DE602004006946T2

DE602004006946T2 - Duobinärer Empfänger

Info

Publication number: DE602004006946T2
Application number: DE602004006946T
Authority: DE
Inventors: Xiang Marlboro Liu; Lothar B.E.J. Middletown Moeller; Xing New Providence Wei; Chongjin Morganville Xie
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2003-12-08
Filing date: 2004-11-22
Publication date: 2008-02-14
Anticipated expiration: 2024-11-23
Also published as: JP2005176374A; CN1627667A; DE602004006946D1; EP1542417A1; US7613402B2; JP4629423B2; CN1627667B; KR20050055588A; US20050123068A1; KR101138630B1; EP1542417B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft optische Kommunikationsgeräte und insbesondere Geräte zum Verarbeiten von optischen duobinären Signalen.
Allgemeiner Stand der Technik
Die duobinäre Signaltechnik wurde in den 60er Jahren eingeführt und hat seitdem vielfach in Kommunikationssystemen Anwendung gefunden. Das Prinzip der duobinären Signaltechnik wird zum Beispiel in einem Artikel von A. Lender, IEEE Transactions an Communications and Electronics, Band 82 (Mai 1963), Seiten 214–218, beschrieben. Kurz gefasst verwendet die duobinäre Signaltechnik drei Signalpegel, zum Beispiel "+1", "0" und "–1". Während jedem Signalisierungsintervall (Zeitschlitz) wird ein einem dieser Pegel entsprechendes Signal (d.h. ein duobinäres Symbol) gesendet. Ein duobinäres Signal wird in der Regel unter Verwendung bestimmter Transformationsregeln aus einem entsprechenden Binärsignal erzeugt. Obwohl beide Signale dieselben Informationen führen, kann die Bandbreite des duobinären Signals im Vergleich zu der des Binärsignals um einen Faktor 2 verringert sein. Zusätzlich kann das duobinäre Signal so konstruiert werden, daß es bestimmte Daten der Zwischensymbolkorrelation (ISC) aufweist, mit denen man im Empfänger einen Fehlerkorrekturalgorithmus implementieren kann.
Es wurden mehrere verschiedene Transformationen zur Konstruktion einer duobinären Sequenz b_k aus einer entsprechenden Binärsequenz a_k, mit k = 1, 2, 3, ..., vorgeschlagen. Eine in dem oben zitierten Artikel von Lender beschriebene solche Transformation ist wie folgt. Für ein beliebiges bestimmtes k = m mit a_m = 0, b_m = 0. Im Fall a_m = 1 ist b_m entweder +1 oder –1, wobei die Polarität von b_m auf der Basis der Polarität des letzten b_m vorausgehenden von null verschiedenen Symbols b_m-i bestimmt wird, wobei i eine positive ganze Zahl ist. Wenn i ungerade ist, ist die Polarität von b_m genauer gesagt dieselbe wie die Polarität von b_m-i; und wenn i gerade ist, ist die Polarität von b_m der Polarität von b_m-i entgegengesetzt. Aufgrund der Eigenschaften dieser Transformation weist die duobinäre Sequenz keine Übergänge zwischen den Pegeln "+1" und "–1" in sukzessiven Zeitschlitzen auf. Es können nur Übergänge zwischen den Pegeln (i) "0" und "+1" und (ii) "0" und "–1" auftreten. Die Rekonstruktion von a_k aus einem gekannten b_k ist relativ unkompliziert. Genauer gesagt gilt im Fall b_m = ±1 a_m = 1; und im Fall b_m = 0 gilt am = 0.
In optischen Kommunikationssystemen wird duobinäre Codierung in der Regel unter Verwendung von Phasenmodulation eines optischen Trägerstrahls implementiert, wie aus dem US-Patent Nr. 5,867,534 bekannt. Genauer gesagt wird für das "0"-Bit im wesentlichen kein Licht gesendet. Die Bit "+1" und "–1" werden jedoch als Licht mit elektrischen Feldern +E bzw. –E gesendet, wobei entgegengesetzte Polaritäten des elektrischen Feldes einer relativen optischen Phasenverschiebung von 180 Grad entsprechen. Obwohl ein auf diese Weise modulierter optischer Strahl im Hinblick auf das elektrische Feld ein dreipegeliges Signal ist, ist es im Hinblick auf die optische Leistung ein zweipegeliges Signal. Auf der Basis dieser Eigenschaft duobinärer Signale kann ein "binärer" Empfänger dafür ausgelegt werden, als duobinärer Empfänger zu dienen. Ein herkömmlicher binärer Empfänger mißt einfach optische Leistung. Da beide duobinären Zustände "+1" und "–1" "eingeschaltetem" Licht entsprechen, kann ein binärer Empfänger optische duobinäre Eingangssignale durch Messen der optischen Leistung in elektrische Ausgangssignale umsetzen. Es wäre jedoch wünschenswert, über einen spezialisierten duobinären Empfänger zu verfügen, der, wenn er anstelle eines regulären binären Empfängers in einem Kommunikationssystem eingesetzt wird, die Systemleistungsfähigkeit durch Verwendung der Vorteile der optischen Duobinärcodierung verbessern würde.
