DE19815597B4

DE19815597B4 - Datenübertragungssystem, mobile Station und Verfahren zum Verringern der Rahmenfehlerrate bei einer in Form von Datenrahmen erfolgenden Datenübertragung

Info

Publication number: DE19815597B4
Application number: DE19815597A
Authority: DE
Inventors: Matti Kajala; Janne Vainio
Original assignee: Nokia Mobile Phones Ltd
Current assignee: Nokia Technologies Oy
Priority date: 1997-04-10
Filing date: 1998-04-07
Publication date: 2006-11-23
Anticipated expiration: 2018-04-08
Also published as: US6178535B1; CN1192536C; JPH118610A; JP3371087B2; ITMI980766A1; FI112894B; KR20010006205A; IT1299063B1; KR100612481B1; FI971484A0; FI971484A; DE19815597A1; CH694114A5; GB2329803B; AU6404098A; GB2329803A; WO1998045952A1; US20010000543A1; AU733218C; FR2762736B1

Abstract

Verfahren zum Verringern der Rahmenfehlerrate von Information, die in einem Datenübertragungssystem in Form von Datenrahmen zu übertragen ist, mit den folgenden Schritten:
– Unterteilen der zu übertragenden Information in Datenrahmen (102, 202);
– Versehen der Datenrahmen mit Fehlererkennungsdaten, die unter Verwendung eines Teils der zu übertragenden Information erzeugt wurden;
– Schützen zumindest eines Teils der bei der Erzeugung von Fehlererkennungsdaten zu verwendenden Information durch Fehlerkorrekturcodierung (107, 206), durch die ein Fehlerkorrektur-codierter Datenrahmen (111, 212) erhalten wird, in dem zumindest Teile verschiedene Fehlerraten (BER) aufweisen; und
– Übertragen der Fehlerkorrektur-codierten Datenrahmen im Datenübertragungskanal vom Sender zum Empfänger;
dadurch gekennzeichnet, dass
– die Fehlerraten mindestens eines Teils der geschützten Information dadurch ausgeglichen werden, dass zumindest ein Teil desjenigen Informationsteils (207), der durch Fehlerkorrekturcodierung zu schützen ist und der bei der Erzeugung der Fehlererkennungsdaten verwendet wird, in der Sendestufe geformt wird
– die zu übertragende Information...

