DE10310129B3

DE10310129B3 - Verfahren und System zur Übertragung binärer Datenfolgen mit Hilfe eines Pulsflanken-Positions-Modulationsverfahrens

Info

Publication number: DE10310129B3
Application number: DE2003110129
Authority: DE
Inventors: Thomas Lüftner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-03-07
Filing date: 2003-03-07
Publication date: 2004-10-14
Anticipated expiration: 2023-03-08

Abstract

Zur Übertragung einer binären Datenfolge (11) wird diese mit Hilfe eines RLL (d, k) Codierers (4) codiert. Basierend auf der codierten Datenfolge (12) werden Pulse der Länge T¶Puls¶ auf der Basis eines Zeitrasters mit Zeiteinheiten T¶Timeslot¶ < T¶Puls¶ erzeugt, wobei die codierte Datenfolge (12) die Zeitpunkte von Pulsflanken der erzeugten Pulse bestimmt. Die im übertragenen Signal (13') auftretenden Pulsflanken werden zur Erzeugung eines Detektionssignals (14) verwendet. Das Detektionssignal (14) wird zur Rekonstruktion der binären Datenfolge (11) mit dem im Codierschritt verwendeten RLL Code decodiert.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein System, die zur Übertragung von binären Datenfolgen über einen Kanal dienen. Insbesondere betrifft die Erfindung derartige Verfahren und Systeme, die im Infrarot-Bereich eingesetzt werden.
Systeme, welche binäre Datenfolgen über einen Kanal übertragen, finden in vielfältiger Weise Anwendung. Ihre Einsatzmöglichkeiten reichen von Infrarotfernbedienungen über lokale Computernetzwerke bis hin zu Mobiltelefonsystemen. Bei allen Anwendungsfällen müssen die zu übertragenden, binären Datenfolgen senderseitig moduliert und die gesendeten, modulierten Datenfolgen empfängerseitig demoduliert werden. Mit dem Begriff Modulation wird die Umsetzung der ursprünglichen binären Datenfolge in eine die Information der ursprünglichen binären Datenfolge tragende elektromagnetische Welle bezeichnet.
Zur Modulation von binären Datensignalen stehen verschiedene Verfahren zur Verfügung. Das einfachste Modulationsverfahren ist das sogenannte Non-Return-To-Zero (NRZ) Verfahren, auch bekannt als OOK (On-Off-Keying). Tritt in der binären Datenfolge ein High-Bit („1") auf, so entspricht dieses einem Puls der Länge T_Puls im modulierten Datensignal, wobei T_Puls mit der Dauer T_Bit eines Bits der binären Datenfolge übereinstimmt. Entsprechend tritt bei einem Low-Bit („0") über die Länge T_Puls kein Puls in dem modulierten Datensignal auf. Dieses Verfahren zeichnet sich durch eine optimale Bandbreiteneffizienz
aus. Die Leistungseffizienz
mit der mittleren Aktivzeitdauer aveDC (Mittelwert des Verhältnisses von der Zeitdauer mit Pulsen zur Gesamtzeitdauer) ist jedoch eher gering.
Dieses Verfahren bezeichnet man als Non-Return-To-Zero (Inverted) (NRZ(I)), falls genau dann ein Puls in der modulierten Datenfolge auftritt, wenn in der zu modulierenden Datenfolge ein Low-Bit („0") vorliegt.
Ein weiteres Modulationsverfahren ist die Return-To-Zero-Inverted Modulation (RZ(I)). Die Vorgehensweise bei RZ(I) ist analog zur NRZ(I), bis auf die Tatsache, dass die Pulslänge T_Puls kleiner ist als die Dauer T_Bit eines Bits
mit m, n ganzzahlig und m < n.
Demzufolge ergeben sich die Bandbreiten- und Leistungseffizienz η_B, η_P zu
und η_P = konstant (unabhängig von m, n).
Den vorstehend beschriebenen Modulationsverfahren liegt stets das Prinzip zugrunde, dass ein Zeitraster bestehend aus gleich großen Zeiteinheiten T_Timeslot vorgegeben wird. Nun wird für jede einzelne Zeiteinheit geprüft, ob innerhalb einer solchen ein High- oder Low-Bit auftritt, was sich im modulierten Signal durch das Auftreten oder die Abwesenheit eines Pulses der Länge T_Puls niederschlägt. Im Falle der NRZ(I) gilt: TTimeslot = TPuls,während im Falle der RZ(I) gilt: TTimeslot > TPuls.
