JP2810741B2 - 磁気ヘッドのピークシフト測定方法 - Google Patents
磁気ヘッドのピークシフト測定方法Info
- Publication number
- JP2810741B2 JP2810741B2 JP34078489A JP34078489A JP2810741B2 JP 2810741 B2 JP2810741 B2 JP 2810741B2 JP 34078489 A JP34078489 A JP 34078489A JP 34078489 A JP34078489 A JP 34078489A JP 2810741 B2 JP2810741 B2 JP 2810741B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- peak shift
- magnetic head
- test pattern
- level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はコンピュータの磁気ディスク装置・磁気テ
ープ装置やビデオテープレコーダ等に用いられる磁気ヘ
ッドのピークシフト測定方法に関し、特に一連の周期的
な再生信号波形から信号位置を区別してピークシフト量
を測定する方法に関する。
ープ装置やビデオテープレコーダ等に用いられる磁気ヘ
ッドのピークシフト測定方法に関し、特に一連の周期的
な再生信号波形から信号位置を区別してピークシフト量
を測定する方法に関する。
従来の技術 従来のピークシフト測定方法を説明する。
ピークシフト量は、時系列的に再生される再生信号波
形から得られた情報位置と、本来得られるべき信号の情
報位置との時間的偏移量として測定される。
形から得られた情報位置と、本来得られるべき信号の情
報位置との時間的偏移量として測定される。
一方、ピークシフトの発生する原因は時系列的に並ん
だ再生波形の各パルスが相互に干渉し合うことによると
考えることができ、一般に記録方式・変調方式等によっ
て最もピークシフト量が大きくなる信号パターンが存在
する。
だ再生波形の各パルスが相互に干渉し合うことによると
考えることができ、一般に記録方式・変調方式等によっ
て最もピークシフト量が大きくなる信号パターンが存在
する。
よって、ピークシフト量の測定はこの信号パターンを
試験パターンとして周期的に磁気記録媒体に記録し、再
生した再生信号波形を時間的に分析することになる。
試験パターンとして周期的に磁気記録媒体に記録し、再
生した再生信号波形を時間的に分析することになる。
第３図は従来のピークシフト測定方法による再生系の
ブロック図である。第３図に沿って従来の構成を説明す
る。パーマロイ薄膜等で形成した磁気抵抗効果型磁気ヘ
ッドまたはコイルを形成した誘導型磁気ヘッド等の再生
ヘッド21は、線形に増幅するプリアンプ22に接続され、
プリアンプ22は試験パターンの帯域より高いノイズ成分
を除去するローパスフィルタ23と、試験パターンの帯域
に近くかつ低い不要な周波数成分と直流成分を除去する
微分器24が、縦列接続されている。微分器24の出力に信
号の情報位置をゼロクロス位置に変換するための前処理
用のローパスフィルタ25、及び、微分器26が接続され、
微分器26の出力は0Vを基準として２値化するコンパレー
タ27と、TTL・CMOS等のロジックレベル信号に変換する
レベルコンバータ28が縦列接続されている。
ブロック図である。第３図に沿って従来の構成を説明す
る。パーマロイ薄膜等で形成した磁気抵抗効果型磁気ヘ
ッドまたはコイルを形成した誘導型磁気ヘッド等の再生
ヘッド21は、線形に増幅するプリアンプ22に接続され、
プリアンプ22は試験パターンの帯域より高いノイズ成分
を除去するローパスフィルタ23と、試験パターンの帯域
に近くかつ低い不要な周波数成分と直流成分を除去する
微分器24が、縦列接続されている。微分器24の出力に信
号の情報位置をゼロクロス位置に変換するための前処理
用のローパスフィルタ25、及び、微分器26が接続され、
微分器26の出力は0Vを基準として２値化するコンパレー
タ27と、TTL・CMOS等のロジックレベル信号に変換する
レベルコンバータ28が縦列接続されている。
一方、微分器24の出力は、0V以外のあるレベルを基準
に２値化するレベルコンパレータ29と、TTL・COMS等の
