DE102017202879B4

DE102017202879B4 - Verfahren zur drathlosen seriellen Datenübertragung

Info

Publication number: DE102017202879B4
Application number: DE102017202879.3A
Authority: DE
Inventors: Dirk Giggenbach; Amita Shrestha; Julio Ramirez Molina; Jorge Pacheco
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 2017-02-22
Filing date: 2017-02-22
Publication date: 2021-11-04
Anticipated expiration: 2037-02-23
Also published as: DE102017202879A1

Abstract

Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung, insbesondere bei einem optischen Freiraumkanal, mit den folgenden Schritten,Senden eines modulierten Datensignals von einem Sender über den Übertragungskanal an einen Empfänger,wobei bei einer Variierung der Datenrate durch den Sender der Beginn eines neuen Datenbits durch den Empfänger wie folgt festgelegt wird:a) Abtasten des Übertragungskanals in einer Frequenz, die einer maximalen Datenrate rhighdes Senders entspricht, so dass beim Empfänger ein Bitwert für jedes hochratige Bitfenster (10a-e bis 20a-e) in der maximalen Datenrate rhighermittelt wird.b) Zusammenfassen von n aufeinanderfolgenden hochratigen Bitfenstern (10a-e bis 20a-e) zu jeweils einem niederratigen Bitfenster (10-20), dessen Länge n-mal größer ist als die des hochratigen Bitfensters (10a-e bis 20a-e), wobei für mehrere hintereinander angeordnete niederratige Bitfenster (10-20) ermittelt wird, wie viele hochratige Bitfenster (10a-e bis 20a-e) in dem jeweiligen niederratigen Bitfenster (10-20) jeweils den Wert 0 und 1 aufweisen.c) n-maliges Phasenverschieben der hintereinander angeordneten niederratigen Bitfenster (10-20) um die Länge eines hochratigen Bitfensters (10a-e bis 20a-e) und Wiederholen von Verfahrensschritt b) in diesen verschiedenen niederratigen Bitfenstern (10-20).d) Ermitteln einer Bitfenster-Bewertungszahl für jedes verschobene niederratige Bitfenster (10-20), wobei die Bitfenster-Bewertungszahl maximal oder minimal ist, wenn alle hochratigen Bitfenster (10a-e bis 20a-e) in einem niederratigen Bitfenster (10-20) entweder ausschließlich den Wert 1 oder ausschließlich den Wert 0 aufweisen und die Bitfenster-Bewertungszahl ausgehen von ihrem Maximalwert bzw. Minimalwert für jede abweichend 0 bzw. 1 um 1 reduziert bzw. erhöht wird.e) Summieren der Bitfenster-Bewertungszahl einer Vielzahl von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern (10-20), so dass für jede Gruppe von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern eine Summe ihrer Bitfenster-Bewertungszahl ermittelt wird.f) Auswählen desjenigen Phasenversatzes, der zu der höchsten bzw. niedrigsten Summe der Bitfenster-Bewertungszahlen führt, als korrekten Phasenversatz, mit dem der Sender seine Datenbits mit verringerter Datenrate übermittelt hat.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung.
Eine solche kann beispielsweise über einen optischen Freiraumkanal stattfinden. Bei einer derartigen Kommunikationsverbindung muss beim Empfänger der vom Sender gesendete Bitstrom zurückgewonnen werden. Bei einer Modulation des Datensignals aus einem optischen Träger (üblicherweise durch eine modulierte Laserquelle) wird typischerweise kein zusätzliches Taktsignal verwendet, welches den richtigen Abtastzeitpunkt für den Empfänger in der Bitmitte angibt. Somit muss dieser korrekte Abtastzeitpunkt vom Empfänger durch geeignete Algorithmen bzw. Schaltungen ermittelt werden. Dieser Vorgang wird als Clock-and-Data-Recovery (CDR) bezeichnet.