In jedem Fall ist also die der Modulation zugrunde liegende Zeiteinheit T_Timeslot mindestens genauso lang wie die Pulslänge T_Puls. Die beschriebenen Modulationsverfahren basieren somit darauf, dass innerhalb einer Zeiteinheit T_Timeslot ein Puls in der zu modulierenden Datenfolge auftritt oder nicht. Deshalb bezeichnet man diese Modulationsverfahren als Pulse Position Modulation (PPM).
Bei einer asynchronen Datenübertragung besteht eine Schwierigkeit darin, dass die modulierte Datenfolge prinzipiell beliebig viele aufeinanderfolgende Low-Bits enthalten kann. Der Empfänger ist dann nicht in der Lage, sich auf das übertragene, modulierte Datensignal zu synchronisieren. Zur Behebung dieses Problems stehen zwei Möglichkeiten zur Verfügung:
Eine Möglichkeit besteht darin, dass der zu modulierenden Datenfolge bei der Modulation zusätzliche High-Bits, sogenannte „stuffing bits", hinzugefügt werden, die eine empfängerseitige Synchronisation bezüglich des übertragenen, modulierten Datenstroms ermöglichen. Allerdings senken derartige stuffing bits sowohl die Bandbreiten- als auch die Leistungseffizienz.
Die zweite Möglichkeit zur Gewährleistung der empfängerseitig notwendigen Synchronisation besteht in einer Codierung der binären Datenfolge, die dafür Sorge trägt, dass in der codierten Datenfolge nur noch maximal k aufeinanderfolgende Low-Bits auftreten können. Dies wird durch Lauflängen-Limitierte Codierungsverfahren, sogenannte Run-Length-Limited (RLL(d,k)) Codes, gewährleistet. Darüber hinaus stellen RLL(d,k) Codes sicher, dass sich zwischen zwei High-Bits eine Mindestanzahl d von Low-Bits befindet, wodurch die Intersymbol-Interferenz (ISI) unterdrückt wird. RLL(d,k) Codes sind aus der Veröffentlichung K. A. S. Immink, „Runlength-Limited Sequences", Proceedings of the IEEE, Vol. 78, No. 11, Seiten 1745 bis 1759, November 1990 (11/1990), bekannt. Beispiele für (RLL(d,k)) Codes sind das 4-PPM Verfahren, welches ein RLL(0,6) Code ist, und das HHH(1,13) Verfahren, welches ein RLL(1,13) Code ist. Beide Verfahren werden von der IrDA (Infrared Data Association) eingesetzt.
Aus der Druckschrift DE 692 31 659 T2 ist ein optisches Datenspeicherungssystem bekannt, bei welchem vor der Speicherung die zu speichernden binären Daten mit Hilfe eines RLL(2,7) Codes codiert werden. Die codierten Daten dienen der Ansteuerung eines Lasers über einen dem Laser vorgeschalteten Impuls-Generator. Nachteilig an diesem System ist, dass die Bandbreiteneffizienz durch die RLL-Codierung verringert wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren sowie einen entsprechenden Sender und einen entsprechenden Empfänger zur Übertragung binärer Datenfolgen zu schaffen, welche sich durch eine hohe Bandbreiteneffizienz η_B bei Einhaltung einer niedrigen Bitfehlerrate und einer hohen Leistungseffizienz η_P auszeichnen.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Das Verfahren zur Übertragung von binären Datenfolgen über einer Kanal umfasst einen Schritt zum Codieren der zu übertragenden, binären Datenfolge mit Hilfe eines RLL(d,k) Codes zur Erzeugung einer binären, codierten Datenfolge, sowie einen Schritt zum Erzeugen von Pulsen einer konstanten Pulslänge T_Puls in Abhängigkeit der codierten Datenfolge, wobei die Elemente der binären, codierten Datenfolge die Zeitpunkte von Pulsflanken der erzeugten Pulse bestimmen. Die Pulserzeugung erfolgt auf der Basis eines Zeitrasters mit einer Zeiteinheit T_Timeslot, die kleiner als T_Puls ist. Darüber hinaus weist das Verfahren einen Schritt zum Detektieren von im übertragenen Signal auftretenden Pulsflanken zur Erzeugung eines Detektionssignals auf der Basis des Zeitrasters mit der Zeiteinheit T_Timeslot auf . Außerdem weist das Verfahren einen Schritt zum Decodieren des Detektionssignals mit dem im Codierschritt verwendeten RLL(d,k) Code zur Rekonstruktion der binären Datenfolge auf.

