀として示される。デコーダ23はこれらの
デジタル化・均一化サンプル値を、１クロツク時につき
新しくサンプルを１つ受け取り、６サンプル値をルツク
・アヘツドしながら、繰り返し処理する。したがつて、
デコーダ23は、以前に受け取ったサンプル値を処理しな
がらy_i+6を受け取り、y_iを記録シーケンスの第ｉデジツ
トにデコードする。デコード・プロセスは状態に依存す
ることに注意されたい。第ｉクロツク・サイクルにおけ
るデコーダ23の状態は、３デジツトの２進数a_i、b_i、c_i
によつて表される。ここで、a_i、b_i、c_iは、第ｉクロツ
ク・サイクルにおける直前３ビツト値についての（第３
図に示されるような）書込電流の２値ロジツク・レベル
を表わす。これによつて、とり得る６状態、つまり00
0、100、110、111、011、及び001のうちの一つが識別さ
れる。（EPRMLチヤネルで用いられる（１、７）コード
化データでは状態101及び010は生じない。）クロツク13
の各サイクルにおいて、デコーダ23は記録（１、７）シ
ーケンスの１デジツトを決定し、かつ次のサイクルの処
理のために次のデコーダ状態を識別する。

デコーデイング・アルゴリズムデコーダ23は、第６図及び第７図に示される方程式を
用いるアルゴリズムを実行する。このアルゴリズムで
は、現在デコード中のサンプル値が、クロツク・サイク
ルｉ＝０に対応するy₀で表わされている。当該プロセス
は反復的であり、読出クロツク13によつてドライブされ
る。

本発明によれば、デコーダ23は、「状態依存性」であ
る。つまり、現在状態a₀b₀c₀及びサンプル値y₀、y₁、
y₂、y₃、y₄が与えられると、デコーダはノイズ・フリー
のサンプル値（y₀に対応する）及び次の状態a₁b₁c₁を決定する。ま
た、デコーダは、この状態を、オリジナル記録（１、
７）データ・シーケンスにおける１又は０（磁気的遷移
の有無）にデコードする。実際の決定は、デコード23が
ある状態から別の状態に移る際の、第６、７図の式で与
えられるサンプル値のテスト結果に基づく。ある状態か
ら別の状態への移動は高度に構造的であり、種々の状態
にて方程式の形は非常にシンプルでかつ類似しているこ
とに注意されたい。信号の正位相に対応する状態110、1
00、及び000（第６図）は、それぞれ、信号の負位相に
対応する状態001、011、及び111（第７図）と対称的な
鏡像関係にある。鏡像対称性は、第６図及び第７図の対
応する場所にあるすべてのサンプル値について（正負
の）符号が変わつていることによつて特徴づけられる。

デコーダ23の決定は、３つの基本的なチエツク、つま
り（ｉ）ベースライン・チエツク、（ii）ピーク位置チ
エツク、及び（iii）位相チエツクの結果によつてドラ
イブされる。これらのチエツクの結果は、ブール変数の
形で表現される（第４図参照）。つまり、ベースライン
・チエツクについては、A₁、A₂、B₁、及びB₂、ピーク位
置についてはQ₁及びQ₂、そして位相チエツクについては
ブール変数ｐで、それぞれ表わされる。ここで、Q₁、Q₂
は、X₁、X₂、Y₁、Y₂、Z₁、Z₂で表わされるより詳細なチ
エツクの関数である。各チエツクは、サンプル値の特殊
関数と固定閾値との比較である。各閾値は、読戻（read
back）信号の形に強く関係し、かつ対応するテスト式
の右辺によつて規定される対応定数によつて表わされ
る。以下のテスト式では、閾値定数は、第2B図に示され
るようなサンプル値０、２、４、２、０、…及び０、−
２、−４、−２、０、を持つ公称パルス形状に対応して
いる。

（ｉ）ベースライン・チエツク（A₁、A₂、B₁及びB₂） A₁＝１の意味：（y₀＋y₁）＋（y₁＋y₂）≦４（１） A₂＝１の意味：（y₀＋y₁）＋（y₁＋y₂）≦６（２） B₁＝１の意味：（y₀＋y₁）＋（y₁＋y₂）−y₃≦４（３） B₂＝１の意味：（y₀＋y₁）＋（y₁＋y₂）−y₃≦６（４）（ii）ピーク位置チエツク Q₁及びQ₂ は次のように定義される。