Informationen zum Stand der Technik können den folgenden Veröffentlichungen entnommen werden:
[1] K. H. Mueller, and M. S. Müller, „Timing Recovery in Digital Synchronous Data Receivers", IEEE Transactions on Communications, vol. COM-24, No. 5 pp. 516-531, 1976
[2] F. M. Gardner, „A BPSK/QOSK Timing-Error Detector for Sampled Receivers", IEEE Transactions on Communications, vol. COM-34, no. 5, pp. 423-429, 1986
[3] M. Oerder, H. Meyr, „Digital Filter and Square Timing Recovery", IEEE Transactions on Communications, Vol. 36, No.5, 108
[4] M. Berner, „Timing and Carrier Recovery“, Course Material, 2005
[5] F.A. Musa „High-Speed Baud Clock Recovery“, PhD thesis, University Toronto, 2008,
[6] Scott Bloom, „The Physics of Free-Space Optics“, Airfiber Inc. available at http://www.fso.wz.cz
[7] Dirk Giggenbach, „Mobile Optical High-Speed Data Links with small terminals", Proc. of SPIE Vol. 7480, SPIE-Press, SPIE Europe Security+Defense, Berlin, 2009
[8] J. R. Minch, D.R. Gervais, D.J. Townsend, „Adaptive Transceivers for Mobile Free-Space Optical Communication", MILCOM 2006 - 2006 IEEE Military Communications conference, Washington, 2006
[9] D. O. Caplan, M. L. Stevens, D. M. Boroson, J. E. Kaufmann, „Highsensitivity variable-rate transmit-receive architecture“, IEEE 1999
[10] D. O. Caplan, et al, „Variable-Rate Communication System with Optimal Filtering", US-patent US 6,694,104 B1, 2004
[11] W.G. Cowley, K. D. Nguyen, D. Giggenbach, „Adaptive Symbol-Rate Free-Space-Optical Communications", AusCTW 2013
Standardtechniken für eine solche Clock-and-Data-Recovery sind beispielsweise in Veröffentlichungen [1] bis [5] beschrieben. Meist wird hierbei ein über eine Phase-Locked Loop mit dem Datensignal synchronisierter Oszillator als Clocksignal verwendet, oder die Data-Recovery erfolgt aus einer logischen Operation des abgetasteten Datenstroms. Speziell bei optischen Freistrahlverbindungen zwischen mobilen Kommunikationspartnern (z.B. Fahrzeugen, Schiffen, Flugzeugen, Satelliten) variiert deren Abstand stark. Außerdem kann das Übertragungsmedium (die freie Atmosphäre) je nach Wetterlage eine unterschiedlich starke Signaldämpfung hervorrufen (siehe Veröffentlichungen [6] und [7]). Somit unterliegt auch die maximal erzielbare Datenrate in diesen Kommunikationsverbindungen Schwankungen. Um immer einen maximalen Datendurchsatz zu gewährleisten, muss also die Datenrate in einer solchen Freistrahlverbindung an den Übertragungskanal angepasst werden. Die maximal erzielbare Datenrate wird hierbei durch die Empfangssignalqualität im Empfänger bedingt, wobei eine bestimmte Maximal-Bitfehlerrate nicht überschritten werden darf. Diese ist vom Modulationsformat der Qualität des Empfängers (Rauschen, Quanteneffizienz) der Fehlerkorrekturfähigkeit des Systems (FEC) und weiteren Parametern abhängig.
Durch eine Reduktion der Datenrate kann üblicherweise die Empfangssignalqualität gesteigert werden und somit der Verlust der Signalamplitude ausgeglichen werden. Bei einer solchen kanaladaptiven Anpassung der Datenrate werden somit die Datenbits vom Sender mit einer niedrigeren Frequenz gesendet, damit eine ausreichende Signalamplitude sichergestellt werden kann. Es ist somit notwendig, den Algorithmus zur Datenstrom-Rückgewinnung, welcher den richtigen Abtastzeitpunkt für ein Datenbit in der Bitmitte beim Empfänger gewährleistet, anzupassen.
Verfahren mit variierender Datenrate werden beispielsweise in den Veröffentlichungen [8] bis [11] beschrieben. Üblicherweise wird hier eine lineare Anpassung der CDR-Elektronik an die veränderte Rate vorgenommen. Dem Empfänger ist somit die neue Datenrate auf einem nicht näher beschriebenen Weg bekannt und er stellt seinen Detektionsalgorithmus darauf ein, ohne dass prinzipielle Algorithmusänderungen vorgenommen werden.