Aus dem US-Patent Nr. 6,295,152 ist ein optischer Empfänger mit der Fähigkeit zum Detektieren von Bitfehlern bekannt. Der optische Empfänger besitzt eine Entscheidungsvorrichtungs-/Pseudofehlerüberwachungsvorrichtungsschaltung mit zwei Komparatoren, die jeweils dafür konfiguriert sind, eine Kopie eines elektrischen Eingangssignals zu empfangen, das das durch eine Kommunikationsstrecke durch den Empfänger empfangene optische Signal repräsentiert. Jeder der beiden Komparatoren ist dafür ausgelegt, das Eingangssignal an diskreten Zeitpunkten, an denen das den entsprechenden Komparator ansteuernde Taktsignal eine Taktimpulsflanke aufweist, mit einem Schwellenwert zu vergleichen. Das von jedem Komparator erzeugte Ausgangssignal ist eine binäre "1" oder "0", wenn der Pegel des Eingangssignals an diesem diskreten Zeitpunkt höher bzw. niederiger als der des Schwellensignals ist. Da die die Komparatoren ansteuernden Taktsignale in bezug auf einander phasenverschoben sind, messen die beiden Komparatoren das Eingangssignal zu verschiedenen diskreten Zeiten.
Die von den Komparatoren erzeugten Ausgangssignale werden dann an eine EXOR-Schaltung angelegt, die dafür ausgelegt ist, ein Bitfehlersignal zu produzieren, das (i) auf "high" liegt, wenn die Komparatorausgangssignale unterschiedlich sind, d.h. ein Ausgangssignal eine "0" aufweist, während das andere Ausgangssignal eine "1" aufweist, und (ii) auf einem "low" wenn die Komparatorausgangssignale gleich sind. Der Empfänger interpretiert die Anwesenheit eines High-Pegels in dem Bitfehlersignal als eine Bitfehlerinstanz. Das Bitfehlersignal kann über die Zeit integriert werden, um ein Quasi-DC-Signal zu produzieren, das die Bitfehlerrate im Empfänger widerspiegelt. Insbesondere ist die Bitfehlerrate umso höher, je höher der Pegel dieses Quasi-CD-Signals ist.
Aus dem deutschen Patent Nr. 19823705.7 ist eine Schaltung oder ein Verfahren zum Wiederherstellen eines Binärsignals bekannt, das einem optischen Signal entspricht, das in einer Übertragungsstrecke verzerrt wurde. Genauer gesagt wird jedes Bitintervall zum Beispiel in zehn Subintervalle aufgeteilt. Wenn sich der Signalpegel ändert, z.B. von "low" nach "high" (in einem bestimmten Bitintervall), bestimmt die aus diesem Patent bekannte Schaltung die Anzahl der Subintervalle in diesem Bitintervall, für die das Signal auf dem Pegel high bzw. low liegt. Wenn der High-Pegel in dem Bitintervall länger als z.B. 30% (3 Subintervalle) der Bitintervalldauer vorliegt, wird das Signal so wiederhergestellt, daß es den High-Pegel für die gesamte Bitintervalldauer aufweist. Wenn dies nicht der Fall ist, wird das Signal so wiederhergestellt, daß es für die gesamte Bitintervalldauer den Low-Pegel aufweist.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung werden in den unabhängigen Ansprüchen definiert, auf die der Leser nun verwiesen wird. Bevorzugte Merkmale werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung werden Probleme im Stand der Technik durch einen optischen Empfänger behandelt, der dafür ausgelegt ist, ein optisches Duobinärsignal zu verarbeiten, das über eine Übertragungsstrecke in einem optischen Kommunikationssystem empfangen wird. Bei einer Ausführungsform besitzt der Empfänger einen an einen Decoder angekoppel ten Signalumsetzer von optisch in elektrisch. Der Decoder verarbeitet ein durch den Umsetzer erzeugtes elektrisches Signal, um eine dem optischen Signal entsprechende Bitsequenz zu erzeugen. Um einen Bitwert zu erzeugen, integriert der Decoder das elektrische Signal unter Verwendung eines Abtastfensters und vergleicht das Integrationsergebnis mit einem Entscheidungsschwellenwert. Bei einer Konfiguration werden die Breite des Abtastfensters und der Entscheidungsschwellenwert auf der Basis des Augendiagramms bzw. der Rauschverteilungsfunktion entsprechend dem optischen Signal ausgewählt.
