DE4328252C2 - Verfahren und Vorrichtung zur drahtlosen Übertragung digitaler Audiodaten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur drahtlosen Übertragung digitaler Audiodaten.

Drahtlose Verfahren zur Übertragung von Audiodaten, beispielsweise mit­ tels Infrarotlicht an Kopfhörer zur Musikwiedergabe, sind bekannt. Die dafür verwendeten, auf Analogübertragung beruhenden Vorrichtungen ge­ währleisten aber wegen des aufgrund der Frequenzmodulation auftretenden Rauschens bzw. der wegen der deshalb notwendigen und einen zusätzlichen Aufwand darstellenden Rauschunterdrückungssysteme keine den heutigen ho­ hen Ansprüchen genügende Wiedergabequalität.

Bei digitalen Übertragungsverfahren von Audiodaten werden die zu über­ tragenden Informationen mit einer Quellcodierung und dann in der Regel mit einer Kanalcodierung versehen, um sie an die Eigenschaft des Über­ tragungskanals anzupassen. Danach werden die Informationen in Form di­ gitaler Daten über den Übertragungskanal gesendet und empfängerseitig nach entsprechender Decodierung wiedergewonnen. Dem Datenstrom werden dabei auch Synchronisationsmerkmale zur Ermöglichung der Decodierung hinzugefügt, und weiterhin können auch Steuersignale erforderlich sein und mitübertragen werden. Bei der Quell- und Kanalcodierung werden Co­ dierregeln zugrundegelegt, die empfängerseitig dazu benutzt werden, um die Codierung rückgängig machen zu können. Zu diesem Zweck und insbe­ sondere, um die Grenzfrequenz des Signalstroms zu senken und Gleich­ spannungsanteile möglichst zu beseitigen, sind auch Umcodierungen, bei­ spielsweise aus der DE-OS 41 42 652 und der GB-OS 2 267 416 bekannt.

Die Übertragung der digitalen Daten erfolgt innerhalb des Datenstromes bekanntermaßen in Datenrahmen. Wichtige und allgemein verwendete Über­ tragungssysteme unterliegen der Normung. Für die in solchen Systemen verwendeten Datenrahmen liegen teilweise national und international ab­ gestimmte verbindliche Vorschriften, wie beispielsweise die Standards DIN EN 60958, AES3-1985 oder ISO 3309, vor.

Eine digitale Infrarot-Übertragung von Audiodaten, bei denen es sich um Stereosignale handelt, die bei CD-Playern, DAT-Recordern oder DSR-Tunern bereits standardmäßig in digitaler Form anfallen, scheiterte in der Pra­ xis bisher an der großen zur Übertragung notwendigen Datenrate und am Platzbedarf der digitalen Elektronik. Die Übertragung der beispielsweise im Konsumerbereich im Datenformat SPDIF (DIN EN 60958, EIAJ CP-340) vor­ liegenden Daten, die eine hohe Übertragungsbandbreite zur Folge hat, be­ dingt bei Kopfhöreranwendungen einen hohen Stromverbrauch, der wiederum den Einsatz einer aufwendigeren (bei batteriebetriebenen Empfängern ins­ besondere schwereren) Spannungsquelle oder aber eine reduzierte mögli­ che Betriebsdauer nach sich zieht. Im Studiobetrieb wird bei der Ab­ tastung der Audiodaten im Sinne einer hohen Übertragungsqualität mit Werten bis zu 24 Bit gearbeitet. Bei im Handel erhältlichen Geräten wer­ den aus Kostengründen üblicherweise nur 16-Bit-Wandler eingesetzt. Die Abtastraten betragen 48 kHz (DAT-Recorder), 44,1 kHz (CD-Player) und 32 kHz (Rundfunk).

Bei der drahtlosen digitalen Übertragung der in den o.g. Datenrahmen enthaltenen Audiodaten bestehen des weiteren Probleme insbesondere in der empfängerseitigen Taktrückgewinnung, der Separierung der Audio- von den Nichtaudiodaten und der für die Übertragung einzusetzenden kosten­ aufwendigen Hardware. In der Fachzeitschrift "Radio Fernsehen Elektro­ nik", 1993, H. 1, S. 13-16 werden daher spezielle Übertragungsformate mit einer besonderen Datenrahmenstruktur von 32 Bit Länge, Codierungen und ein geeigneter Schnittstellenbaustein beschrieben, die nicht für den Konsumerbereich, sondern für den professionellen Studiobereich bei Zu­ grundelegung des Schnittstellenstandards AES3-1985 und für asynchrone Übertragung entwickelt wurden. Die Datenrahmen werden zur Übertragung in Datenblöcken zusammengefaßt, welche jeweils 192 Datenrahmen enthal­ ten. Um bei der Übertragung ohne Gleichspannungsanteile auszukommen, wurde die sog. Biphase-Mark-Codierung gewählt, bei der mit einem der doppelten Datenrate entsprechenden Bittakt gearbeitet und jedes Bit durch mindestens einen H- und einen L-Anteil codiert wird, so daß sich der DC-Anteil der einzelnen Bits kompensiert. Bei diesem Übertragungs­ verfahren belegen die eigentlichen Audiodaten mit der für sie üblichen Länge von 16 Bit jedoch nur 50 Prozent der Datenrahmen. Damit wird die Hälfte der zur Übertragung notwendigen Gesamtenergie für die Übertragung von Signalen verbraucht, die zwar in diesem System notwendig sind, aber eigentlich keine Audiodaten repräsentieren. Die Datenrate erhöht sich durch diese Codierung um den Faktor 4 gegenüber den Audiodaten.