Eine besonders robuste CDR (insbesondere eine Bit-Phasenerkennung) unter einer variierenden Datenrate ist nicht vorhanden. Auch wird nicht auf das Problem eingegangen, wie die geänderte Datenrate beim Empfänger möglichst vorteilhaft und robust erkannt werden soll. Dies ist insbesondere deswegen wichtig, da bei einer freistrahloptischen Übertragung das Empfangssignal kurzzeitig beispielsweise in Millisekunden-Zeiträumen stark schwanken kann. Dies wird durch Szintillationen durch Brechungsindexturbulenz verursacht. Diese schnellen Schwankungen können typischerweise nicht durch das Variieren der Datenrate ausgeglichen werden. Deswegen ist ein besonders robustes CDR Verfahren notwendig, das auf kurzzeitig verschlechterte Empfangssignalqualität gutmütig reagiert.
Aus DE 10 2011 116 585 B4 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Regelung der Abtastphase eines durch Abtastung zu regenerierenden Signals bekannt. Es findet ein Überabtasten des Signals statt.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung zwischen einem Sender und einem Empfänger bereitzustellen, das ein verbessertes Verhalten bei einer verschlechterten Empfangssignalqualität aufweist.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1.
Beim erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt eine drahtlose serielle Datenübertragung beispielsweise über einen optischen Freiraumkanal. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte:

Ein Sender sendet über den Übertragungskanal ein moduliertes Datensignal an einen Empfänger. Es erfolgt eine Variierung der Datenrate, die beispielsweise durch eine Verschlechterung der Bedingungen auf dem Übertragungskanal notwendig werden kann. Anders ausgedrückt sendet der Sender seine Datenbits mit einer variierenden Frequenz an dem Empfänger. Bei einer solchen Variierung der Datenrate durch den Sender wird der Beginn eines neuen Datenbits durch den Empfänger wie folgt festgelegt.

a) Der Übertragungskanal wird in einer Frequenz abgetastet, die einer maximalen Datenrate r_high des Senders entspricht, so dass beim Empfänger ein Bitwert für jedes hochratige Bitfender in der maximalen Datenrate r_high ermittelt wird. Dieses hochfrequente Abtasten auf Empfängerseite findet auch dann statt, wenn der Sender eine niedrigere Datenrate verwendet, so dass eigentlich ein derart hochfrequentes Abtasten nicht notwendig wäre. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass dem Empfänger die Information, welche Datenrate der Sender verwendet, nicht zur Verfügung steht.
b) Es werden n aufeinanderfolgende hochratige Bitfenster zu jeweils einem niederratigen Bitfenster zusammengefasst, dessen Länge n-mal größer ist als die des hochratigen Bitfensters. Unter einem hochratigen Bitfenster wird ein Bitfenser verstanden, dessen Länge der Länge eines Bits entspricht, wenn der Sender mit der maximalen Datenrate r_high sendet. Das niederratige Bitfenster weist dagegen eine Länge auf, die n-mal größer ist als die des hochratigen Bitfensters. Abhängig von der verwendeten Datenrate wird n variieren. Wird beispielsweise eine fünfmal niedrigere Datenrate verwendet als die maximale Datenrate r_high so wird die Länge des niederratigen Bitfenstern um den Faktor n = 5 länger sein als die des hochratigen Bitfensters. Es wird für mehrere hintereinander angeordnete niederratige Bitfenster ermittelt, wie viele hochratige Bitfenster in dem jeweiligen niederratigen Bitfenster jeweils den Wert 0 und den Wert 1 aufweisen. Anders ausgedrückt wird für jedes hochratige Bitfenster in mehreren hintereinander angeordneten niedrratigen Bitfenstern bestimmt, wie viele hochratige Bitfenster jeweils den Wert 0 oder den Wert 1 aufweisen.