Vorteilhafterweise verbessern Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Gesamtwechselsystemleistungsfähigkeit (d.h. von Quelle zu Ziel), z.B. Verringerung des Pegels optischer Leistung entsprechend einem gewählten Bitfehlerratenwert in einem optisch vorverstärkten Empfänger.
Gemäß einer Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Signalverarbeitung, mit den folgenden Schritten: Umsetzen eines optischen Signals in ein elektrisches Signal, das eine der optischen Leistung des optischen Signals entsprechende Amplitude aufweist; und Abtasten des elektrischen Signals unter Verwendung eines Abtastfensters, um eine dem optischen Signal entsprechende Bitsequenz zu erzeugen, wobei: das Abtastfenster eine Breite aufweist; und das elektrische Signal eine Reihe von Signalformen aufweist, die eine erste und eine zweite Vielzahl von Signalformen umfaßt, wobei jede Signalform der ersten Vielzahl eine binäre "0" repräsentiert und jede Signalform der zweiten Vielzahl eine binäre "1" repräsentiert, jede Signalform wird über die Abtastfensterbreite integriert, um ein Integrationsergebnis zu erhalten; das Integrationsergebnis wird mit einem Entscheidungschwellenwert verglichen, um einen entsprechenden Bitwert zu erzeugen; und die Abtastfensterbreite wird so gewählt, daß sie kleiner als eine Bitlänge in dem elektrischen Signal ist, um den Beitrag der zweiten Vielzahl von Signalformen zu Integrationsergebnissen, die der ersten Vielzahl von Signalformen entsprechen, zu reduzieren.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung ein optischer Empfänger, umfassend: einen Signalkonverter, der dafür ausgelegt ist, ein optisches Signal in ein elektrisches Signal umzusetzen, das eine der optischen Leistung des optischen Signals entsprechende Amplitude aufweist; und einen an den Signalkonverter angekoppelten Decoder, der dafür ausgelegt ist, (i) das elektrische Signal unter Verwendung eines Abtastfensters abzutasten, und (ii) eine dem optischen Signal entsprechende Bitsequenz zu erzeugen, wobei das Abtastfenster eine Breite aufweist; das elektrische Signal eine Reihe von Signalformen aufweist, die eine erste und eine zweite Vielzahl von Signalformen umfaßt, wobei jede Signalform der ersten Vielzahl eine binäre "0" repräsentiert und jede Signalform der zweiten Vielzahl eine binäre "1" repräsentiert, jede Signalform wird über die Abtastfensterbreite integriert, um ein Integrationsergebnis zu erhalten; das Integrationsergebnis wird mit einem Entscheidungsschwellenwert verglichen, um einen entsprechenden Bitwert zu erzeugen; und die Abtastfensterbreite wird so ausgewählt, daß sie kleiner als eine Bitlänge in dem elektrischen Signal ist, um den Beitrag der zweiten Vielzahl von Signalformen zu Integrationsergebnissen, die der ersten Vielzahl von Signalformen entsprechen, zu reduzieren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Aspekte, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, den angefügten Ansprüchen und den beigefügten Zeichnungen deutlich. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines für die Verwendung optischer Duobinärcodierung ausgelegten repräsentativen optischen Kommunikationssystems;
2 ein Blockschaltbild eines repräsentativen Empfängers, der in dem System von 1 verwendet werden kann;
3A–D graphisch repräsentative Verzerrungen in optischen Binär- und Duobinärsignalen aufgrund von Dispersionseffekten in einer optischen Strecke;
4A–B ein repräsentatives Augendiagramm eines Duobinärsignals (10 Gb/s) bzw. der entsprechenden Rauschverteilungsfunktion in dem System von 1;
5 ein Blockschaltbild eines Empfängers, der in dem System von 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann; und
6–8 Vergleichen graphisch die Leistungseigenschaften verschiedener Konfigurationen des in 1 gezeigten Systems.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Ein Verweis auf "eine Ausführungsform" bedeutet hier, daß ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder ein bestimmtes Charakteristikum, das in Verbindung mit der Ausführungsform beschrieben wird, in mindestens einer Ausführungsform der Erfindung enthalten sein kann. Das Erscheinen der Phrase "in einer Ausführungsform" an verschiedenen Stellen in der Beschreibung bedeutet nicht unbedingt immer dieselbe Ausführungsform, und auch nicht separate oder alternative Ausführungsformen, die gegenseitig andere Ausführungsformen ausschließen.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines für die Verwendung optischer Duobinärcodierung ausgelegten repräsentativen optischen Kommunikationssystems 100. Das System 100 besitzt einen Duobinärsender 102, der über eine Übertragungsstrecke, die eine optische Faser 104 und einen oder mehrere optische Verstärker 106 aufweist, an einen Empfänger 108 angekoppelt ist. Der Sender 102 empfängt eine Binärsequenz a_k und erzeugt ein entsprechendes optisches Duobinärsignal A(t), das im Empfänger 108 als Signal S(t) empfangen wird. Im Vergleich zu dem Signal A(t) kann das Signal S(t) Verzerrungen aufgrund von chromatischer Dispersion (CD) und Polarisationsmodendispersion (PMD) in der Faser 104 und/oder Verstärkungsrauschen in dem Verstärker 106 aufweisen. Der Empfänger 108 setzt das optische Signal S(t) in ein entsprechendes elektrisches Signal um und verarbeitet dieses Signal, um die der Sequenz a_k entsprechende Binärsequenz a'_k zu erzeugen.