Grundgedanke der Erfindung ist es, der Modulation der binären Datenfolge und der Demodulation des Datensignals ein Zeitraster bestehend aus gleich großen Zeiteinheiten T_Timeslot zugrunde zu legen, wobei eine Zeiteinheit T_Timeslot kleiner ist als die konstante Pulslänge T_Puls. Für die Vorgabe eines Zeitrasters mit T_Timeslot < T_Puls ist die Idee grundlegend, anstatt eines ganzen Pulses nur eine Flanke des Pulses innerhalb einer Zeiteinheit T_Timeslot zu registrieren. Deshalb wird das erfindungsgemäße Ver fahren als Edge Position Modulation (EPM) – Pulsflanken-Positions-Modulationsverfahren – bezeichnet. Da die Zeitdauer T_Rise des Flankenanstiegs eines Pulses und die Zeitdauer T_Jitter, die der Verzerrung des Signals infolge der Relativbewegung zwischen Sender und Empfänger Rechnung trägt, wesentlich kleiner sind als die Pulsdauer T_Puls, kann T_Timeslot so gewählt werden, dass gilt: TRise + TJitter < TTimeslot < TPuls.

Dadurch ergeben sich mehr Möglichkeiten, auf der Basis des Zeitrasters mit T_Timeslot < T_Puls Pulse anzuordnen, als dies bei den im Stand der Technik beschriebenen PPM-Modulationsverfahren der Fall ist, wodurch eine Verbesserung der Bandbreiteneffizienz η_B bei Einhaltung einer niedrigen Bitfehlerrate und einer hohen Leistungseffizienz ermöglicht wird.

Durch die RLL-Codierung lässt sich gewährleisten, dass nach jedem ausgesendeten Puls eine ausreichende Zeitdauer bis zum Auftreten des nächsten Pulses vergeht, so dass die ansteigende Flanke eines nächsten Pulses nicht von dem vorangegangenen Puls gestört wird.

Es ist von Vorteil, wenn die minimale Zeitdauer T_Gap zwischen zwei Pulsen mindestens das Einfache der Pulslänge Trau beträgt . Die Wahl von T_Gap = T_Puls reicht in den meisten praktischen Anwendungen bereits aus, um ISI zu vermeiden. In einigen Anwendungsfällen kann es zur Vermeidung von ISI jedoch notwendig sein, T_Gap größer als T_Puls zu wählen. Allerdings geht mit einer Vergrößerung von T_Gap eine Verringerung der Übertragungsrate einher. Vorzugsweise sollte T_Gap daher nicht mehr als das Doppelte der Pulslänge T_Puls sein, um eine ausreichend hohe Übertragungsrate zu gewährleisten.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist der ganzzahlige Parameter d des RLL(d,k) Codes über die Beziehungen

festgelegt, wobei d < k gilt, und T_Gap die minimale Zeitdauer zwischen zwei (unmittelbar aufeinanderfolgenden) Pulsen ist. Durch eine hinreichende Wahl des Parameters d, der die minimale Anzahl von Low-Bits zwischen zwei High-Bits angibt, wird ISI vermieden. Der Parameter k sollte möglichst groß gewählt werden, jedoch nur so groß, dass empfängerseitig eine Synchronisation (gerade) noch gewährleistet werden kann. Ein Richtwert hierfür ist k = 16.

Bei einem zweckmäßigen Ausführunsbeispiel wird eine Coderate

η = 1/3, der Parameter d = 5 , und T_Gap =

T_Puls sowie T_Timeslot =

T_Puls eingesetzt . Die Coderate des RLL(d,k) Codes sollte generell jedoch möglichst groß gewählt werden, um eine möglichst hohe Kapazität des Codes zu erreichen. Günstig sind Coderaten η größer als 1/2 oder insbesondere auch gleich oder größer als 2/3.