c) Es erfolgt ein n-maliges Phasenverschieben der hintereinander angeordneten niederratigen Bitfenster um die Länge eines hochratigen Bitfensters. Anschließend wird Verfahrensschritt b in diesen verschobenen niederratigen Bitfenstern wiederholt. Es wird somit in diesen verschobenen niederratigen Bitfenstern erneut ermittelt, wie viele hochratige Bitfenster in dem jeweiligen niederratigen Bitfenster jeweils den Wert 0 und den Wert 1 aufweisen.
d) Für jedes niederratige Bitfenster einschließlich der verschobenen niederratigen Bitfenster wird eine Bitfenster-Bewertungszahl ermittelt. Diese ist maximal, wenn alle hochratigen Bitfenster in einem niederratigen Bitfenster entweder ausschließlich den Wert 1 oder ausschließlich den Wert 0 aufweisen. Die Bitfenster-Bewertungszahl wird ausgehend von ihrem Maximalwert für jede abweichende 0 bzw. 1 um den Wert 1 reduziert. Für n = 5 kann somit die Bitfenster-Bewertungszahl 3 betragen, wenn in einem niederratigen Bitfenster alle hochratigen Bitfenster entweder den Wert 1 oder den Wert 0 aufweisen. Weisen dagegen vier hochratige Bitfenster den Wert 1 und ein hochratiges Bitfenster den Wert 0 auf, so wird die Bitfenster-Bewertungszahl um den Wert 1 reduziert, das heißt sie wird 2 betragen. Gibt es zwei abweichende Bitwerte, so wird die Bitfenster-Bewertungszahl um den Wert 2 reduziert, das heißt sie wird 1 betragen. Wenn n ungerade ist, ist die niedrigstmögliche Bitfenster-Bewertungszahl 1. Bei geraden n ist es jedoch möglich, dass die Anzahl der Nullen und Einsen in einem niederratigen Bitfenster identisch ist. In diesem Fall wäre die Bitfenster-Bewertungszahl für dieses niederratige Bitfenster 0. Bei dem beschriebenen Verfahren ist es wichtig, dass es dem Empfänger nicht bekannt sein muss, welcher Bitwert tatsächlich korrekt ist. Es kommt lediglich auf das Verhältnis von Einsen zu Nullen in einem niederratigen Bitfenster an. Alternativ ist es auch möglich, die Bitfenster-Bewertungszahl genau umgekehrt zu vergeben, so dass sie minimal ist, wenn alle hochratigen Bitfenster in einem niederratigen Bitfenster entweder ausschließlich den Wert 1 oder ausschließlich den Wert 0 aufweisen, und die Bitfenster-Bewertungszahl ausgehend von diesem Minimalwert für jede abweichende 0 bzw. 1 um den Wert 1 erhöht wird. In diesem Fall wäre im letzten Verfahrensschritt f nach der niedrigsten Summe der Bitfensterbewertungszahlen zu suchen.
e) Die Bitfenster-Bewertungszahl einer Vielzahl von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern wird summiert, so dass für jede Gruppe von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern eine Summe ihrer Bitfenster-Bewertungszahl ermittelt wird. Es existiert somit für jede Phasenversatz-Gruppe eine eigene Summe der Bitfenster-Bewertungszahlen.
f) Es wird derjenige Phasenversatz, der zu der höchsten bzw. niedrigsten Summe der Bitfensterwertungszahlen führt, als der korrekte Phasenversatz ausgewählt, mit dem der Sender seine Datenbits mit verringerter Datenrate übermittelt hat. Die höchste Summe wird hierbei ausgewählt, wenn unter Verfahrensschritt d die Bitfenster-Bewertungszahl maximal ist, wenn in einem niederratigen Bitfenster ausschließlich Einsen oder ausschließlich Nullen existieren. Dagegen wird die niedrigste Summe verwendet, wenn gemäß Verfahrensschritt d die Bitfenster-Bewertungszahl minimal ist, wenn in einem niederratigen Bitfenster ausschließlich Einsen oder ausschließlich Nullen existieren.