Beschreibungen von Duobinärsendern, die als Sender 102 verwendet werden können, finden sich zum Beispiel in den folgenden Artikeln: (1) J.M. Gene et al., IEEE Photonics Technology Letters, 2002, Band 14, S. 843; (2) W. Kaiser et al., IEEE Photonics Technology Letters, 2001, Band 13, S. 884; (3) H. Kim und C.X. Yu, IEEE Photonics Technology Letters, 2002, Band 14, S. 1205; und (4) H. Bissessur, Electronics Letters, Band 37, S. 45.
2 zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers 200, der als Empfänger 108 in dem System 100 verwendet werden kann. Der Empfänger 200 besitzt einen Signalumsetzer von optisch in elektrisch (O/E) (z.B. eine Photodiode) 206, die das optische Signal S(t) in ein elektrisches Signal S'(t) umsetzt, dessen Amplitude proportional zu der optischen Leistung des Signals S(t) ist. Ein Decoder 208 tastet das Signal S'(t) ab, z.B. indem er es über einen Teil der als Abtastfenster bezeichneten Bitlänge integriert, und vergleicht das Integrationsergebnis mit einem Entscheidungsschwellenwert. Auf der Basis des Vergleichs gibt der Decoder 208 entweder Digitalcodes "1" oder Digitalcodes "0" für die Sequenz a'_k aus. Optimale Leistung des Decoders 208 wird erreicht, wenn sowohl die Breite des Abtastfensters als auch der Entscheidungsschwellenwert entsprechend gewählt sind, um die Anzahl der aus der Anwesenheit der Verzerrungen und des Rauschens in dem Signal S'(t) entstehenden Decodierungsfehler zu minimieren.
3A–D zeigen graphisch repräsentative Verzerrungen in optischen Binär- und Duobinärsignalen aufgrund von Dispersionseffekten in einer optischen Strecke, z.B. der Faser 104 in dem System 100. Es wird jedoch erwähnt, daß die in 3A-D gezeigten Signalformen eine vereinfachte graphische Abbildung von tatsächlichen Signalformen, die in dem System 100 verwendet werden können, repräsentieren. Mit Bezug auf 3A–B wird eine Binärsequenz "101" bei der optischen binären NRZ-Codierung (non-return-to-zero) (3A) als "+E, 0, +E" auf der optischen Domäne abgebildet, und bei optischer Duobinärcodierung (3B) als "+E, 0, –E". Ein Effekt der Dispersion ist die Verbreiterung von optischen Impulsen, wie in 3C–D gezeigt. Wie in 3C gezeigt, interferieren verbreiterte optische Impulse der NRZ-Signalform konstruktiv in dem der optischen "0" entsprechenden Bereich, wodurch es schwierig wird, die "0" im Empfänger ordnungsgemäß zu decodieren. Wie in 3D gezeigt, interferieren verbreiterte optische Impulse der Duobinärsignalform jedoch in dem Bereich, der der optischen "0" entspricht, destruktiv, wodurch ein relativ schmales "Tal" zwischen zwei optischen "Einsen" erhalten und die Wahrscheinlichkeit der ordnungsgemäßen Decodierung der "0" im Empfänger verbessert werden kann.