ロジックレベル信号に変換するレベルコンバータ30が、
縦列接続されている。
に２値化するレベルコンパレータ29と、TTL・COMS等の
ロジックレベル信号に変換するレベルコンバータ30が、
縦列接続されている。
それぞれのレベルコンパレータ28,30の出力は、AND回
路33に接続され、AND回路33の出力が、測定端子となっ
ている。
路33に接続され、AND回路33の出力が、測定端子となっ
ている。
第４図は第３図の従来のピークシフト測定方法の再生
系のタイミンズグ図である。
系のタイミンズグ図である。
第４図に沿って従来の動作を説明する。
磁気ヘッド21で検出し、プリアンプ22で増幅した再生
信号ａ′は、ローパスフィルタ23と微分器24で試験パタ
ーンの帯域より高いノイズ成分と低い周波数成分及び直
流成分を除去した一階微分信号ｂ′が得られる。
信号ａ′は、ローパスフィルタ23と微分器24で試験パタ
ーンの帯域より高いノイズ成分と低い周波数成分及び直
流成分を除去した一階微分信号ｂ′が得られる。
一階微分信号ｂ′は、ローパスフィルタ25と微分器26
でゼロクロス位置に情報をもつ二階微分信号ｃ′に変換
し、コンパレータ27で0Vを基準に２値化し、レベルコン
バータ28でTTL・CMOS等のロジックレベルのコンパレー
ト信号ｄ′に変換される。
でゼロクロス位置に情報をもつ二階微分信号ｃ′に変換
し、コンパレータ27で0Vを基準に２値化し、レベルコン
バータ28でTTL・CMOS等のロジックレベルのコンパレー
ト信号ｄ′に変換される。
一方、一階微分信号ｂ′は、レベルコンパレータ29で
0V以外のあるレベルα′を基準に２値化し、レベルコン
バータ30でロジックレベルに変換したゲート信号ｇ′に
変換される。
0V以外のあるレベルα′を基準に２値化し、レベルコン
バータ30でロジックレベルに変換したゲート信号ｇ′に
変換される。
AND回路33によってコンパレート信号ｄ′とゲート信
号ｇ′のAND論理をとり、コンパレート信号ｄ′の0V近
傍に発生するノイズを除去し、被測定信号ｈ′が得られ
る。ピークシフト量は被測定信号ｈ′から、測定すべき
パルス間隔Ｔ′１と試験パターンの周期に相当する時間
Ｔ′ｎを、それぞれジッターカウンタ・タイムインタバ
ルアナライザ等で測定し、Ｔ′ｎから算出した本来のパ
ルス幅と測定から得たパルス幅T1の差を求めることで得
られる。
号ｇ′のAND論理をとり、コンパレート信号ｄ′の0V近
傍に発生するノイズを除去し、被測定信号ｈ′が得られ
る。ピークシフト量は被測定信号ｈ′から、測定すべき
パルス間隔Ｔ′１と試験パターンの周期に相当する時間
Ｔ′ｎを、それぞれジッターカウンタ・タイムインタバ
ルアナライザ等で測定し、Ｔ′ｎから算出した本来のパ
ルス幅と測定から得たパルス幅T1の差を求めることで得
られる。
発明が解決しようとする課題 ところで、上記のピークシフト測定方法は試験パター
ンに含まれるパルス列のパルス立上りから立下りの間隔
即ちパルス幅に相当する時間の測定には、２チャンネル
を比較できる測定器が必要であり、例えば第４図のＴ′
１とＴ′２のようにどのパルスのピークシフトかを区分
して測定するには、連続測定可能な測定器が必要であっ
たので、複数の測定回路が必要であったり、高速の測定
処理できる素子や回路が必要となる欠点があった。
ンに含まれるパルス列のパルス立上りから立下りの間隔
即ちパルス幅に相当する時間の測定には、２チャンネル
を比較できる測定器が必要であり、例えば第４図のＴ′
１とＴ′２のようにどのパルスのピークシフトかを区分
して測定するには、連続測定可能な測定器が必要であっ
たので、複数の測定回路が必要であったり、高速の測定
処理できる素子や回路が必要となる欠点があった。
課題を解決するための手段 この発明のピークシフト測定方法は、磁気ヘッドから
の再生信号を0Vでない一定の信号レベル内のレベルで２
値化し、生成した各パルスを試験パターンの１ビットに
相当する時間より長く試験パターンの２周期に相当する
時間より短い試験パターンに同期した単パルスに変換し
た信号をゲート信号として、再生信号を0Vで２値化した
信号にマスクして被測定信号を得ることを特徴とする構
成になっている。
の再生信号を0Vでない一定の信号レベル内のレベルで２
値化し、生成した各パルスを試験パターンの１ビットに
相当する時間より長く試験パターンの２周期に相当する