Das erfindungsgemäße Verfahren bietet somit den Vorteil, dass der Empfänger ohne Kenntnis der Datenrate oder der jeweiligen Bitwerte der einzelnen gesendeten Bits festlegen kann, wann ein neues Datenbit beginnt, das mit einer verringerten Datenrate übermittelt wurde. Der Empfänger kann somit besonders zuverlässig und robust auf Änderungen der Datenrate reagieren.
Es ist bevorzugt, dass der Empfänger aus der Bitfenster-Bewertungszahl den Bitwert für jedes niederratige Bitfenster ableitet, ohne vorher eine Kenntnis über den richtigen Bitwert zu haben. Theoretisch kann dies bei ungeraden n immer erfolgen, das heißt, selbst wenn in einem niederratigen Bitfenster lediglich einmal mehr der Wert 1 als der Wert 0 (oder umgekehrt) festgestellt wurde. Selbstverständlich ist es auch möglich, einen Schwellwert festzulegen, ab dem angenommen wird, dass eine Entscheidung über den richtigen Bitwert zuverlässig getroffen werden kann. Dieser Schwellwert könnte einen Unterschied verlangen, der größer als 1 ist. Bei geradem n kann es selbstverständlich vorkommen, dass ein niederratiges Bitfenster genauso viele Einsen wie Nullen aufweist und somit überhaupt keine Entscheidung getroffen werden kann.
Es ist weiterhin bevorzugt, dass das Summieren der Bitfenster-Bewertungszahl in jeder Gruppe von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern parallel erfolgt.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform führt der Empfänger die Verfahrensschritte a bis e für verschiedene Werte für n durch und nimmt denjenigen Wert für n an, der zu der größten bzw. kleinsten Summe der Bitfenster-Bewertungszahlen führt. Dieses Merkmal kann dann angewandt werden, wenn das Verhältnis aus hochratiger zu niederratiger Datenrate n dem Empfänger nicht bekannt ist. Auch ist es möglich, dass n aus einer üblicherweise begrenzten Menge stammt, so dass der beschriebene Algorithmus gemäß den Verfahrensschritten a bis e mehrfach für verschiedene n angewendet werden kann (z.B. für n = 5, n = 20, n = 100), was in einer FPGA-Implementierung unter Verwendung eine parallelen digitalen Signalverarbeitung einfach möglich ist. Dieses Verfahren wird dann bei einem vom Empfänger zu klein oder zu groß gewählten n zu schlechten Ergebnissen führen. Ist beispielsweise das niederratige Test-Bitfenster, das vom Empfänger verwendet wird, viel größer als das tatsächlich vom Sender verwendete niederratige Bitfenster, so wird dieses Verfahren sehr schlechte Bewertungen in der Nähe von n/2 erzielen, da dann immer mehrere, sich normalerweise gegenseitig widersprechende Sender-Datenbits in ein Bit-Bewertungsfenster einfließen. Wird n dagegen derart gewählt, dass das niederratige Test-Bitfenster beim Empfänger viel kleiner ist als die tatsächliche vom Sender verwendete Bitlänge, so ergibt sich keine eindeutige „Gewinnerphase“. Vielmehr sind immer mehrere hintereinander folgende Phasen gleich gut, weil sich alle noch im selben niederratigen Sender-Bitfenster befinden. Beide Situationen können durch den Empfängeralgorithmus erkannt werden, so dass das am besten passende n eindeutig gewählt werden kann. Dies ist dasjenige n, für das die Summe der Bitfenster-Bewertungszahlen am größten bzw. am kleinsten ist. Dies kann vom Algorithmus zeitlich nacheinander getestet werden. Alternativ können alle möglichen Datenraten gleichzeitig getestet werden. In jedem Fall ist es nicht erforderlich, dass der Sender die verwendete Datenrate an die Empfänger signalisiert.