Description

Die Erfindung betrifft ein Datenübertragungssystem, eine mobile Station und ein Verfahren zum Verringern der Rahmenfehlerrate bei einer in Form von Datenrahmen erfolgenden Datenübertragung.
Bei der Datenübertragung in Form von Datenrahmen wird die zu übertragende Information in Datenrahmen mit im allgemeinen gleicher Länge unterteilt. Zusätzlich zu Primärinformation können Datenrahmen auch Titelinformation und andere Information enthalten, wie sie zur Übertragung der Datenrahmen erforderlich ist. Die Datenrahmen werden über einen Übertragungskanal, der z. B. ein Funkkanal oder ein anderer Kanal für drahtlose Übertragung sein kann, vom Sender zum Empfän ger übertragen. Der Übertragungskanal unterliegt Störungen, wie durch elektrische Vorrichtungen erzeugten Zündfunken-Störungen, und andererseits unterliegt er Störungen, wie sie durch andere Vorrichtungen von ähnlichem Typ hervorgerufen werden, wie sie bei drahtloser Datenübertragung verwendet werden, wie durch Funksender. Noch ein weiterer beträchtlicher Grund für Störungen, insbesondere bei beweglichen Sende-/Empfangsvorrichtungen ist die Tatsache, dass das zu empfangende Signal über verschiedene Wege verschiedener Länge in den Empfänger eintreten kann, wodurch das zu empfangende Signal verzerrt wird. Daher werden zum Beseitigen von Übertragungsfehlern im allgemeinen Fehlerkorrekturdaten oder zumindest Fehlererkennungsdaten zu den Datenrahmen hinzugefügt. Ein Verfahren zum Hinzufügen von Fehlerkorrekturdaten ist dasjenige unter der Verwendung sogenannter Faltungscodes, d. h., dass die zu übertragende Information unter Verwendung eines geeigneten Faltungscodes codiert wird und die faltungscodierte Information an den Datenübertragungskanal übertragen wird. In der Empfangsstufe wird der Vorgang umgekehrt, um die übertragene Information aus dem empfangenen Datenübertragungsstrom zu trennen. Die verwendeten Fehlererkennungsdaten sind am üblichsten Paritätsprüfdaten, die aus der zu übertragenden Information, oder zumindest einem Teil derselben, berechnet werden. Ein derartiges bekanntes Paritätsprüfverfahren ist die sogenannte Prüfung auf zyklische Redundanz (CRC). So wird die empfangene Information am Empfangsende dem entsprechenden Vorgang unterzogen, und die am Empfangsende erzeugten Paritätsprüfdaten werden mit den empfangenen Paritätsprüfdaten verglichen. Wenn die Daten übereinstimmen, schließt die Empfangsvorrichtung darauf, dass die Daten korrekt empfangen wurden. Wenn die berechneten und die empfangenen Paritätsdaten nicht übereinstimmen, schließt die Empfangsvorrichtung hieraus, dass der empfangene Datenrahmen zumindest teilweise falsch ist. Danach ist es möglich, eine Neuübertragung anzufordern oder zu versuchen, den fehlerhaften Rahmen z. B. durch Interpolation zu decodieren.
Unter Verwendung von Fehlerkorrekturverfahren ist es möglich, zumindest einen Teil möglicher Übertragungsfehler zu korrigieren, so dass nicht in allen Fehlersituationen eine Neuübertragung erforderlich ist. Wenn jedoch ein Fehlerprüfverfahren verwendet wird, wird nur Korrektheit oder Inkorrektheit erkannt, und in einer Fehlersituation wird Neuübertragung angefordert, wodurch sich die Datenübertragung verzögert. Diese Codes können auch als äußerer Code und innerer Code bezeichnet werden. Die äußere Codierung wird vor der inneren Codierung ausgeführt. So werden die durch äußere Codierung erzeugten Daten weiter einer inneren Codierung unterzogen, wodurch die Zuverlässigkeit der Übertragung verbessert wird. Der äußere Code ist im allgemeinen ein Fehlererkennungscode, während der innere Code ein Fehlerkorrekturcode ist, jedoch kann dies auch umgekehrt sein. Die Codierung kann auch mehr als zwei Codes verketten.
Bei aktuellen digitalen, mobilen Kommunikationssystemen wird auch Sprache in Form von Datenrahmen übertragen. Z. B. wird im mobilen Kommunikationssystem GSM (Global System for Mobile Communications = globales System für mobile Kommunikation) in einem Sprachkommunikationskanal mit voller Rate die Mehrheit der aus dem Audiosignal erzeugten digitalen Information durch Fehlerkorrekturcodierung geschützt. Im Sprachcodierer werden 260 Sprachparameterbits für jede Sprachfolge von 20 Millisekunden erzeugt. Von diesen 260 Bits werden die 182 Bits mit der subjektiv größten Bedeutung durch einen Fehlerkorrekturcode geschützt. Diese 182 Bits werden einer Faltungscodierung mit einer Codierungsrate von 1/2 unterzogen, d. h., dass für jedes Informationsbit zwei Bits erzeugt werden, die an den Übertragungskanal zu übertragen sind. Die restlichen 78 Bits werden ohne Schutz übertragen, d. h., dass mögliche Fehler in ihnen in der Empfangsstufe nicht er kannt werden.
Das Bit(Symbol)fehlerverhältnis in den empfangenen Datenrahmen kann zeitweilig das Fehlerkorrekturvermögen des bei der Übertragung der Datenrahmen verwendeten Fehlerkorrekturverfahrens überschreiten. Im Ergebnis können nicht alle Fehler korrigiert werden, wobei die üblichste Vorgehensweise darin besteht, eine Neuübertragung derartiger Datenrahmen, z. B. bei der Sprachcodierung, anzufordern, um zu versuchen, einen Datenrahmen zu erzeugen, der auf Grundlage zuvor empfangener Datenrahmen synthetisiert wird. Das Synthetisieren von Datenrahmen kann in gewissem Ausmaß bei der Übertragung von Audio- und Videosignalen verwendet werden, jedoch ist es z. B. bei der Übertragung von Datensignalen nicht möglich, einen synthetisierten Datenrahmen zu verwenden.