Es ist von Vorteil, wenn die Pulse des zu übertragenden Signals elektromagnetische Pulse, insbesondere Infrarotpulse sind. Diese Ausgestaltung der Erfindung eignet sich besonders für die direkte, mobile und kurzreichweitige Übertragung binärer Datenfolgen und stellt überdies eine kostengünstige Möglichkeit für die Übertragung binärer Datenfolgen dar.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung umfaßt die Einheit zum Detektieren von Pulsflanken ein Flip-Flop mit einem Dateneingang, welchem ein die empfangenen Pulse repräsentierendes elektrisches Signal zugeleitet ist, und einem Enable-Eingang, dem ein Taktsignal mit der Frequenz f_Sample = 1/T_Timeslot zugeführt wird. Das empfangene Datensignal wird somit zu Zeitpunkten abgetastet, welche durch die Frequenz f_Sample des Taktsignals vorgegeben sind. Zur Erzeugung des empfängerseitigen Taktsignals können ebenfalls die Pulsflanken des empfangenen Signals herangezogen werden.

Eine baulich einfache Einheit zum Detektieren von Pulsflanken kennzeichnet sich dadurch, dass sie ein AND-Gatter aufweist, dessen nicht-invertierter Eingang das Signal empfängt, dessen invertierter Eingang ein Ausgangssignal des Flip-Flops empfängt, und an dessen Ausgang das Detektionssignal bereitgestellt wird. Das Ausgangssignal des Flip-Flops stellt die zu decodierende binäre Datenfolge dar.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein schematische Darstellung des Systems zur Übertagung von binären Datenfolgen über einen Kanal;
2 ein Schaltbild der Einheit zum Detektieren von Pulsflanken;
3 ein Schaubild zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Pulsflanken-Detektionsverfahrens;
4 ein Schaubild, aus dem hervorgeht, auf welche Weise die Zeiteinheit T_Timeslot festgelegt wird;
5 eine Darstellung von zwei Pulszügen, die die Unterschiede zwischen dem erfindungsgemäßen Modulationsverfahren (EPM) und den im Stand der Technik bekannten Modulationsverfahren (PPM) aufzeigt; und
6 ein Schaubild, das ein Zustandsübergangsdiagramm zur Erzeugung von RLL(d,k) Codes zeigt.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Systems zur Übertragung einer binären Datenfolge 11 über einen Kanal 6. Auf Seiten des Senders wird die binäre Datenfolge 11, die aus einer binären Datenquelle 3 stammt, mit Hilfe eines RLL(d,k) Codierers 4 codiert. Die vom Codierer 4 be reitgestellte RLL(d,k) Codefolge 12 basiert auf einer Zeiteinheit T_Timeslot und wird einem Pulsgenerator 5 zugeführt, welcher ein Datensignal 13 bestehend aus Pulsen der Pulslänge T_Puls mit T_Timeslot < T_Puls erzeugt. Hierbei legen die Elemente der binären, codierten Datenfolge 12 die Zeitpunkte von Pulsflanken der erzeugten Pulse fest. Der Pulsgenerator 5 wird also durch die codierte Datenfolge 12 getriggert.
Zur empfängerseitigen Detektion des über den Kanal 6 übertragenen Datensignals 13' wird dieses sowohl dem Detektor 7 als auch der Digital Phase Locked Loop (DPLL) 9 zugeführt. Der Ausgang der DPLL 9 stellt ein Taktsignal der Frequenz f_Sample bereit, das dem Detektor 7 zugeführt wird. Da das Taktsignal aus dem empfangenen Signal gewonnen wird, entspricht f_Sample = 1/T_Timeslot der Datenrate der Codefolge 12 . Der Detektor 7 tastet das empfangene Datensignal 13' auf der Basis eines Zeitrasters ab, das durch die Frequenz f_Sample des Taktsignals festgelegt wird. Durch Abtastung des Datensignals 13' wird ermittelt, ob innerhalb der Zeiteinheit T_Timeslot eine ansteigende Flanke eines Pulses des Datensignals 13' vorliegt oder nicht.
Am Ausgang des Detektors 7 wird ein dem Datensignal 13' entsprechendes binäres Detektionssignal 14 bereitgestellt, das einem Decodierer 8 zugeführt wird. Dort wird das Detektionssignal 14 mit Hilfe des im Codierschritt verwendeten RLL(d,k) Codes zur Rekonstruktion der ursprünglichen binären Datenfolge 11 decodiert. Am Ausgang des Decodierers 8 liegt die rekonstruierte binäre Datenfolge 11' vor, die einer Einheit 10 zur Weiterverarbeitung zugeführt wird.
Der Codierer 4 stellt zusammen mit dem Pulsgenerator 5 die Einheit 1 zur Modulation der binären Datenfolge 11 auf Seiten des Senders dar, während die Detektionseinheit 8 zusammen mit dem Decodierer 9 die Einheit zur Demodulation des Datensignals 13' auf Seiten des Empfängers repräsentiert. Die Datenübertragung ist asynchron.
2 zeigt ein Schaltbild des Detektors 7, welcher ein Flip-Flop 15 und ein AND-Gatter 16 umfaßt. Dem Dateneingang D des Flip-Flops 15 wird ein das empfangene Signal 13' repräsentierendes elektrisches Signal 17 zugeleitet, während dem Enable-Eingang EN das aus der DPLL stammende Taktsignal 18 zugeführt wird. Das Ausgangssignal 19 des Flip-Flops liegt am invertierten Eingang des AND-Gatters 16 an, während das elektrische Signal 17 den nicht-invertierten Eingang des AND-Gatters bildet. Am Ausgang des AND-Gatters wird das binäre Detektionssignal 14 bereitgestellt.