Sofern das Datensignal beispielsweise durch einen kurzzeitigen Fade vollständig verloren geht, kann dies dem Prozessor des Empfängers auf mehreren Wegen mitgeteilt werden: Beispielsweise kann das Empfänger-Frontend eine zu kleine Empfangssignalamplitude messen und dies entsprechend mitteilen. Alternativ kann die Empfängerelektronik feststellen, dass die empfangenen Bits keine korrekten Daten enthalten (beispielsweise durch Verwendung eines Cyclic Redundancy Checks oder durch eine nachfolgende FEC-Dekodierstufe, die ein schlechtes Datensignal ebenfalls erkennen kann). In diesem Fall kann der Algorithmus in einen sogenannten Vorhersagezustand (prediction-state) versetzt werden, indem er den Bittakt bzw. die Datenrate mittels des eigenen weiterlaufenden Empfängertaktes vorhersagt, ohne dass hierbei allerdings der korrekte Datenstrom geliefert werden kann.
Die Datenwiederherstellung kann über einen Free-Running Oscillator im FPGA-Datentransceiver erfolgen, d.h. es ist im erfindungsgemäßen Verfahren kein Clock-Lock zum Datenstrom erforderlich, um die Daten wiederzugewinnen. Hierdurch kann eine bessere Realisierung erzielt werden.
Es ist bevorzugt, dass zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens lediglich ein hochratiges Clock-Signal, nicht jedoch ein niederratiges Clock-Signal für die niedrigere Datenrate verwendet wird.
Weiterhin ist es bevorzugt, dass im erfindungsgemäßen Verfahren keinerlei Kommunikation zwischen dem Sender und einem Empfänger stattfindet, um die aktuelle Datenrate oder einen Wechsel der Datenrate anzuzeigen. Der Empfänger ist ohne Rückkanal immer in der Lage, durch die hohe Abtastrate die richtige niedrige Datenrate zu erkennen.
Das erfindungsgemäße Verfahren reagiert robust auf Bitfehler und eine vorrübergehende Verschlechterung der Signalqualität, die zu einer Erhöhung der Bitfehlerrate führt, da die korrekte Phase jederzeit, wenn wieder hochratige Datenbits empfangen werden, innerhalb weniger Bitfenster ermittelt werden kann. Im Gegensatz zu Algorithmen, die aus dem Stand der Technik bekannt sind, ist das erfindungsgemäße Verfahren nicht auf eine Synchronisierungsphase angewiesen, bei der beispielsweise durch eine Sync-Preamble am Anfang des Datenpakets eine Synchronisierung durchgeführt wird.
Im folgen werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand von Figuren erläutert:
Es zeigen:

1 die grundsätzliche Funktionsweise einer optischen Freiraumübertragung,
2 eine beispielhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens und
3 eine Darstellung von drei möglichen Zuständen, in denen das erfindungsgemäße Verfahren angewendet werden kann.

In 1 ist der grundsätzliche Ablauf der Datenübertragung dargestellt. Hierbei werden die Daten von der Datenquelle, die dem Sender entspricht, in Richtung der Datensenke, die dem Empfänger entspricht, übertragen. Üblicherweise wird der digitale Datenstrom durch einen FPGA-Transceiver oder eine ähnliche Digitalelektronik generiert und wiedergewonnen. Üblicherweise arbeiten solche Transceiver bei einer bestimmten maximalen Datenrate r_high. Bei dieser Rate arbeitet das System im normalen Modus, das heißt der Empfänger-Transceiver gewinnt die Daten durch die eingebaute Clock-and-Data-Recovery nach einem Standardverfahren zurück.
Wird nun eine Verringerung der Datenrate erforderlich, was zum Beispiel anhand einer Kanalzustandsinformation (Channel State Information) beim Sender festgestellt werden kann, so reduziert der Sender-Transceiver die Datenrate auf einen ganzzahligen Bruchteil r_low = r_high/n, das heißt die Dauer eines Bit wird n-mal länger. Der Empfänger-Transceiver empfängt mit der Datenrate r_high und produziert somit intern zunächst einen digitalen Datenstrom, in dem jedes Bit n-mal nacheinander wiederholt wird. Der erfindungsgemäße Algorithmus basiert darauf, dass die Prozessierungsgeschwindigkeit bzw. der Verarbeitungstakt des Empfängers ein Vielfaches der eigentlich empfangenen Datenrate beträgt.