ブール変数Q₁、Q₂によつて表わされるピーク位置チエ
ツクは、次のように表現される。

ここで、Q₁＝X₁＋Y₁Z₁ （８） Q₂＝X₂＋Y₂Z₂ （９）であり、 X₁＝１の意味：（y₀＋y₁）−（y₂＋y₃）≦−２（10） X₂＝１の意味：（y₀＋y₁）−（y₂＋y₃）≦０（11） Y₁＝１の意味：（y₀＋y₁）−（y₂＋y₃）≦０（12） Y₂＝１の意味：（y₀＋y₁）−（y₂＋y₃）≦２（13） Z₁＝１の意味：（y₀＋y₁）−（y₂＋y₃）＋（y₃＋y₄）≦
−４（14） Z₂＝１の意味：（y₀＋y₁）−（y₂＋y₃）＋（y₃＋y₄）≦
−２（15）である。

（iii）位相チエツク（ｐ）ｐ＝１の意味：（y₁＋y₂）＋（y₂＋y₃）≦−７（16）上記テストは、信号の正位相の状態に対応するc₀＝０
の場合の第６図の式に対応するものである。c₀＝１のと
き、負位相における状態に対応する第７図の式について
は、すべてのサンプル値についての符号を変えて同じテ
ストが行われる。

デコーダ23のハードウエアは第４図に示されている。
レジスタ30〜40は、図示されるようなサンプル値y₀〜y₄
の中間関数値をそれぞれ保持する。各サイクルにおい
て、各レジスタ30〜40の内容は、５個の加算回路41〜4
4、44aを通じて適当な関数値が生成されるにつれて、矢
印の向きに後続のレジスタへ移動する。符号変更ブロツ
ク45〜49は、状態レジスタ50の中のc₀ビツトが値“1"を
有するときは、いつでも入力２進数の（正負の）符号を
変える。符号変更ブロツク45〜49の出力はそれぞれ比較
器51〜61に送られる。比較器51〜61の出力は、変数A₁、
A₂、B₁、B₂についての式（１）〜（４）、変数X₁、X₂、
Y₁、Y₂、Z₁、Z₂についての式（５）〜（15）、及び変数
ｐについての式（16）の出力にそれぞれ対応している。
比較器51〜61の出力は“1"又は“0"であり、これらは状
態レジスタ50から来る状態値a₀、b₀、c₀とともに、第８
図に示されるロジツクをインプリメントするロジツク・
ブロツク62へ供給される。ロジツク・ブロツク62は、状
態a₀b₀c₀に対応するデータd₀を生成し、かつ第８図のセ
クシヨン１のロジツクに従つて削除（erasure）ポイン
タを生成する。また、ブロツク62は、第８図のセクシヨ
ン２のロジツクに従つて後続状態についての状態値a₁b₁
c₁を生成する。この状態値は状態レジスタ50に供給さ
れ、後続クロツク・サイクルについての現在状態値とな
る。ブロツク62は、第８図のセクシヨン３のロジツクに
従つて、“期待サンプル値”（つまり、最大尤度サンプ
ル値）も決定する。

プログラム可能つまり適応デコーデイングデコーダ23の構造は、信号・ノイズ環境に対応する相
当な柔軟性・適応性をもたらす。アナログ読出信号の形
は、磁気デイスク表面の半径とともに変化する。また、
信号形状は、ヘツドのジオメトリーにも影響され、それ
はしばしば正負読戻パルスの避け難い非対称性となつて
現われる。例えばこのような信号形状の異常はフイルタ
12やイコライザ22によつて完全に補償できるとは限らな
い。少なくとも、完全な補償を試みることは、容易なこ
とではなく、かつ非経済的である。

デコーダ23はこのようなミスイコライゼーシヨンを補
償する手段を提供する。この目的のために、正及び負の
磁気的遷移に対する読出応答が、サンプル値０、α₁、
β₁、γ₁、０及び０、−α₁、−β₂、−γ₂によつてそ
れぞれ特徴づけられる（第2B図参照）。言い換えると、
α₁、β₁、γ₁、−α₂、−β₂、−γ₂は、非線形性及び
公称サンプル値近傍での小さな変動を許容するための信
号形状を規定する。ここで、公称サンプル値は、前述の
ように、α₁＝α₂＝２、β₁＝β₂＝４、及びγ₁＝γ₂＝
２である。