Allgemein gilt, daß bei Digitalsystemen, die mit bereits existierenden Übertragungssystemen zusammenwirken sollen, die heute bereits gültigen Normen oder, in Zukunft, später zu schaffende Normen berücksichtigt wer­ den müssen. Bei derartigen Vorrichtungen ist man prinzipiell bemüht, ein synchrones Gesamtsystem zu erstellen. Ein asynchrones System würde, wie eingangs erwähnt, Komponenten benötigen, die verhindern, daß durch viele oder zu wenige angebotene Abtastwerte Störungen bei der analogen Wieder­ gabe auftreten. In der DE-OS 33 44 204 wird zur Gewährleistung der Kom­ patibilität vorgeschlagen, mit Taktanpassung arbeitende Übertragungs­ systeme zu schaffen. In der Schrift wird für die Übertragung eine Rah­ menstruktur aus einem Rahmenkennungswort, Doppelcodewörtern und Zusatz­ informationen offenbart, die zwei Halbrahmen mit je 496 Bit Länge vor­ sieht. Die Audiodaten besitzen in den Datenrahmen einen sehr hohen An­ teil von etwa 90 Prozent, die Stereo-Tonsignale werden jedoch in Code­ wörtern von nur 14 Bit Länge übertragen, was sich negativ auf die Qua­ lität auswirkt.

In der europäischen Patentanmeldung EP-OS 0 320 545 wird ein Stereoton- Übertragungssystem für das Fernsehen beschrieben. Auch hier liegt der Anteil der Audiodaten in den übertragenen Datenrahmen mit etwa 88 Pro­ zent relativ hoch, die Codierung der Audiodaten geschieht jedoch sogar nur in 11-Bit-Worten, wobei ein Bit jeweils noch ein Paritätsbit dar­ stellt.

Die Erfindung befaßt sich mit der Aufgabe, digitale Audiodaten an einen drahtlosen Kopfhörer, vorzugsweise mit Hilfe von Infrarotlicht, synchron zu übertragen. Die Übertragung soll dabei so konzipiert sein, daß sie mit handelsüblichen Audiosystemen, wie CD-Playern, DAT-Recordern oder DSR-Tunern kompatibel ist. Bei der Übertragung soll eine Reduktion der Audiodaten ausgeschlossen werden. Dabei soll die verwendete Vorrichtung nur wenig Platz beanspruchen, eine geringe Stromaufnahme aufweisen und die Taktrückgewinnung soll jitterfrei erfolgen.

Diesen Forderungen wird erfindungsgemäß dadurch Rechnung getragen, daß eine einfache Kanalcodierung geringer Bandbreite konzipiert wird, welche sich einfach decodieren läßt und eine jitterfreie Taktrückgewinnung er­ möglicht. Wie bereits erwähnt, handelt es sich bei dem hier vorgeschla­ genen Übertragungssystem um ein synchrones Konzept, was bedeutet, daß alle im Sender und Empfänger vorkommenden Takte direkt oder indirekt über ganzzahlige Teiler/Multiplikatoren aus dem Abtasttakt der digitalen Audioquelle abgeleitet werden. Der zur drahtlosen Übertragung generierte Datenstrom enthält wenig Codierungsoverhead und hat damit eine relativ geringe Bandbreite. Die Datenrate erhöht sich bei der Codierung nur um den Faktor 1, 3 bzw. 2. Der Datenstrom unterstützt trotzdem gut die emp­ fangsseitige Takt- und Datenwiedergewinnung. Der geringe Aufwand auf der Empfangsseite macht dieses Verfahren insbesondere für batteriebe­ triebene Empfänger geeignet.

Durch die erfindungsgemäße Codierung kommt das Verfahren mit einer Über­ tragungsrate von rund zwei MBit/s aus und ist besonders geeignet in Ver­ bindung mit digitalen Audioschnittstellen entsprechend DIN EN 60958 (Di­ gitalton-Schnittstelle). Mit Hilfe handelsüblicher Bausteine (z. B. Yama­ ha YM 3436 C) können die notwendigen Takte und Steuersignale sowie die Audiodaten für die hier beschriebene Übertragungseinrichtung erzeugt werden. Die Signale der Audiosysteme, wie die von CD-Playern, DAT-Recor­ dern und/oder DSR-Tunern, können über einen optischen und/oder einen Ko­ ax-Eingang direkt eingespeist werden und sind in den übertragenen Daten­ rahmen zu einem Anteil von bis zu 94 Prozent enthalten.