時間より短い試験パターンに同期した単パルスに変換し
た信号をゲート信号として、再生信号を0Vで２値化した
信号にマスクして被測定信号を得ることを特徴とする構
成になっている。
作用 上記の方法によると、ゲート信号は試験パターンの周
期に同期した単パルスとなるので、パルス幅整形と遅延
を適当に加えることで簡単にパルス幅とパルス周期が得
られる。
期に同期した単パルスとなるので、パルス幅整形と遅延
を適当に加えることで簡単にパルス幅とパルス周期が得
られる。
また、遅延量を掃引することで各パルス位置を区別し
てピークシフトを測定することができる。
てピークシフトを測定することができる。
実施例 以下、この発明について図面を参照して説明する。
第１図はこの発明の一実施例のピークシフト側定方法
による再生系のブロック図である。
による再生系のブロック図である。
パーマロイ薄膜等で形成した磁気抵抗効果型の磁気ヘ
ッド１は線形に増幅するプリアンプ２に接続され、プリ
アンプ２は信号パターンの帯域より高いノイズ成分を除
去するローパスフィルタ３と信号パターンの帯域に近く
かつ低い不要な周波数成分と直流成分を除去する微分器
４が縦列接続されている。
ッド１は線形に増幅するプリアンプ２に接続され、プリ
アンプ２は信号パターンの帯域より高いノイズ成分を除
去するローパスフィルタ３と信号パターンの帯域に近く
かつ低い不要な周波数成分と直流成分を除去する微分器
４が縦列接続されている。
微分器４の出力は信号の情報位置をゼロクロス位置に
変換するための前処理用のローパスフィルタ５及び微分
器６が接続され、微分器６の出力は0Vを基準として２値
化するコンパレータ７とCMOS等のロジックレベル信号に
変換する第１のレベルコンバータ８が縦列接続されてい
る。
変換するための前処理用のローパスフィルタ５及び微分
器６が接続され、微分器６の出力は0Vを基準として２値
化するコンパレータ７とCMOS等のロジックレベル信号に
変換する第１のレベルコンバータ８が縦列接続されてい
る。
一方、微分器４の出力は、実に0V以外のあるレベルを
基準に２値化するレベルコンバータ９とCMOS等のロジッ
クレベル信号に変換する第２のレベルコンバータ10が縦
列接続されている。
基準に２値化するレベルコンバータ９とCMOS等のロジッ
クレベル信号に変換する第２のレベルコンバータ10が縦
列接続されている。
レベルコンバータ10の出力はパルス幅を変換するワン
ショットマルチバイブレータ11と、信号パターン周期に
相当する時間の遅延が可能な可変の遅延回路12が縦列接
続されている。
ショットマルチバイブレータ11と、信号パターン周期に
相当する時間の遅延が可能な可変の遅延回路12が縦列接
続されている。
前記第１のレベルコンバータ８と遅延回路12との出力
はAND回路に接続され、AND回路13の出力が測定端子とな
っている。
はAND回路に接続され、AND回路13の出力が測定端子とな
っている。
第２図は第１図の実施例のピークシフト測定方法の再
生系タイミング図である。
生系タイミング図である。
第２図に沿って実施例の動作を説明する。
この実施例では試験パターンに８ビット構成の111110
00を用い、ANSI X3B5/87−099,1987で定められているDD
−NRZI記録を行った。
00を用い、ANSI X3B5/87−099,1987で定められているDD
−NRZI記録を行った。
磁気ヘッド１が検出し、プリアンプ２で40dB増幅した
再生信号ａは、ローパスフィルタ３と微分器４で試験パ
ターンの帯域より高いノイズ成分と、低い周波数成分及
び直流成分を除去した一階微分信号ｂが得られる。
再生信号ａは、ローパスフィルタ３と微分器４で試験パ
ターンの帯域より高いノイズ成分と、低い周波数成分及
び直流成分を除去した一階微分信号ｂが得られる。
一階微分信号ｂはローパスフィルタ５と微分器６でゼ
ロクロス位置に情報をもつ二階微分信号ｃに変換し、コ
ンパレータ７で0Vを基準に２値化し、レベルコンバータ
８でCMOS等のロジックレベルのコンパレート信号ｄに変
換される。
ロクロス位置に情報をもつ二階微分信号ｃに変換し、コ
ンパレータ７で0Vを基準に２値化し、レベルコンバータ
８でCMOS等のロジックレベルのコンパレート信号ｄに変
換される。
一方、一階微分信号ｂはレベルコンパレータ９で一階
微分信号の0V近傍のノイズを避けたレベルαを基準に２