Aus 3 geht hervor, auf welche Weise das Detektionssignal 14 zustande kommt. Auf der Grundlage eines Zeitrasters bestehend aus gleich großen Zeiteinheiten T_Timeslot, die kleiner sind als die Länge T_Puls eines Pulses des empfangenen Signals 13', werden die im empfangenen Signal 13' auftretenden ansteigenden Pulsflanken detektiert. In Abhängigkeit davon, ob innerhalb einer Zeiteinheit T_Timeslot eine ansteigende Pulsflanke auftritt oder nicht, weist das binäre Detektionssignal 14 ein High- oder Low-Bit auf. Die Abtastung mit der Frequenz f_Sample = 1/T_Timeslot ist durch die Pfeile im oberen Bildteil veranschaulicht.
4 zeigt, wie groß die Zeiteinheit T_Timeslot gewählt werden muss. Da innerhalb einer Zeiteinheit T_Timeslot die im empfangenen Signal 13' auftretenden ansteigenden Pulsflanken detektiert, werden, muss T_Timeslot größer sein als die Zeitdauer T_Rise eines Flankenanstiegs. Zudem muss die Zeitdauer T_Jitter infolge der Verzerrung des empfangenen Signals 13' aufgrund der Relativbewegung zwischen Sender und Empfänger berücksichtigt werden, wodurch sich für T_Timeslot ergibt TTimeslot > TRise + TJitter
Da Sowohl T_Rise als auch T_Jitter in der Praxis wesentlich kleiner sind als die Pulslänge T_Puls, für die aus übertragungstechnischen Gründen eine gewisse minimale Länge nicht unterschritten werden kann, ist auch T_Timeslot kleiner als T_Puls.
Die Verbesserung der Bandbreiteneffizienz η_B durch das erfindungsgemäße Verfahren beruht auf der Gleichung
wobei mit η die Coderate des RLL(d,k) Codes bezeichnet ist. Die Coderate η bezeichnet bekanntlich das Verhältnis aus entgegengenommenen Bits zu ausgegebenen Bits eines Codierers und ist ein Maß für die beim Codiervorgang der binären Datenfolge 11 hinzugefügten Redundanz. Durch die Verkürzung von T_Timeslot im Vergleich zu dem herkömmlichen PPM-Verfahren wird die Erhöhung der Bandbreiteneffizienz bewirkt.
5 zeigt die Unterschiede zwischen den im Stand der Technik beschriebenen PPM Modulationsverfahren und dem erfindungsgemäßen EPM Verfahren auf. Da bei EPM lediglich die Pulsflanken und nicht der gesamte Puls detektiert wird, wie dies bei PPM der Fall ist, sind die Zeiteinheiten T_Timeslot kleiner als bei PPM. Das Zeitraster ist damit feiner als bei PPM. Demzufolge ergeben sich mehr Möglichkeiten, Pulse auf der Basis des Zeitrasters anzuordnen. Dies wird beispiels-weise am dritten Puls 20 deutlich, der bei einer PPM-Modulation nicht zu diesem Zeitpunkt auftreten kann.
6 veranschaulicht die Entstehung einer RLL(d,k) Codefolge mit Hilfe eines Zustandsübergangsdiagramms. Das dargestellte Zustandsübergangsdiagramm für eine codierte (d,k) Folge besteht aus k + 1 Zuständen σ₁,...,σ_{k
+ 1}, welche in 6 lediglich durch ihre Indizes angegeben sind. Geht für 1 ≤ i ≤ d der Zustand σ in den Zustand σ_{i
+ 1} über, so entspricht dies einem Low-Bit in der (d,k) Folge. Für einen Übergang aus dem Zustand σ in den Zustand σ_{i + 1} mit d + 1 ≤ i ≤ k tritt in der (d,k) Folge entweder ein Low- oder ein High-Bit auf. Ein Übergang aus dem Zustand σ_{k
+ 1} in einen der Zustände σ mit 1 ≤ i ≤ k zieht stets ein High-Bit in der (d,k) Folge nach sich. Jeder Pfad durch das Zustandsübergangsdiagramm definiert somit eine (d,k) Folge. Optimierte RLL(d,k) Codes er möglichen im Vergleich zur Einfügung von stuffing bits in die zu modulierende Datenfolge eine höhere Bandbreiten- und Leistungseffizienz.
Ein besonderes Ausführungsbeispiel eines RLL(d,k) Codes besteht darin, dass die Coderate η =
beträgt. Für die Parameter d und k ergeben sich unter Beachtung von T_Timeslot = 5/12 × T_Puls und T_Gap = 3/2 × T_Puls die Werte d = 5 und k = 12. Zur Erzeugung dieses RLL(5,12) Codes wird der in der Veröffentlichung von R. L. Adler, D. Coppersmith und M. Hassner, „Algorithms for Sliding Block Codes", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-29, No. 1, Seiten 5 bis 22, Januar 1983 (1/1983), vorgeschlagene Algorithmus herangezogen. Zur Erläuterung des Algorithmus seien x_n = [ζ_n] die zu codierende Datenfolge und Z_n = [ζ_1,n ζ_2,n ... ζ_15,n] der Zustandsvektor des Codierers zur Zeiteinheit n. Die codierte Datenfolge bezüglich eines Anfangs-Zustandsvektors z₀ = [0 0 ... 0 1] wird mit y_n = [η_1,n η_2,n η_3,n] bezeichnet (wegen η = 1/3 erzeugt jedes nicht codierte Bit x_n drei codierte Bits η_1,n, η_2,n, η_3,n) und ergibt sich aus den Funktionen
Der Zustandsvektor z_{n + 1} zur Zeiteinheit n + 1 ist durch