第９図では、各テストについての閾値定数のプログラ
ム可能な値が、一般パラメータα₁、β₁、γ₁、−α₂、
−β₂、−γ₂で与えられる信号形状の関数として表現さ
れている。正及び負の読戻信号形状が非対称性である場
合、デコーダの２位相の対応するテストのための閾値定
数（第６図、第７図）のそれぞれは必ずしも等しくにな
らない。

第９図では、正位相の閾値定数はプラスの符号をつけ
て示されており、負位相の閾値定数はマイナスの符号を
つけて示されている。例えば、ブール変数A₁に対応する
テストは、正位相の状態（c₀＝０の状態）について定数
Ｋ（A₁＋）を用い、負位相の状態（c₀＝１の状態）につ
いて定数Ｋ（A₁−）を用いる。

したがつて、第４図において、ブール変数Ａに対応す
る比較器回路には、定数オペランドとして２つの違う
値、すなわちＫ（A₁＋）とＫ（A₁−）が供給される。そ
して、出力は、第５図に示されるように、条件がc₀＝
０、c₀＝１のどちらであるかに応じて、選択的にゲート
される。（その場合、符号変更ブロツク45は不要であ
る。11個のブール変数（すなわち、A₁、A₂、B₁、B₂、
X₁、X₂、Y₁、Y₂、Z₁、Z₂、そしてｐ）の各々についての
比較回路は、定数オペランドとして２つの異なる値を受
け取るように修正され、かつ出力は条件がc₀＝０、c₀＝
１のどちらであるかに応じて選択的にゲートされる。

本発明の重要な特徴に従うと、信号形状の異常が12や
22のようなフイルタ又はイコライザによつて補償できな
いとき、プログラム可能デコーダ23が、デコーダの２つ
の位相における閾値を調整することによりミスイコライ
ゼーシヨンを補償する簡単な手段を提供する。かような
柔軟性ゆえに、たとえ読戻信号の形状が理想的なもので
なくても、デコーダ23はほとんど最適な動作パフオーマ
ンスを呈する。デイスク・フアイルにおいては、これは
とりわけ重要なことである。なぜなら、デコーダのプロ
グラム可能性を利用して、トラツク又はトラツク・バン
ドに応じて閾値定数を変更し、すべてのトラツクにおい
て近最適パフオーマンスを得ることができるからであ
る。

本発明の別の特徴に従えば、プログラム可能デコーダ
23は、記録チヤネル値において部分的に均一化された読
出信号とともに用いることもでき、全く均一化されてい
ない読出信号とさえも用いることができる。

デコーダ23のプログラム可能性を利用すると、デコー
ダにおいてデジタル・パラメータを継続的かつ適応的に
調整することも可能になる。より詳しく言うと、デコー
ダ23の出力端にて、推定サンプル値を受信サンプル値と
の比較においてモニターすることができる。同じような
サンプル値を所定数個とり出して平均すると、信号形状
をパラメータα₁、β₁、γ₁、−α₂、−β₂、−γ₂の形
で特徴づけることができる。この情報は、対応する閾値
定数（第９図）を獲得し、かつ信号形状の変動にデコー
ダを適応させるのに利用することができる。

また、この改良されたデコーダの構成に従うと、デコ
ーダの閾値は多量のテストを通じて簡単に確認すること
ができるので、経験的な結果に従つて信号の特定の異常
をカバーすべく閾値を調整することも可能である。

得に、ベースライン・チエツクA₁、A₂、B₁、B₂に対応
する予め選ばれた第１の閾値セツトは、メデイアの欠陥
に関連する入力アナログ信号の異常に起因する紛失ビツ
ト並びに過剰ビツト・エラーをコントロールするのに使
われ、ピーク位置チエツクX₁、X₂、Y₁、Y₂、Z₁、Z₂に対
応する予め選ばれた第２の閾値セツトは、非線形性関連
の上記信号の異常に起因するピーク・シフト・エラーを
コントロールするのに使われ、さらに位相チエツクｐに
対応する予め選ばれた第３の閾値セツトは、上記信号の
復号におけるエラーの伝播をコントロールし、かかるエ
ラーを示すポインタを生成するのに使われる。従来のVi
terbiデコーダではかかる柔軟性はもたらされない。