Ein einfaches Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens für n = 5 ist in 2 dargestellt. Wie hier ersichtlich evaluiert der Empfänger immer n aufeinanderfolgende hochratige Bitfenster 10a-e bis 20a-e in den aufeinanderfolgenden niederratigen Bitfenstern 10 - 20. Dies kann in n parallelen Verarbeitungskanälen erfolgen und zwar für die n Bitphasen, die in 2 als Phase A bis Phase E bezeichnet werden. Hierbei ergibt sich in jedem niederratigen Bitfenster 10 - 20 ein Verhältnis zwischen den Nullen und Einsen von n:0 bis n/2:n/2 bei geradzahligem n, bzw. bis (n+1)/2 : (n-1)/2 bei ungeradem n. Diese Bewertung wird für alle n Phasenverschiebungen durchgeführt. Dann wird für jedes niederratige Bitfenster 10 - 20 die Bewertung durchgeführt, wie eindeutig die Entscheidung für 0 oder 1 ist: n/2:n/2 (bzw. (n+1)/2 : (n-1)/2) ergibt die kleinste Bewertung (beispielsweise 0 oder 1) und n:0 die höchste (bei n = 5 beispielsweise 3). In 2 ist dies für n = 5 gezeigt. Da n ungerade ist, ist die geringste Bewertung 1. Hierbei ergibt sich eine Bewertung von 1 bei einem Verhältnis von 3:2 oder 2:3. Ein Verhältnis von 4:1 ergibt eine Bewertung von 2. Für gerade n kann sich auch das Verhältnis n/2:n/2 ergeben, welches keine Information enthält und somit mit 0 zu bewerten ist.
Im Beispiel gemäß 2 fließen nur fünf hintereinander folgende niederratige Bitfenster 10 - 20 in diese Phasenbewertung ein. Bei einer praktischen Implementierung können diese dagegen hunderte oder tausende sein. Je mehr niederratige Bitfenster-Bewertungen vorgenommen werden, desto eindeutiger ist die Entscheidung für die korrekte Bitphase. Schon 2 zeigt exemplarisch, dass bei vier niederratigen Bitfenstern, welche drei hochratige Bitfehler in vier niederratigen Bits (also in 20 hochratigen Bits) enthalten und damit eine sehr hohe Kanal-Bitfehlerrate von 3/20 = 15% aufweisen, eine eindeutige Zuordnung der Bitphase erfolgen kann. Im vorliegenden Fall wird Phase c als korrekt angenommen, da die Summe aller Bitfenste-Bewertungszahlen hier 9 ergibt und somit höher als die Summe der Phasen a, b, d und e ist. In dieser als korrekt gewählten Phase c können ferner alle vier niederratigen Datenbits anhand der Mehrheitsbewertung korrekt entschieden werden zu 1-0-1-1.
Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt somit im selben Algorithmus anhand der verwendeten Mehrheitsentscheidung die korrekte Bitphasenauswahl und die korrekte Bitrückgewinnung und somit eine komplette CDR-Funktionalität.
Wie in 3 dargestellt kann das erfindungsgemäße Verfahren in drei verschiedenen Zuständen betrieben werden: Im Suchzustand (Search-State) stehen üblicherweise genügend Bits zur Verfügung, um das Datenratenverhältnis und die Phase genau zu bestimmen, da von einem ununterbrochenen vom Sender ausgesendeten synchronen Datenstrom ausgegangen werden kann.
Im „eingerasteten“ Zustand (Locked State) kann üblicherweise durch eine leicht unterschiedliche Taktung des Senders und des Empfängers manchmal ein Bit zu viel oder zu wenig in das Bewertungsfenster einfließen, da der Sendertakt und der Empfängertakt nicht miteinander synchronisiert werden. Dies macht den Algorithmus besonders einfach und robust. Hierdurch ergibt sich eine kurze Doppeldeutigkeit eines hochratigen Datenbits, die durch alle Bitfenster hindurch läuft. Allerdings kommt es zu keiner deutlichen Verschlechterung der Phasen- und Bitentscheidung, da der Algorithmus die optimale Phase automatisch um ein Bit verschieben und somit anpassen kann. Um auch dies zu verbessern, könnte der Empfänger beispielsweise durch eine aus dem Stand der Technik bekannte PLL-Schaltung auf den Takt des einströmenden Bitstrom synchronisiert werden.