gegeben.
Analog gilt für die Decodierung der codierten Datenfolge y_n = [η_1,n η_2,n η_3,n] zur Rückgewinnung der binären Datenfolge x_n = [ζ_n]:
Dieser RLL(5,12) Code eignet sich besonders für den Einsatz zusammen mit der erfindungsgemäßen EPM. Es wird eine Bandbreiteneffizienz η_B von
erzielt, was einer Steigerung um etwa 20 % gegenüber der PPM bedeutet. Dadurch wird eine deutliche Steigerung der Übertragungsrate erreicht.
Für die Leistungseffizienz η_P ergibt sich für das Implementierungsbeispiel (Code : RLL(5,12), T_Gap =
T_Puls, T_Timeslot = 5/12 × T_Puls) η_P = 2,76.
Wird EPM gemäß dem obigen Beispiel bei einem VFIR (Very Fast Infrared) Infrarot-Transceiver einer Bandbreite von 24 MHz eingesetzt, wird eine Bitrate von 19.2 Mbps erreicht. Mit dem herkömmlichen PPM-Verfahren wird bei Verwendung eines Codes RLL(1,13) mit der Coderate η = 2/3, der als HHH(1,13) bekannt ist und als Physical-Layer-Standard bei IrDA eingesetzt wird, nur eine Datenrate von 16 Mbps erreicht.