4A–B zeigen ein repräsentatives Augendiagramm eines Signals S(t) (10 Gb/s) bzw. der entsprechenden Rauschverteilungsfunktion in dem System 100. Mit Bezug auf 4A zeigt das Augendiagramm verschiedene Signalformen, die über ein zwei Bitperioden entsprechendes Zeitintervall in dem System 100 übertragen werden können. Zum Beispiel entspricht die Signalform 402 mit einem relativ breiten Impuls mit einer Mitte bei etwa 100 ps einer Binärsequenz "010". Die Signalform 404 mit einem relativ schmalen Tal mit einer Mitte bei etwa 100 ps entspricht ähnlich einer Binärsequenz "101". Für Fachleute ist erkennbar, daß andere in 4A gezeigte Signalformen den Bitsequenzen "111", "110", "100", "000", "001" und "011" entsprechen. Mit Bezug auf 4B wird bei dem "Mark"-Pegel (d.h. dem binär "1" entsprechenden Pegel) das Gesamtrauschen durch das spontane Schwebungsrauschen in optischen Verstärkern, z.B. in den Verstärkern 106 (1) dominiert. Auf dem "Space"-Pegel (d.h. dem binär "0" entsprechenden Pegel) wird das Gesamtrauschen durch thermisches Rauschen dominiert. In der Region zwischen Mark- und Space-Pegeln existiert jedoch gewöhnlich eine Region mit relativ niedriger Rauschwahrscheinlichkeit entsprechend einem Minimum der Rauschverteilungsfunktion.
Um den Decoder 208 zu konfigurieren muß man, wie bereits erwähnt wurde, die Breite des Abtastfensters und einen Entscheidungsschwellenwert wählen. 4A–B zeigen diese Auswahlen, die gemäß vorbekannten Verarbeitungsverfahren und einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden, graphisch. Genauer gesagt entsprechen die Abtastfenster A und B vorbekannten Konfigurationen des Decoders 208, und das Abtastfenster D entspricht einer neuartigen Konfiguration des Decoders gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Bei einer typischen vorbekannten Konfiguration ist das Abtastfenster relativ breit, d.h. mehr als 30% der Bitlänge. Ein Gesichtspunkt für die Wahl eines relativ großen Breitenwerts ist, daß längere Integrationszeiten in der Regel Decodierungsfehler aufgrund von Rauschmittelung reduzieren. Es wird im allgemeinen angenommen, daß das Einstellen eines relativ schmalen Abtastfensters die Vorteile der Rauschmittelung reduziert und die Leistungsfähigkeit des Empfängers 200 beeinträchtigt. Für durch Dispersion beeinflußte Signale vergrößert die Verwendung eines relativ breiten Abtastfensters jedoch Decodierungsfehler aufgrund der falschen Interpretation von Nullen in Binärfragmenten "101" (siehe 3C–D). Aus ähnlichen Gründen können durch dispersionsfreie Signale unter Verwendung relativ großer Tastverhältniswerte, z.B. von mehr als 1 (4A), analoge Decodierungsfehler verursacht werden. Wie nachfolgend besprochen wird, sind Versuche, die Fehler durch Einstellen des Entscheidungsschwellenwerts zu reduzieren, größtenteils ineffektiv.
Wieder mit Bezug auf 4A besitzt die Signalform 404 ein relativ schmales Tal zwischen zwei relativ breiten Impulsen. Die Abtastfenster A und B besitzen verschiedene Entscheidungsschwellenwerte, aber identische Breiten. Wie in 4A zu sehen ist, kann, wenn das Abtastfenster A verwendet wird, das der Signalform 404 entsprechende Integrationsergebnis einen relativ großen Beitrag von dem Teil der Signalform aufweisen, der der hinteren Flanke der vorausgehenden optischen "1" entspricht, und von dem Teil der Signalform, der der vorderen Flanke der nächsten optischen "1" entspricht. Dies vergrößert die Wahrscheinlichkeit von Decodierungsfehlern, weil der Abstand zwischen dem Entscheidungsschwellenwert und dem Integrationsergebnis der Signalform 404 sogar ohne Rauschen relativ schmal ist. Der Beitrag von Rauschen kann dann leicht verursachen, daß das Integrationsergebnis über den Entscheidungsschwellenwert hinausschießt, wodurch ein Decodierungsfehler für die Signalform 404 verursacht wird. Eine Erhöhung des Entscheidungsschwellenwerts auf den des Abtastfensters B verschmälert dagegen den Abstand zwischen dem Entscheidungsschwellenwert und dem rausch freien Integrationsergebnis der Signalform 402. Der Beitrag von signalspontanem Schwebungsrauschen (4B) kann dann bewirken, daß das Integrationsergebnis unter den Entscheidungsschwellenwert schießt, wodurch ein Decodierungsfehler für die Signalform 402 verursacht wird. In jedem Fall ist die Anzahl der Decodierungsfehler relativ groß.