Durch die erfindungsgemäße Extraktion der im SPDIF-Format gespeicherten vollständigen 16-Bit-Audiodaten, Kanalcodierung und Abtastratenerkennung sowie durch die Neuaufbereitung des Systemtaktes reduziert sich die Übertragungsbandbreite bereits am Sender ohne Qualitätseinbußen auf rund ein Drittel.

Die Bauelemente für die erfindungsgemäße Vorrichtung können vorteilhaf­ terweise kundenspezifische integrierte Schaltkreise (ASIC) sein, wobei die Platine mit oberflächenmontierbaren Bauelementen (SMD) bestückt wird.

In den Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung ist die Erfindung in einem Ausführungsbeispiel dargestellt, aus denen weitere Vorteile hervorgehen. Es zeigen

Fig. 1 eine Codiereinrichtung,

Fig. 2 einen Datenrahmen der Codiereinrichtung von Fig. 1,

Fig. 3 eine Decodiereinrichtung,

Fig. 4 eine Schaltungsstruktur für die Taktrückgewinnung,

Fig. 5 und 6 ein Schaltwerk hierzu,

Fig. 7 eine Vorrichtung nach der Erfindung mit Senderteil und Empfängerteil, und

Fig. 8 eine Übersicht über die bei der Übertragung auftre­ tenden Systemtakte, wobei nur die Signale betrachtet werden, die zur Erläuterung der synchronen Datenüber­ tragung notwendig sind.

Die in Fig. 1 dargestellte Codiereinrichtung und die in Fig. 3 gezeigte Decodiereinrichtung, welche auch den Fig. 7 und 8 entnehmbar sind, sind in folgender Weise aufeinander abgestimmt.

Aufgabe der Codiereinrichtung ist es, einen Sendedatenstrom aus den ein­ laufenden digitalen Audiodaten zu generieren. Erfindungsgemäß wird dafür ein Datenrahmen mit 128 Bit Länge nach Fig. 2 aufgebaut, der drei Ste­ reo-Abtastwerte mit je 2 × 16 Bit Wortlänge aufnehmen kann. Diese Daten­ rahmen werden lückenlos ausgegeben.

Die Abtastwerte werden vor dem Einfügen in den Datenrahmen einer Um­ codierung unterzogen. Dazu werden je 4 Bit der Abtastwerte durch 5 Bit der Codierung ersetzt. Dadurch erhält jeder Stereo-Abtastwert eine Wortlänge von 2 × 20 Bit.

Diese Codierung hat erfindungsgemäß den Zweck, viele Pegelwechsel im Sendedatenstrom zu erzeugen. Dies ist, wie später erläutert, in der Decodiereinrichtung für die Taktrückgewinnung wichtig. Die Codierung wird in Tabelle 1 aufgezeigt. Erfindungsgemäß ist die Zuordnung so ge­ wählt, daß bei den in digitalen Audiosignalen häufig vorkommenden 4- Bit-Gruppen am Anfang und am Ende der Tabelle 1 5-Bit-Codes mit mehreren Pegelwechseln vorkommen, insbesondere auch dann, wenn mehrere gleiche 4-Bit-Gruppen im Datensignal hintereinander erscheinen. Die Priorisie­ rung der 4-Bit-Gruppen nimmt vom Anfang und Ende der Tabelle zur Mitte hin ab und damit auch die Anzahl der Pegelwechsel im Codesignal.

Eine 5-Bit-Gruppe, die bei beliebiger Aneinanderreihung von 5-Bit-Grup­ pen aus Tabelle 1, nie im Datenstrom enthalten ist, wird als Präambel an den Anfang des Datenrahmens gesetzt, in einem aufgeführten Beispiel wurde die 5-Bit-Gruppe "00001" gewählt. Sie dient in der Decodierein­ richtung als Synchronmerkmal zur Erkennung des Rahmenanfangs.

Von den in den Datenrahmen enthaltenen Steuerbits wird eines, wie nachfolgend erläutert, benutzt, die anderen sind zur freien Verfügung.