値化し、レベルコンバータ10でCMOS等のロジックレベル
に変換したレベルコンパレート信号ｅとなりワンショッ
トマルチバイブレータ等で各パルス幅を広く変換され、
試験パルス列の二周期に同期した同期パルスｆに変換さ
れる。
微分信号の0V近傍のノイズを避けたレベルαを基準に２
値化し、レベルコンバータ10でCMOS等のロジックレベル
に変換したレベルコンパレート信号ｅとなりワンショッ
トマルチバイブレータ等で各パルス幅を広く変換され、
試験パルス列の二周期に同期した同期パルスｆに変換さ
れる。
同期パルスｆは、遅延回路12で測定すべき情報をもつ
コンパレート信号ｄの測定すべきパルス位置とパルス幅
に従って、ゲート信号ｇのパルス位置とパルス幅に設定
される。
コンパレート信号ｄの測定すべきパルス位置とパルス幅
に従って、ゲート信号ｇのパルス位置とパルス幅に設定
される。
AND回路13によって、コンパレート信号ｄとゲート信
号の和論理をとり、コンパレート信号ｄの測定すべき位
置のパルスのみが被測定信号ｈとなって得られる。
号の和論理をとり、コンパレート信号ｄの測定すべき位
置のパルスのみが被測定信号ｈとなって得られる。
ピークシフト量ΔＴは被測定信号ｈから、測定すべき
パルス間隔T1と、試験パターンの周期に相当する時間T
16をそれぞれジッタカウンタ等で測定し、（式１）から
計算できる。
パルス間隔T1と、試験パターンの周期に相当する時間T
16をそれぞれジッタカウンタ等で測定し、（式１）から
計算できる。
本実施例は磁気抵抗効果型の磁気ヘッドの例である
が、誘導型の磁気ヘッドの場合もコンパレータ７に入力
される信号のゼロクロス位置に情報をもつようにローパ
スフィルタ５及び微分器６を用いるか除くかを選択する
ことで同様のピークシフト測定が可能である。
が、誘導型の磁気ヘッドの場合もコンパレータ７に入力
される信号のゼロクロス位置に情報をもつようにローパ
スフィルタ５及び微分器６を用いるか除くかを選択する
ことで同様のピークシフト測定が可能である。
また、本実施例で示した試験パターンは、８ビット即
ち偶数ビット構成なので、同期パルスｆは試験パターン
の２周期に同期した信号となったが、奇数ビット構成の
試験ターンの場合は、同期パルスｆは試験パターンに同
期した信号としてもよい。
ち偶数ビット構成なので、同期パルスｆは試験パターン
の２周期に同期した信号となったが、奇数ビット構成の
試験ターンの場合は、同期パルスｆは試験パターンに同
期した信号としてもよい。
発明の効果 以上説明したように、この発明は試験パターンに同期
した単パルスが簡単な回路を付加することで得られ、適
当な遅延とパルス幅整形をすることで試験パターンの位
置を区別して任意のパルス幅とパルス周期が測定できる
ので試験パターンの位置情報を含めたピークシフト測定
が簡便にできる。
した単パルスが簡単な回路を付加することで得られ、適
当な遅延とパルス幅整形をすることで試験パターンの位
置を区別して任意のパルス幅とパルス周期が測定できる
ので試験パターンの位置情報を含めたピークシフト測定
が簡便にできる。
また、測定すべき信号を再生原波形に選ぶことでアシ
ンメトリの測定にも応用できる効果がある。
ンメトリの測定にも応用できる効果がある。
第１図はこの発明のピークシフト測定方法の再生系ブロ
ック図、第２図は第１図のタイミング図、第３図は従来
のピークシフト測定方法の再生系ブロック図、第４図は
第３図のタイミング図である。 1,21……再生ヘッド， 4,6,24,26……微分器。 7,27……コンパレータ、 9,29……レベルコンパレータ、 11……ワンショットマルチバイブレータ、 12……遅延器。
ック図、第２図は第１図のタイミング図、第３図は従来
のピークシフト測定方法の再生系ブロック図、第４図は
第３図のタイミング図である。 1,21……再生ヘッド， 4,6,24,26……微分器。 7,27……コンパレータ、 9,29……レベルコンパレータ、 11……ワンショットマルチバイブレータ、 12……遅延器。
Claims (1)
- 【請求項１】磁気ヘッドからの再生信号を0Vでない一定
の信号レベル内のレベルで２値化し、試験パターンの１
周期または２周期に相当する試験パターンに同期した同
期パルスを、単パルスに変換した信号をゲート信号とし
て、再生信号を0Vで２値化した信号にマスクして被測定