さて、改善された方法及び装置が、シーケンス検出ア
ルゴリズムを用いて状態依存式ルツク・アヘツドをイン
プリメントするデコーダを含んでなることが理解されよ
う。均一化デジタル・サンプル値の適当な関数が、現在
ビツトに先立つ所定数のビツトについて予め計算され、
アルゴリズムにおいて様々な閾値と比較され、その後デ
ジタル化サンプル値が（１、７）コード化２進データに
デコードされる。デコーダはプログラム可能であり、デ
コーダ内のデジタル・パラメータを調整すべく継続的に
適応的であつてよい。最後に、部分応答シグナリングの
利点がノツチ・フイルタを必要とすることなく得られ、
かつViterbiデコーデイングの利点が通常のトレリス・
タイプのViterbiデコーダの複雑さを伴わずに得られ
る。

E.効果本発明によれば、EPRMLチヤネルにおいて、複雑な計
算を必要とせずに、RLLコードでコード化された入力ア
ナログ信号のサンプル値を処理することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を実施するコード化デジタル信号処理
チヤネルの１例のブロツク図、第2A図は書込遷移の１例
の説明図、第2B図は第2A図の書込遷移に対応するスケー
リング・フアクタによつて正規化された読出応答の説明
図、第３図は（１、７）コード化データについての書込
・読出波形並びに読出サンプル値の説明図、第４図は本
発明を実施するデコーダの１例のブロツク図、第５図
は、アナログ入力信号形状の変動に対応するために第４
図のデコーダをプログラム可能デコーダに修正するやり
方の１例の説明図、第６図はデコーダにおける正位相に
ついてのデコード方式の１例の説明図、第７図は同負位
相についてのデコード方式の１例の説明図、第８図はデ
コーダにおける論理動作の１例の説明図、第９図はデコ
ーダにおけるプログラム方式の１例の説明図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｌ 25/49 Ａ 9199−5Ｋ 25/497 9199−5Ｋ (56)参考文献特開昭58−137111（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−155511（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−9205（ＪＰ，Ａ) 特公昭63−7051（ＪＰ，Ｂ２) 特公昭63−4270（ＪＰ，Ｂ２) 特公昭63−4269（ＪＰ，Ｂ２) 特公平３−63859（ＪＰ，Ｂ２) ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＭＡＧＮＥＴＩＣＳＶｏｌ．24, Ｎｏ．６，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ 1988，ＮＥＷＹＯＲＫ，ＵＳｐａｇｅｓ2539−2541 Ｒ．Ｃ．ＳＣＨＮＥＩＤＥＲＳｅｑｕｅｎｃｅ（ｖｉｔｅｒｂｉｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｄｅｃｏｄｉｎｇ）’ ＩＢＭＴＥＣＨＮＩＣＡＬＤＩＳＣＬＯＳＵＲＥＢＵＬＬＥＴＩＮＶｏｌ．30，Ｎｏ．９，Ｆｅｂｒｕａｒｙ 1988，ＡＲＭＯＮＫＮＹ，ＵＳｐａｇｅｓ65−67 ＩＢＭＣＯＲＰ．‘Ｓｅｑｕｅｎｃｅｄｅｃｏｄｅｒ’ ＩＢＭＴＥＣＨＮＩＣＡＬＤＩＳＣＬＯＳＵＲＥＢＵＬＬＥＴＩＮＶｏｌ．15，Ｎｏ．６，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ 1972，ＡＲＭＯＮＫＮＹ，ＵＳｐａｇｅｓ1924−1926 Ｃ．Ｍ．ＭＥＬＡＳ ‘ ｔｈｒｅｅｌｅｖｅｌｔｏｔｗｏｌｅｖｅｌｄｉｇｉｔａｌｃｏｄｅｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｗｉｔｈｎｏｉｓｅｉｍｍｕｎｉｔｙ’

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】信号処理チヤネルにおいて、コード化され
た２進データのデジタル値を処理する方法であって、相次ぐクロツク・サイクルによつて反復される、現在状
態から後続状態へ遷移する状態依存シーケンス検出アル
ゴリズムを用い、デジタル・サンプル値のデコード規則に従う関数式を現
在ビツトに先立つ所定数のビツトについて予め計算し、上記関数式の予め選択されたものを対応づけられた閾値
と比較し、比較結果ごとに２値の出力を生成し、上記出力を現在状態に対応する状態値と関連づけて使用
し、後続状態についての状態値を決定し、各閾値はプログラム可能であることを特徴とする信号処理方法。