Wie bereits beschrieben und in Fig. 8 dargestellt, sind in der Audio­ technik Abtastraten von 48 kHz (A), 44,1 kHz (B) und 32 kHz (C) bei 16 Bit Quantisierungsbreite üblich. Diese sind insbesondere auch in DIN EN 60958 (Digital-Schnittstelle) ausgewiesen. Durch die Wahl des Datenrah­ mens nach Fig. 2 ist es möglich, für die in Fig. 8 dargestellte Abtast­ rate von 32 kHz (C) die gleiche Senderate wie für 48 kHz (A) zu benut­ zen, wenn nur zwei der drei möglichen Abtastwertpositionen benutzt wer­ den. Die dritte Position wird dann zweckmäßigerweise durch ein Füllmu­ ster aufgefüllt. Durch diese Strategie wird der Decodiereinrichtung die Taktrückgewinnung erleichtert, da der zu detektierende Frequenzbereich nur für 48 kHz (A) und 44,1 kHz (B) ausgelegt werden muß. Für die Taktrückgewinnung üblicherweise benutzte Phasenregelkreise sind dadurch einfacher zu dimensionieren und sicherer in der Funktion. Um der Deco­ diereinheit mitzuteilen, daß nicht alle Abtastwertperioden im Daten­ rahmen belegt sind, wird ein Steuerbit benutzt.

Die Erstellung von Datenrahmen nach Fig. 2 wird von einer Codiereinrich­ tung entsprechend Fig. 1 durchgeführt. Ausgehend von einem Systemtakt (Sender-Grundtakt 1) mit dem 256fachen der Abtastrate sind alle notwen­ digen Takte innerhalb der Codiereinrichtung in der Takterzeugung 2 durch ganzzahlige Teiler ableitbar. Die digitalen Audiodaten laufen seriell in einen Puffer 4 zur seriell/parallel Wandlung ein. Von dort werden sie parallel durch den Blockcoder 5, der die Umcodierung entsprechend Tabelle 1 durchführt, in den Sendepuffer 6 eingegeben. Entsprechend der oben angeführten Ausnut­ zung der Abtastwertpositionen wird das Steuerbit sowie weitere Anwender- Steuerbits durch die Steuercodierung 7 gesetzt. Die Präambel wird aus einem Register 8 hinzugefügt.

Der so gefüllte Sendepuffer 6 wird erfindungsgemäß mit einem kontinuierli­ chen Takt von 256 × Abtastrate/6 bei drei benutzten Abtastwertpositionen bzw. 256 × Abtastrate/4 bei zwei benutzten Positionen lückenlos ausgege­ ben. Dadurch ist gewährleistet, daß ebensoviele Daten in die Codiereinrich­ tung einlaufen, wie ausgegeben werden.

Die am Eingang der Codiereinrichtung anliegenden Steuersignale 7 enthalten Bit- und Worttakt der digitalen Audiodaten, sowie eine Codierung der anlie­ genden Abtastrate. Benutzt man die Codiereinrichtung zusammen mit Schnittstellensignalen entsprechend DIN EN 60958, so können die digitalen Audiodaten 3, die Steuersignale 7 und der Grundtakt 1 direkt von handelsüb­ lichen Schnittstellendecodern (z. B. Yamaha YM 3436 C) geliefert werden. In diesem Fall treten die in Tabelle 2 angeführten Sendedatenraten auf.

Aufgabe der Decodiereinrichtung ist es, aus den Sendedaten die digitalen Audiodaten zu extrahieren und sie an eine nachgeschaltete Signalverarbei­ tungseinrichtung auszugeben. Eine geeignete Anordnung zeigt Fig. 3. Die Sendedaten 20 werden zunächst einer Taktrückgewinnung 21 zugeführt, die den Empfänger-Grundtakt 22 aus den Sendedaten 20 ableiten. Der Takt 22 wird auf ein ganzzahliges Vielfaches der Sendedatenrate 20 gere­ gelt. Eine dafür geeignete Anordnung wird später näher erläutert. Die Takterzeugung 23 leitet aus dem Grundtakt 22 alle in der Decodiereinrich­ tung notwendigen Steuertakte durch ganzzahlige Teiler ab.

Die einlaufenden Sendedaten 20 werden einem Empfangspuffer 24 zugeführt. Sie liegen dort zur Decodierung parallel an. Über einen Blockdecoder, der die Codiervorschrift entsprechend Tabelle 1 rückgängig macht, werden die Abtastwerte rekonstruiert und in einen Puffer 26 zur Ausgabe bereitge­ stellt. Die rahmensynchrone Decodierung wird durch einen Präambeldetector 27 ermöglicht, der das oben angegebene Bitmuster im Datenstrom erkennt. Weiterhin werden die Steuerinformationen aus dem Datenstrom über die Steuerdecodierung 28 entnommen.

Da in der Codierung entsprechend Tabelle 1 nur 16 der 32 möglichen Code­ wörter benutzt werden, kann der Blockcoder eine einfache Erkennung von Übertragungsfehlern durchführen, indem er die einlaufenden Daten daraufhin prüft, ob sie in der Codiertabelle enthalten sind. Ist dies nicht der Fall, liegt mit Sicherheit ein Übertragungsfehler vor.