Wenn das Signal beispielsweise nach einem Fade wieder zurückkehrt, kann der Algorithmus vom Prediction State, bei dem die Datenrate nicht bekannt ist, direkt in den Locked State übergehen, wenn detektiert wird, dass die Bitphase nach wie vor optimal ist.
Neben einer Anwendung in der optischen Freiraumübertragung kann das erfindungsgemäße Verfahren auch bei anderen kabellosen Übertragungsarten (z.B. RF-Übertragung) verwendet werden.

Claims

Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung, insbesondere bei einem optischen Freiraumkanal, mit den folgenden Schritten, Senden eines modulierten Datensignals von einem Sender über den Übertragungskanal an einen Empfänger, wobei bei einer Variierung der Datenrate durch den Sender der Beginn eines neuen Datenbits durch den Empfänger wie folgt festgelegt wird: a) Abtasten des Übertragungskanals in einer Frequenz, die einer maximalen Datenrate r_high des Senders entspricht, so dass beim Empfänger ein Bitwert für jedes hochratige Bitfenster (10a-e bis 20a-e) in der maximalen Datenrate r_high ermittelt wird. b) Zusammenfassen von n aufeinanderfolgenden hochratigen Bitfenstern (10a-e bis 20a-e) zu jeweils einem niederratigen Bitfenster (10-20), dessen Länge n-mal größer ist als die des hochratigen Bitfensters (10a-e bis 20a-e), wobei für mehrere hintereinander angeordnete niederratige Bitfenster (10-20) ermittelt wird, wie viele hochratige Bitfenster (10a-e bis 20a-e) in dem jeweiligen niederratigen Bitfenster (10-20) jeweils den Wert 0 und 1 aufweisen. c) n-maliges Phasenverschieben der hintereinander angeordneten niederratigen Bitfenster (10-20) um die Länge eines hochratigen Bitfensters (10a-e bis 20a-e) und Wiederholen von Verfahrensschritt b) in diesen verschiedenen niederratigen Bitfenstern (10-20). d) Ermitteln einer Bitfenster-Bewertungszahl für jedes verschobene niederratige Bitfenster (10-20), wobei die Bitfenster-Bewertungszahl maximal oder minimal ist, wenn alle hochratigen Bitfenster (10a-e bis 20a-e) in einem niederratigen Bitfenster (10-20) entweder ausschließlich den Wert 1 oder ausschließlich den Wert 0 aufweisen und die Bitfenster-Bewertungszahl ausgehen von ihrem Maximalwert bzw. Minimalwert für jede abweichend 0 bzw. 1 um 1 reduziert bzw. erhöht wird. e) Summieren der Bitfenster-Bewertungszahl einer Vielzahl von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern (10-20), so dass für jede Gruppe von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern eine Summe ihrer Bitfenster-Bewertungszahl ermittelt wird. f) Auswählen desjenigen Phasenversatzes, der zu der höchsten bzw. niedrigsten Summe der Bitfenster-Bewertungszahlen führt, als korrekten Phasenversatz, mit dem der Sender seine Datenbits mit verringerter Datenrate übermittelt hat.
Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Summieren der Bitfenster-Bewertungszahlen in jeder Gruppe von um den gleichen Phasenversatz verschobenen niederratigen Bitfenstern (10-20) parallel erfolgt.
Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung nach Anspruch 1 oder 2, dass der Empfänger aus der Bitfenster-Bewertungszahl den Bitwert für jedes niederratige Bitfenster (10-20) ableitet, ohne vorher eine Kenntnis über den richtigen Bitwert zu haben.
Verfahren zur drahtlosen seriellen Datenübertragung nach einen der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger die Verfahrensschritte a bis e für verschiedene Werte für n durchführt und denjenigen Wert für n annimmt, der zu der größten bzw. kleinsten Summe der Bitfensterbewertungszahlen führt.