Wie nachfolgend weiter demonstriert wird, kann, im Gegensatz zu der allgemeinen Erwartung die Anzal der Decodierungsfehler in dem Decoder 208 für duobinäre Signale reduziert werden, indem man die Abtastfensterbreite verkleinert und das Fenster ordnungsgemäß in bezug auf die Signalformen des Signals ausrichtet. Wenn zum Beispiel das Abtastfenster D für die Signalform 404 verwendet wird (4A), ist der Beitrag zum Integrationsergebnis von dem Teil der Signalform, der der hinteren Flanke der vorausgehenden optischen "1" entspricht, und dem Teil der Signalform, der der vorderen Flanke der nächsten optischen "1" entspricht, im Vergleich zu der Konfiguration, bei der das Fenster A oder das Fenster B verwendet wird, signifikant reduziert. Dies verkleinert die Wahrscheinlichkeit von Decodierungsfehlern, weil der Abstand zwischen dem Entscheidungsschwellenwert und dem Integrationsergebnis der rauschfreien Signalform 404 nun relativ groß sein kann. Folglich wird es für den Rauschbeitrag schwierig, zu bewirken, daß das Integrationsergebnis über den Entscheidungsschwellenwert hinausschießt, wodurch die Anzahl der Decodierungsfehler reduziert wird. Außerdem kann der Entscheidungsschwellenwert nun selbst so gewählt werden, daß er der Region mit "niedrigem Rauschen" entspricht, ohne daß relativ große Kosten durch die hinteren/vorderen Flanken der benachbarten optischen "Einsen" entstehen. Folglich wird der Gesamtbeitrag von Rauschen zu den Integrationsergebnissen reduziert. Außerdem wird der Abstand zwischen dem Entscheidungsschwellenwert und dem rauschfreien Integrationsergebnis der Signalform 402 relativ breit.
Deshalb wird es für den Beitrag von signalspontanem Schwebungsrauschen (4B) schwierig, zu bewirken, daß das Integrationsergebnis unter den Entscheidungsschwellenwert schießt, wodurch die Anzahl der Decodierungsfehler weiter verringert wird.
Bei einer Konfiguration wird die Breite des Abtastfensters D für den Decoder 208 auf der Basis eines Augendiagramms gewählt, das dem in 4A gezeigten ähnlich ist. Wenn zum Beispiel die durch den Tastverhältniswert oder Dispersion verursachte Verbreiterung optischer Impulse relativ groß ist, wird das "Null"-Tal von zu der Signalform 404 analogen Signalformen relativ schmal. Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung wird die Abtastfensterbreite sogar schmäler als das "Null"-Tal gewählt, z.B. wie in 4A dargestellt. Bei einer Implementierung ist die Breite des Abtastfensters D kleiner als etwa 25% der Bitlänge oder vorzugsweise fest bei etwa 10% der Bitlänge.
5 zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers 500, der als Empfänger 108 in dem System 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Ähnlich wie der Empfänger 200 von 2 ist der Empfänger 500 dafür ausgelegt, das optische duobinäre Signal S(t) zu empfangen und es in eine entsprechende Binärsequenz a'_k umzusetzen. Der Empfänger 500 besitzt einen O/E-Signalumsetzer 506, der dem Umsetzer 206 des Empfängers 200 ähnlich ist. Ein Decoder 508 tastet das durch den Umsetzer 506 erzeugte Signal S'(t) z.B. unter Verwendung einer dem Absatzfenster D von 4A entsprechenden Konfiguration ab. Um eine geeignete Zeitreferenz zur Ausrichtung des Absatzfensters bereitzustellen, besitzt der Empfänger 500 eine Taktwiedergewinnungsschaltung 502 und einen Taktvervielfacher 504. Die Schaltung 502 verarbeitet das Signal S'(t), um ein mit dem Signal S'(t) synchronisiertes erstes Taktsignal zu erzeugen. Der Taktvervielfacher 504 vervielfacht die Frequenz des ersten Taktsignals und erzeugt ein an dem Decoder 508 angelegtes zweites Taktsignal. Bei einer repräsentativen Konfiguration des Empfängers 500 besitzt das zweite Taktsignal einen Frequenzwert von viermal dem des ersten Takts. Der Decoder 508 verwendet dann Taktimpulse, um das Abtastfenster D in bezug auf das Signal S'(t) auszurichten. Zusätzlich kann die Breite des Abtastfensters auf der Basis des Abstands zwischen Impulsen in dem zweiten Taktsignal ausgewählt werden. Für Fachleute ist erkennbar, daß ähnlich andere Synchronisationstechniken verwendet werden können.
6–8 vergleichen graphisch Leistungskenngrößen zweier verschiedener Konfigurationen des Systems 100. Genauer gesagt zeigen 6–7 Dispersionstoleranz bei einer Bitfehlerrate (BER) von 10^–3 und 8 zeigt die Abhängigkeit der BER von der Leistung des Signals S(t). In beiden Konfigurationen ist der Sender 102 ein Sender auf der Basis eines Mach-Zehnder-Modulators, der mit einer Bitrate von 10 Gb/s betrieben wird. In der Konfiguration I ist der Empfänger 108 der Empfänger 500 (5), wobei das zweite Taktsignal einen Frequenzwert aufweist, der viermal der Bitrate entspricht. Bei der Konfiguration II ist der Empfänger 108 der Empfänger 200 (2), der folgendes aufweist: (i) eine Abtastfensterbreite, die der der Abtastfenster A und B von 4 entspricht und (ii) einen Entscheidungsschwellenwert, der auf etwa 25% des Mark-Pegels eingestellt ist.