Je nach Ausführung der Decodiereinrichtung können verschiedene Schnittstel­ lenformate für die Steuertakte 31, die Steuersignale 30 und die digitalen Audiodaten 29 realisiert werden. In einem ausgeführten Muster wurde das 125-Bus Format der Firma Philips realisiert. Damit ist eine große Palette handelsüblicher Signalverarbeitungsbausteine wie D/A-Wandler oder Signalprozessoren direkt anschließbar. Prinzipiell sind aber auch andere serielle Schnittstellenformate realisierbar.

Besondere Aufmerksamkeit muß der Taktrückgewinnung 21 gewidmet werden. Sie bestimmt die Qualität aller in und von der Decodiereinheit gelieferten Takte. Dies ist insbesondere bei nachgeschalteten D/A-Wandlern von Bedeu­ tung.

Für den Zweck der Taktrückgewinnung üblicherweise benutzte Phasenregel­ kreise (PLL), die in Form integrierter Bausteine vorliegen, können bei der hier vorliegenden Struktur der Sendedaten nicht benutzt werden. Die Tatsache, daß im Datenstrom mehrere gleiche Bits hintereinander vorkom­ men können, bewirkt, daß die bekannten Bausteine sich nicht auf das Sende­ signal einstellen können.

Die in Fig. 4 angegebene Schaltungsstruktur ist in der Lage, eine einwand­ freie Taktrückgewinnung bei den hier vorliegenden Sendedaten zu ermögli­ chen. Diese Struktur entspricht bekannten Phasenregelkreisen, wobei hier der Phasenkomparator durch ein digitales Schaltwerk 40 mit erfindungsgemäß spezieller Funktion ersetzt wurde. Die vom Schaltwerk 40 ausgegebenen Regelimpulse 41 werden von einem Filter 42 zu einer Regelspannung 43 aufintegriert. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 44 liefert den Empfänger-Grundtakt, dieser wiederum taktet das Schaltwerk 40.

Das Schaltwerk entscheidet bei jedem Takt, in welchen Folgezustand es weitergeschaltet wird. Als Entscheidungskriterium wird neben dem aktuel­ len Zustand das Ausgangssignal des Flankendetektors 46 herangezogen. Dieser zeigt an, ob die Sendedaten 47 seit dem letzten Takt einen Pegelwechsel hatten.

Der Regelkreis ist definitionsgemäß dann eingerastet, wenn der Empfän­ ger-Grund- oder Systemtakt 22, 45 ein ganzzahliges Vielfaches der Sende­ datenrate 47 ist, sowie der Phasenwinkel zwischen dem Grundtakt 22, 45 und den Sendedaten 47 konstant ist. Je größer die Vervielfachung gewählt wird, umso besser ist die Auflösung und Präzision der Regelung. Für wei­ tere Erläuterungen wird eine Vervielfachung um den Faktor N=12 angenom­ men. Dieser Faktor führt bei der Abtastrate von 32 kHz (C) auf einen Empfänger-Grundtakt 22, 45 vom 768fachen, bei den Abtastraten von 48 kHz (A) und 44,1 kHz (B) auf einen Empfänger-Grundtakt 22, 45 vom 512- fachen der Abtastrate. Der Faktor 12 bedeutet auch, daß das Schaltwerk 12 Takte und damit 12 Folgezustände während der Dauer einer einzelnen Bitzelle der Sendedaten durchläuft. Prinzipiell sind auch höhere oder niedrigere Vervielfachungen möglich, die aber entweder sehr hohe Grund­ takte 22, 45 mit einhergehendem unnötig hohen Stromverbrauch der Hard­ ware, oder eine schlechte Auflösung der Regelung mit größerer Phasenun­ sicherheit zur Folge hätten. Grundtakte 22, 45 vom 768- und 512fachen der Abtastrate ermöglichen zusätzlich die Ableitung aller für übliche Ausgangsschnittstellen notwendigen Takte, beispielsweise des in Fig. 3 dargestellten Steuertaktes 31, vom Grundtakt durch ganzzahlige Teilung vorzugsweise mit Teilern, die Potenzen von 2 darstellen.

Das erfindungsgemäße Schaltwerk beginnt seinen Betrieb im frequenzselekti­ ven Modus entsprechend Fig. 5 im Zustand 0. Es verbleibt dort solange, bis eine Flanke vom Flankendetektor 46 signalisiert wird. Dann läuft es mit jedem Takt 45 um einen Zustand weiter, es zählt quasi die Takte. Wird bereits in den Zuständen 1 bis 11 vom Flankendetektor 46 eine weitere Flanke signalisiert, ist die aktuelle Frequenz des VCO 44 zu niedrig. Beim Sprung in den Zustand 1 wird ein positiver Regelimpuls ausgegeben, gleich­ zeitig ist bereits wieder ein Takt gezählt. Wird in den Zuständen 13- 15 eine weitere Flanke signalisiert, ist die aktuelle Frequenz des VCO 44 zu hoch. Beim Sprung in den Zustand 1 wird ein negativer Regelimpuls 41 ausgegeben. Läuft das Schaltwerk über den Zustand 15 hinaus, kehrt es in den Ruhezustand 0 zurück, ohne einen Regelimpuls auszugeben. Dies geschieht immer dann, wenn die Frequenz des VCO 44 viel zu hoch ist, oder mindestens zwei gleiche Bitzellen hintereinander im Sendedatenstrom 47 vorkommen. Bei zu hoher VCO-Frequenz wird das Filter aufgrund physi­ kalischer Leckeffekte seine Regelspannung 43 von selbst erniedrigen. Die Frequenz kehrt dadurch von selbst in den Regelbereich des Schaltwerkes zurück.