信号を得ることを特徴とする磁気ヘッドのピークシフト
測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34078489A JP2810741B2 (ja) | 1989-12-29 | 1989-12-29 | 磁気ヘッドのピークシフト測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34078489A JP2810741B2 (ja) | 1989-12-29 | 1989-12-29 | 磁気ヘッドのピークシフト測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03203803A JPH03203803A (ja) | 1991-09-05 |
| JP2810741B2 true JP2810741B2 (ja) | 1998-10-15 |
Family
ID=18340263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34078489A Expired - Lifetime JP2810741B2 (ja) | 1989-12-29 | 1989-12-29 | 磁気ヘッドのピークシフト測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2810741B2 (ja) |
-
1989
- 1989-12-29 JP JP34078489A patent/JP2810741B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03203803A (ja) | 1991-09-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5101395A (en) | Data detection employing high-speed baseline tracking compensation | |
| JPH0241801B2 (ja) | ||
| JP3555981B2 (ja) | 品質信号取出し方法、記録装置及び読出し装置 | |
| JP2810741B2 (ja) | 磁気ヘッドのピークシフト測定方法 | |
| JPS61214278A (ja) | 情報再生方式 | |
| US5420726A (en) | Channel qualifier for a hard disk drive which differentiates a raw data signal before peak detection and qualification of the signal | |
| US5424883A (en) | Signal channel equalizer and method of making same | |
| JPH04246638A (ja) | カメラの磁気再生装置 | |
| JPH02170613A (ja) | 自動等化装置 | |
| JPH0522281B2 (ja) | ||
| JP2696629B2 (ja) | フレキシブルディスクのモジュレーション波形検査方法 | |
| JPS6288108A (ja) | 磁気デイスク装置の信号再生回路 | |
| KR0165276B1 (ko) | 데이타재생장치 | |
| JP2813913B2 (ja) | 磁気ディスクサーティファイヤのエラー検出回路 | |
| JP2507019B2 (ja) | 記録再生装置 | |
| JPS607857B2 (ja) | 波形整形回路 | |
| JPH0318152B2 (ja) | ||
| JPS63239655A (ja) | 情報記録再生装置 | |
| JPS6196570A (ja) | ドル−プ電圧判別装置 | |
| JPS61168106A (ja) | 磁気記録再生装置 | |
| JPH0375922B2 (ja) | ||
| JPS58194119A (ja) | デイジタル磁気記録信号再生回路 | |
| JPH04301275A (ja) | 光ビーム移動量検出装置 | |
| JPH04258815A (ja) | 信号検出回路 | |
| JPH04315821A (ja) | 光学的情報再生装置 |