Mit Bezug auf 6 liefert für das System 100 die Konfiguration I eine Verstärkung des optischen Signal-Rausch-Verhältnisses (OSNR) von etwa 1 dB mit Bezug auf die Konfiguration II für chromatische Dispersionswerte zwischen 0 und etwa 4000 ps/nm. Mit Bezug auf 7 übertrifft die Konfiguration I beständig die Konfiguration II für durch PMD betroffene Signale mit Werten der Differenz-Gruppenverzögerung (DGD) zwischen 0 und etwa 50 ps. Im Mittel verbessert die Konfiguration I die PMD-Toleranz um etwa 20%. Mit Bezug auf 8 liefert für einen gewählten Bitfehlerratenwert Konfiguration I im Hinblick auf die optische Leistung am Empfänger wesentliche Verstärkung gegenüber Konfiguration II. Zum Beispiel erniedrigt für einen BER-Wert von 106 Konfiguration I die entsprechende optische Leistung um etwa 3 dB mit Bezug auf die in Konfiguration II. Zusammengefaßt, verbessern Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung Dispersionstoleranz und verringern optische Leistung entsprechend einem gewählten BER-Wert in Duobinärwechsel-Übertragunssystemen, wodurch die Gesamt-Leistungsfähigkeit (d.h. Quelle zu Ziel) solcher Systeme verbessert wird.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, soll die vorliegende Beschreibung nicht als Einschränkung aufgefaßt werden. Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf Duobinärsignale beschrieben wird, kann sie auch zur Verarbeitung anderer Arten von Signalen, z.B. von binären NRZ-Signalen mit hohem Tastverhältnis, verwendet werden. Verschiedene Modifikationen der beschriebenen Ausführungsformen sowie andere Ausführungsformen der Erfindung, die für Fachleute auf dem Gebiet der Erfindung ersichtlich sein werden, sollen in die Prinzipien und den Schutzumfang der Erfindung fallen, so wie er in den folgenden Ansprüchen ausgedrückt wird.
Obwohl etwaige Schritte in den folgenden Verfahrensansprüchen in einer bestimmten Reihenfolge mit entsprechender Etikettierung angeführt werden, sollen diese Schritte, sofern die Anspruchsanführungen nicht anderweitig eine bestimmte Sequenz für die Implementierung bestimmter oder aller dieser Schritte vorschreiben, nicht unbedingt als auf in dieser bestimmten Sequenz implementiert beschränkt werden.
Die vorliegende Erfindung kann als Prozesse auf Schaltungsbasis implementiert werden, einschließlich einer möglichen Implementierung auf einer einzigen integrierten Schaltung. Wie für Fachleute ersichtlich sein wird, können verschiedene Funktionen von Schaltungselementen auch als Verarbeitungsschritte in einem Softwareprogramm implementiert werden. Solche Software kann zum Beispiel in einem digitalen Signalprozessor, einem Mikrokontroller oder einem Vielzweckcomputer verwendet werden.