Die Frequenz ist dann in etwa richtig, wenn dem Schaltwerk im Zustand 12 eine weitere Flanke signalisiert wird. In diesem Fall verläßt es den frequenzselektiven Modus und springt in den phasenselektiven Modus entspre­ chend Fig. 6 zum Zustand 17. Da die Frequenz jetzt richtig ist, befindet sich das Schaltwerk nach weiteren 11 Takten im Zustand 16. Es wird dort die nächste Flanke erwartet. Ist die Frequenz noch etwas zu hoch, wird die nächste Flanke in den Zuständen 17-20 erscheinen. Es wird dann ein negativer Regelimpuls 41 ausgegeben. Bei etwas zu niedriger Frequenz wird die Flanke in den Zuständen 23-27 erscheinen und daraufhin ein positiver Regelpuls 41 ausgegeben. Da auch im Zustand 16 ein negativer Regelpuls 41 ausgegeben wird, hat das Schaltwerk das Bestreben, die Fre­ quenz so einzustellen, daß der Flankendetektor 46 Flanken in den Zuständen 16 oder 27 signalisiert. Die Integration der Regelpulse in 42 hat dann zur Folge, daß die Phasenlage des Empfänger-Grundtaktes 45 zum Sendeda­ tenstrom 47 konstant bleibt und leicht zwischen Zustand 16 und 27 hin und her pendelt. Wird im Zustand 21 oder 22 eine Flanke signalisiert, faßt das Schaltwerk dies als zu große Abweichung auf und kehrt in den frequenzselektiven Modus entsprechend Fig. 5 zurück, um die Frequenz wieder nachzuregeln. Eine Entscheidung, ob der Phasenregelkreis eingerastet ist, fällt bei dem hier vorgestellten Schaltwerk besonders leicht. Solange es sich im phasensensitiven Modus befindet, ist die PLL eingerastet, sonst nicht.

Der oben beschriebene Phasenregelkreis entsprechend Fig. 4 arbeitet beson­ ders gut, wenn viele Pegelwechsel im Sendedatenstrom 47 enthalten sind. Erfindungsgemäß wurde zu diesem Zweck in der Codiereinrichtung eine spezielle Kanalcodierung nach Fig. 2 und Tabelle 1 realisiert. Codier und Decodiereinrichtung sind demnach aufeinander abgestimmt.

Mit den in Fig. 1 und 3 beschriebenen Codier- und Decodiereinrichtungen kann eine Übertragungseinrichtung entsprechend Fig. 7 aufgebaut werden. Digitale Audiodaten 60 entsprechend DIN EN 60958 werden von einem Schnittstellendecoder aufgenommen und die Ansteuersignale 62 für die Codiereinrichtung 63 erzeugt. Die generierten Sendedaten 64 werden über einen Infrarotsender 65 abgestrahlt.

Ein Infrarotempfänger 66 nimmt die optischen Signale auf und regeneriert die Sendedaten 67. Diese werden von der Decodiereinrichtung 68 mit der Taktrückgewinnung entsprechend Fig. 4 decodiert und einer Wiedergabeein­ heit 70 mit Wiedergabewandler 71 zugeführt.

Der geringe Aufwand der Decodiereinrichtung, der sich zudem durch Integra­ tion der digitalen Komponenten entsprechend Fig. 3 und 4 in ein kundenspe­ zifisches IC noch verringert, läßt diese Lösung besonders für batteriebetrie­ bene Empfänger mit geringem Platzangebot geeignet erscheinen. Die geringe Datenrate der Sendedaten, die erfindungsgemäß nur 33,3% über der Netto- Audiosignal-Datenrate liegt, erfordert nur geringe Empfängerbandbreiten, wodurch gute Reichweiten und Störunempfindlichkeit bei drahtloser Übertra­ gung erzielt werden.

Die beim Zusammenspiel mit Quellenschnittstellen nach DIN EN 60598 vorhandenen Datenraten erfordern nur ein relativ kleines Frequenzfenster der Taktrückgewinnung in der Decodiereinrichtung. Dies erleichtert die Auslegung des spannungsgesteuerten Oszillators.

Bei Anwendung der hier vorgestellten Codier- und Decodierstrategie mit Datenrahmen entsprechend Fig. 2, einer Blockcodierung entsprechend Tabelle 1, einer Taktrückgewinnung entsprechend Fig. 4 und einem Schaltwerk entsprechend Fig. 5 und 6 ergibt sich eine effiziente Lösung des Problems der drahtlosen Übertragung digitaler Audiosignale.