Claims

Verfahren zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen Kanal, welches folgende Schritte umfaßt: (1) Codieren der zu übertragenden, binären Datenfolge (11) mit Hilfe eines RLL(d,k) Codes zur Erzeugung einer binären, codierten Datenfolge (12); (2) Erzeugen von Pulsen einer konstanten Pulslänge T_Puls auf der Basis eines Zeitrasters mit einer Zeiteinheit T_Timeslot kleiner als T_Puls in Abhängigkeit von der codierten Datenfolge (12), wobei die Elemente der binären, codierten Datenfolge (12) die Zeitpunkte von Pulsflanken der erzeugten Pulse bestimmen; (3) Detektieren von im übertragenen Signal (13') auftretenden Pulsflanken zur Erzeugung eines Detektionssignals (14) auf der Basis des Zeitrasters mit der Zeiteinheit T_Timeslot; und (4) Decodieren des Detektionssignals (14) mit dem im Codierschritt verwendeten RLL(d,k) Code zur Rekonstruktion der binären Datenfolge (11).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, – dass die minimal mögliche Zeitdauer T_Gap zwischen zwei Pulsen mindestens das Einfache und insbesondere höchstens das Doppelte der Pulslänge T_Puls beträgt.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, – dass der Parameter d des RLL(d,k) Codes über die Beziehungen
festgelegt ist, wobei d,k ganzzahlig sind, d < k gilt, und T_Gap die minimal mög-liche Zeitdauer zwischen zwei Pulsen ist.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass der Code eine Coderate η = 1/3 aufweist.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Parameter d = 5 beträgt, wobei T_Gap =
T_Puls und T_Timeslot =
T_Puls sind.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Coderaten η größer als 1/2, insbesondere gleich oder größer als 2/3 ist.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass die Pulse elektromagnetische Pulse, insbesondere Infrarotpulse sind.
Sender zum Übertragungen einer binären Datenfolge über einen Kanal, mit – einer Einheit (4) zum Codieren der zu übertragenden, binären Datenfolge (11) mit Hilfe eines RLL(d,k) Codes zur Erzeugung einer binären, codierten Datenfolge (12), und – einer Einheit (5) zum Erzeugen von Pulsen einer konstanten Pulslänge T_Puls auf der Basis eines Zeitrasters mit einer Zeiteinheit T_Timeslot kleiner als T_Puls in Abhängigkeit von der codierten Datenfolge (12), wobei die Elemente der binären, codierten Datenfolge (12) die Zeitpunkte von Pulsflanken der erzeugten Pulse bestimmen.
Sender nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, – dass die Einheit (5) zum Erzeugen von Pulsen elektromagnetische Pulse, insbesondere Infrarotpulse erzeugt.
Sender nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, – dass die Einheit (4) zum Codieren den RLL(d,k) Code mit
erzeugt, wobei d,k ganzzahlig sind, d < k gilt, und T_Gap die minimal mögliche Zeitdauer zwischen zwei Pulsen ist.
Empfänger zum Rekonstruieren einer binären Datenfolge aus einer aus der binären Datenfolge durch RLL(d,k)-Codierung und Pulsformung erzeugten, über einen Kanal übertragenen Folge von Pulsen einer konstanten Pulslänge T_Puls, mit – einer Einheit (7) zum Detektieren von im übertragenen Signal (13') auftretenden Pulsflanken zur Erzeugung eines Detektionssignals (14) auf der Basis eines Zeitrasters mit einer Zeiteinheit T_Timeslot kleiner als T_Puls, und – einer Einheit (8) zum Decodieren des Detektionssignals (14) mit dem RLL(d,k) Code zur Rekonstruktion der binären Datenfolge (11).
Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, – dass die Einheit (7) zum Detektieren von Pulsflanken ein Flip-Flop (15) mit einem Dateneingang, welchem ein die empfangenen Pulse repräsentierendes elektrisches Signal (17) zugeleitet ist, und einem Enable-Eingang (EN), dem ein Taktsignal (18) mit der Frequenz f_Sample = 1/T_Timeslot zugeführt ist, umfasst.
Empfänger nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, – dass die Einheit (7) zum Detektieren von Pulsflanken ein AND-Gatter (16) umfaßt, dessen nicht-invertierter Eingang das die empfangenen Pulse repräsentierende Signal (17) empfängt, dessen invertierter Eingang ein Ausgangssignal (19) des Flip-Flops (15) empfängt, und an dessen Ausgang das Detektionssignal (14) bereitgestellt wird.
System zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen Kanal, welches umfaßt: – einen Sender (1) nach einem der Ansprüche 8 bis 10 und – einen Empfänger (2) nach einem der Ansprüche 11 bis 13.