Claims

Verfahren zur Signalverarbeitung, mit den folgenden Schritten: Umsetzen (206) eines optischen Signals in ein elektrisches Signal, das eine der optischen Leistung des optischen Signals entsprechende Amplitude aufweist; und Abtasten (208) des elektrischen Signals unter Verwendung eines Abtastfensters, um eine dem optischen Signal entsprechende Bitsequenz zu erzeugen, wobei: das Abtastfenster eine Breite aufweist; und das elektrische Signal eine Reihe von Signalformen aufweist, die eine erste und eine zweite Vielzahl von Signalformen umfaßt, wobei jede Signalform der ersten Vielzahl eine binäre "0" repräsentiert und jede Signalform der zweiten Vielzahl eine binäre "1" repräsentiert, dadurch gekennzeichnet, daß jede Signalform über die Abtastfensterbreite integriert wird, um ein Integrationsergebnis zu erhalten; das Integrationsergebnis mit einem Entscheidungschwellenwert verglichen wird, um einen entsprechenden Bitwert zu erzeugen; und die Abtastfensterbreite so gewählt wird, daß sie kleiner als eine Bitlänge in dem elektrischen Signal ist, um den Beitrag der zweiten Vielzahl von Signalformen zu Integrationsergebnissen, die der ersten Vielzahl von Signalformen entsprechen, zu reduzieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei für jede Signalform, wenn das Integrationsergebnis größer als der Entscheidungschwellenwert ist, der Bitwert binär "1" ist; und wenn das Integrationsergebnis kleiner als der Entscheidungschwellenwert ist, der Bitwert binär "0" ist, wobei der Entscheidungschwellenwert so gewählt wird, daß er einem Pegel entspricht, der von einem Mittelwert von Space- und Mark-Pegeln in dem elektrischen Signal verschieden ist, um den Beitrag von spontanem Bitrauschen und thermischem Rauschen zu den Integrationsergebnissen, die der ersten und zweiten Vielzahl von Signalformen entsprechen, zu reduzieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Breite des Abtastfensters auf der Basis eines Augendiagramms des optischen Signals gewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das optische Signal ein optisches Duobinärsignal ist.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner mit den folgenden Schritten: Erzeugen eines ersten Taktsignals auf der Basis des elektrischen Signals; Vervielfachen einer Frequenz des ersten Taktsignals, um ein zweites Taktsignal zu erzeugen; Auswählen der Breite des Abtastfensters unter Verwendung des zweiten Taktsignals; und Ausrichten des Abtastfensters in bezug auf die Signalformen auf der Basis des zweiten Taktsignals.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein der zweiten Vielzahl von Signalformen entsprechendes Tastverhältnis größer als eins ist; und die Abtastfensterbreite so gewählt wird, daß sie den Tastverhältniswert berücksichtigt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Abtastfensterbreite kleiner als etwa 25% der Bitlänge ist.
Optischer Empfänger, umfassend: einen Signalkonverter (206), der dafür ausgelegt ist, ein optisches Signal in ein elektrisches Signal umzusetzen, das eine der optischen Leistung des optischen Signals entsprechende Amplitude aufweist; und einen an den Signalkonverter angekoppelten Decoder (208), der dafür ausgelegt ist, (i) das elektrische Signal unter Verwendung eines Abtastfensters abzutasten, und (ii) eine dem optischen Signal entsprechende Bitsequenz zu erzeugen, wobei das Abtastfenster eine Breite aufweist; das elektrische Signal eine Reihe von Signalformen aufweist, die eine erste und eine zweite Vielzahl von Signalformen umfaßt, wobei jede Signalform der ersten Vielzahl eine binäre "0" repräsentiert und jede Signalform der zweiten Vielzahl eine binäre "1" repräsentiert, dadurch gekennzeichnet, daß der Decoder für folgendes ausgelegt ist: Integrieren jeder Signalform über die Abtastfensterbreite, um ein Integrationsergebnis zu erhalten; Vergleichen des Integrationsergebnisses mit einem Entscheidungschwellenwert, um einen entsprechenden Bitwert zu erzeugen; und Auswählen der Abtastfensterbreite so, daß sie kleiner als eine Bitlange in dem elektrischen Signal ist, um den Beitrag der zweiten Vielzahl von Signalformen zu Integrationsergebnissen, die der ersten Vielzahl von Signalformen entsprechen, zu reduzieren.
Optisches Kommunikationssystem mit einem optischen Sender (102) und einem optischen Empfänger (108), die über eine Übertragungstrecke (104, 106) gekoppelt sind, wobei der optische Empfänger folgendes umfaßt: einen Signalkonverter (206), der dafür ausgelegt ist, ein von dem Sender über die Übertragungsstrecke empfangenes optisches Signal in ein elektrisches Signal umzusetzen, das eine der optischen Leistung des optischen Signals entsprechende Amplitude aufweist; und einen an den Signalkonverter angekoppelten Decoder (208), der dafür ausgelegt ist, (i) das elektrische Signal unter Verwendung eines Abtastfensters abzutasten, und (ii) eine dem optischen Signal entsprechende Bitsequenz zu erzeugen, wobei: das Abtastfenster eine Breite aufweist; das elektrische Signal eine Reihe von Signalformen aufweist, die eine erste und eine zweite Vielzahl von Signalformen umfaßt, wobei jede Signalform der ersten Vielzahl eine binäre "0" repräsentiert und jede Signalform der zweiten Vielzahl eine binäre "1" repräsentiert, dadurch gekennzeichnet, daß der Decoder für folgendes ausgelegt ist: Integrieren jeder Signalform über die Abtastfensterbreite, um ein Integrationsergebnis zu erhalten; Vergleichen des Integrationsergebnisses mit einem Entscheidungschwellenwert, um einen entsprechenden Bitwert zu erzeugen; und Auswählen der Abtastfensterbreite so, daß sie kleiner als eine Bitlänge in dem elektrischen Signal ist, um den Beitrag der zweiten Vielzahl von Signalformen zu Integrationsergebnissen, die der ersten Vielzahl von Signalformen entsprechen, zu reduzieren.