4 Bit Blöcke aus Audiodaten
5 Bit Blöcke
0000
01010
0001	10100
0010	11010
0011	01001
0100	10010
0101	10111
0110	11101
0111	11110
1000	01110
1001	11001
1010	01111
1011	11011
1100	10110
1101	01101
1110	10101
1111	01011

Abtastrate
Sendedatenrate
32kHz
256 × Abtastrate/4 = 2,048 MBit/s
44,1 kHz	256 × Abtastrate/6 = 1,8816 MBit/s
48 kHz	256 × Abtastrate/6 = 2,048 MBit/s

Claims (13)

1. Verfahren zur drahtlosen Übertragung von digitalen Audiodaten, bei welchem ausgehend von digitalen Stereo-Abtastwerten (Audiodaten 3) von je 16 Bit Wortlänge und einem Systemtakt, der das 256fache der Abtastrate beträgt (Sender-Grundtakt 1),
ein Datenrahmen von 128 Bit Länge für die Sendedaten (9, 20, 47) gebildet wird,
wobei der Datenrahmen bei den Abtastraten 48 kHz (A) und 44,1 kHz (B) drei Stereo-Abtastwerte (3) oder bei der Ab­ tastrate 32 kHz (C) zwei Stereo-Abtastwerte (3) und anstel­ le des dritten Stereo-Abtastwertes (3) ein Füllmuster sowie eine codierte Information über die aktuelle Abtastrate beinhaltet,
und die Sendedaten (9, 20, 47) mit einer Sendedatenrate ausgege­ ben werden, die durch ganzzahlige Teilung aus dem Sender-Grund­ takt (1) gewonnen wird,
die Sendedaten (9, 20, 47) nach Übertragung an einen Empfänger parallel einer Decodiereinrichtung (24, 25, 26) und einer Takt­ rückgewinnung (21) zugeführt werden,
wobei die Taktrückgewinnung (21) einen Takt (22, 45) rege­ neriert, der ein ganzzahliges Vielfaches (N-faches) der Sendedatenrate ist,
und aus dem dann die für einen Kanaldecoder (Blockdecoder 25) zur Decodierung des Datenstroms der 128 Bit langen Da­ tenrahmen erforderlichen Takte, nämlich insbesondere ein Empfänger-Grundtakt (22) und der Sender-Grundtakt (1), der das 256fache der Abtastrate beträgt, durch ganzzahlige Teilung abgeleitet werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sende­ datenrate bei den Abtastraten 48 kHz (A) und 44,1 kHz (B) durch Division durch 6 oder bei der Abtastrate 32 kHz (C) durch Divi­ sion durch 4 aus dem Sender-Grundtakt (1) gewonnen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der in der Taktrückgewinnung (21) regenerierte Takt (22, 45), das 12- fache der Sendedatenrate ist (N=12).

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeich­ net, daß die Audiodaten (3) und das ggf. vorhandene Füllmuster mit einer Umcodierung von 4 Bit auf 5 Bit versehen werden, und zwar mit einem Code, der einen häufigen Pegelwechsel im Daten­ strom erzeugt, wobei bei der Zuordnung für die Umcodierung in den 5-Bit-Codewörtern bei in digitalen Audiosignalen häufiger vorkommenden Bitgruppen Codewörter benutzt werden, die insbesondere auch bei ihrer Wiederholung häufige Pegelwechsel erzeugen.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Umcodierung die 5 Bit-Codewörter den 4-Bit-Daten entsprechend dem Code der nachstehenden Codiertabelle zugeordnet werden: 4-Bit-Blöcke aus Audiodaten (3) umcodierte 5-Bit-Blöcke 0000 01010 0001 10100 0010 11010 0011 01001 0100 10010 0101 10111 0110 11101 0111 11110 1000 01110 1001 11001 1010 01111 1011 11011 1100 10110 1101 01101 1110 10101 1111 01011

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Register der Codiereinrichtung (63) als Synchronisations­ merkmal zur Erkennung des Rahmenanfanges in der Decodiereinrich­ tung (68) eine im Code für die Umcodierung der Audiodaten (3) und des ggf. vorhandenen Füllmusters nicht vorkommende 5-Bit-Gruppe als Präambel (8) an den Anfang des Datenrahmens gesetzt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeich­ net, daß die im Empfänger einlaufenden Sendedaten (9, 20, 47) in einem Präambeldetektor (27) daraufhin überprüft werden, ob sie die 5-Bit-Gruppe, die als Präambel gewählt wurde, an der Anfangs­ position aufweist, und aus denen, wenn dies der Fall ist, in dem Blockdecoder (25) die ursprünglichen, dann im Blockcoder (5) oder in der Codiereinrichtung (63) umcodierten, digitalen Audiodaten (3) in 4-Bit-Gruppen entsprechend dem Umcodierungscode wiederher­ gestellt werden.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich­ net, daß als Übertragungsmedium ein mit den Sendedaten (9, 20, 47) getaktetes Infrarotlicht benutzt wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich­ net, daß die Sendedaten (9, 20, 47) zunächst auf einen höherfre­ quenten Träger aufmoduliert werden und dann mit Hilfe von Infra­ rotlicht übertragen werden.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich­ net, daß als Übertragungsmedium ein mit den Sendedaten (9, 20, 47) getakteter HF-Träger benutzt wird.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeich­ net, daß die Sendedaten (9, 20, 47) auf einen HF-Träger aufmodu­ liert werden.

12. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der An­ sprüche 1 bis 11, mit einer in einer Codiereinrichtung (63) ab­ laufenden, von einem Sender-Grundtakt (1) ausgehenden Kanalcodie­ rung und mit einer in einer Decodiereinrichtung (63) ablaufenden Decodierung,
wobei die Decodiereinrichtung (68) zur Taktrückgewinnung (21) ei­ nen Phasenregelkreis (PLL 40, 42, 44, 46) mit einem Flankendetek­ tor (46) zur Signalisierung der Pegelwechsel, einem Filter (42) und einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO 44) enthält,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Phasenregelkreis (PLL 40, 42, 44, 46) zur Taktrückgewin­ nung und Vervielfachung um den Faktor N ein sowohl in frequenz- als auch in phasenselektivem Modus arbeitendes Schaltwerk (40) als Frequenz- und Phasenkomperator enthält,
das eingangsseitig mit dem Flankendetektor (46) und dem spannungsgesteuerten Oszillator (44) und ausgangsseitig mit dem Filter (42) gekoppelt ist,
und dieses Schaltwerk (40) in einem Grundzustand eines ersten, frequenzselektiven, Arbeitszyklus mit einer Anzahl möglicher, sich wiederholender Zustände verharrt, bis der einlaufende Daten­ strom einen Pegelwechsel aufweist,
dann mit jedem Takt um einen Zustand in diesem ersten Arbeits­ zyklus weitergeschaltet wird
und, wenn kein weiterer Pegelwechsel auftritt, nach dem Durchlaufen der Anzahl möglicher, sich wiederholender Zu­ stände in den Grundzustand dieses ersten Arbeitszyklus zu­ rückkehrt,
beim Auftreten eines Pegelwechsels aber in den dem Grund­ zustand folgenden Zustand übergeht
und dabei einen positiven Regelimpuls (41) an das Filter (42) abgibt, wenn weniger als N Takte seit dem letzten Pegelwechsel aufgetreten sind, oder dabei einen negativen Regelimpuls (41) an das Filter (42) abgibt, wenn mehr als N Takte seit dem letzten Pegelwechsel aufgetreten sind,
oder schließlich dann in einen zweiten, phasenselek­ tiven Arbeitszyklus mit N möglichen, sich wiederho­ lenden Zuständen springt, wenn seit dem letzten Pe­ gelwechsel genau N Takte aufgetreten sind;
und im zweiten Arbeitszyklus dann mit jedem Takt um einen Zustand weitergeschaltet wird, wobei
immer dann ein negativer Regelimpuls (41) an das Filter (42) abgegeben wird, wenn ein Pegelwechsel im Bereich zwischen dem Zustand (16) vor der Einsprung­ stelle (17) bis zum Zustand N/4 (dritter Zustand 20 bei N=12, 20) nach der Einsprungstelle (17) auftritt,
oder immer dann ein positiver Regelimpuls (41) an das Filter (42) abgegeben wird, wenn ein Pegelwechsel im Bereich zwischen dem Zustand N/2 (sechster Zustand 23 bei N=12) nach der Einsprungstelle (17) bis zum Zu­ stand 5/6 N (zehnter Zustand 27 bei N=12) nach der Einsprungstelle (17) auftritt,
oder ohne Auslösung eines Regelimpulses (41) in den Grundzustand (0) des ersten Arbeitszyklus zurück­ springt, wenn ein Pegelwechsel im Bereich zwischen dem Zustand N/3 (vierter Zustand 21 bei N=12) und Zustand 5/12 N, (fünfter Zustand 22 bei N=12) nach der Ein­ sprungstelle (17) auftritt, d. h. wenn eine zu große Frequenzabweichung zwischen dem N-fachen des Empfän­ ger-Grundtaktes (22, 45) und der Sendedatenrate vor­ liegt. (Fig. 4, 5 und 6).

13. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der An­ sprüche 1 bis 11 oder Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch ge­ kennzeichnet, daß als Quelle für den Systemtakt (1) und die digi­ talen Audiodaten (3) ein an sich bekannter Schnittstellendecoder (61) dient, der eine Signaleinspeisung (60) gemäß DIN EN 60958 aufweist.