Wenn das Fehlerkorrekturvermögen des Empfängers überschritten ist, ist es wichtig, diejenigen Fehler zu erkennen, die nach der Fehlerkorrektur immer noch vorhanden sind. Derartige inkorrekte Information sollte im Empfänger nicht verwendet werden, wenn die übertragene Information wiederhergestellt wird. Z. B. wird im Verkehrskanal für volle Rate im GMS-System die Erkennung unkorrigierter Fehler durch CRC-Codierung dadurch ausgeführt, dass drei Paritätsprüfbits erzeugt werden. Wenn diese drei Paritätsprüfbits erzeugt werden, werden 50 Bits von jedem Datenrahmen verwendet, die für die zu übertragende Information am signifikantesten sind. Diese 50 Datenrahmenbits werden der entsprechenden Operation im Empfänger unterzogen, und die Paritätsprüfbits werden mit den mit dem Datenrahmen übertragenen Paritätsprüfbits verglichen, wobei mögliche Änderungen anzeigen, dass bei der Datenübertragung ein Fehler auftrat.
Im GSM-System weist die Sprachdecodierung alle Datenrahmen zurück, bei denen es nicht möglich ist, alle Fehler zu kor rigieren. Diese Datenrahmen werden durch einen Datenrahmen ersetzt, der auf Grundlage zuvor empfangener annehmbarer Datenrahmen erzeugt wird. Wenn die Anzahl fehlerhafter Datenrahmen relativ klein ist, beeinträchtigen die ersetzten Datenrahmen die Qualität des decodierten Sprachsignals nicht wesentlich. Wenn jedoch die Anzahl fehlerhafter Datenrahmen zunimmt, wird die Wirkung dieses Vorgangs allmählich deutlich im Sprachsignal hörbar. Dies kann sogar dazu führen, dass das decodierte Sprachsignal nicht mehr verständlich ist.
1a ist ein Blockdiagramm, das ein bekanntes Sprachcodiersystem zeigt. Es handelt sich um ein Beispiel für das Sprachcodiersystem mit voller Rate im GSM-System. 1a ist ein Blockdiagramm, das die Sprachcodierung, die Hinzufügung von Paritätsbits und Faltungscodierung zeigt. 4 ist ein Flussdiagramm, das diese bei der Übertragung eines Sprachsignals im Mobilkommunikationssystem GSM verwendete Kanalcodierung gemäß dem Stand der Technik zeigt. Nachfolgend wird die Funktion der Kanalcodierung unter Bezugnahme auf die Vorrichtung von 1a und das Flussdiagramm von 4 veranschaulicht.
Das Sprachsignal wird in Rahmen oder Zeitintervalle bestimmter Länge unterteilt, die bei diesem System 20 Millisekunden betragen. Jeder Rahmen wird gesondert codiert. So liefert jeder Sprachsignalrahmen von 20 Millisekunden eine Gruppe von Sprachparametern in digitaler Form. Die aus dem Sprachsignal erzeugten digitalen Sprachabtastwerte 100 werden im Sprachcodierer 101 codiert, um einen Sprachparameterrahmen zu erzeugen. Der Sprachcodierer komprimiert die Sprache in einen Bitstrom von 13,0 kbit/s. Aus jedem Sprachrahmen von 20 Millisekunden erzeugt der Codierer 260 Sprachparameterbits, die den Sprachparameterrahmen 102 (Schritt 401) aufbauen.
Dieser Sprachparameterrahmen 102 wird ferner zur Gruppierung der Bits an einen Kanalcodierer 104 übertragen, um z. B. eine Unterteilung in durch Fehlerkorrekturcodierung zu schützende Bits sowie in ungeschützt belassene Bits vorzunehmen. Ferner wird der Kanalcodierer dazu verwendet, Fehlererkennungsinformation zu erzeugen, wobei einige der Sprachparameter zu deren Berechnung verwendet werden.
Im Sprachparameterrahmen 102 werden die Bits für jeden Parameter in absteigender Reihenfolge der Bedeutung angeordnet, d. h., dass die höchstsignifikanten Bits näher am Beginn des Datenrahmens liegen. Danach werden die Bits im Gruppierungsblock 103 als erstes der Bedeutungsreihenfolge nach so angeordnet, dass die höchstsignifikanten Bits unter allen Bits im Sprachparameterrahmen 102 am Beginn (auf der linken Seite) des Datenrahmens liegen, während die geringstsignifikanten Bits am Ende (auf der rechten Seite) liegen. Ferner werden die Bits in drei Gruppen eingeteilt: die erste Gruppe enthält die 50 höchstsignifikanten Bits, die in einer späteren Stufe durch Kanalcodierung geschützt werden und die zur Erzeugung der Paritätsprüfbits verwendet werden; die 132 Bits der zweiten Gruppe werden durch Kanalcodierung geschützt, jedoch werden diese bei der Erzeugung der Paritätsprüfbits nicht verwendet; und die 78 Bits der dritten Gruppe werden im Datenübertragungskanal ohne Schutz durch Kanalcodierung übertragen.
Als nächstes unterteilt der Bitgruppierungsblock 103 die Sprachparameterbits in zwei gesonderte Klassen, von denen die Klasse I die Bits der ersten (Klasse Ia) und der zweiten (Klasse Ib) Gruppe umfasst, während die Klasse II die Bits der dritten Gruppe umfasst. Die 182 Bits der Klasse I mit der subjektiv größten Bedeutung werden an den Block 107 zum Codieren der Fehlerprüfinformation übertragen. Jedoch werden die 78 Bits der Klasse II in keiner Weise geschützt. Als nächstes werden drei Paritätsprüfbits (CRC) für die 50 höchstsignifikanten Bits in einem Paritätserzeugungsblock 105 berechnet (Schritt 403). Als nächstes werden die Bits im ersten Anordnungsblock 106 so angeordnet, dass die höchstsignifikanten Bits für Sprache in den Sprachparametern im besser geschützten Teil bei der Faltungscodierung (besser hinsichtlich des Bitfehlerverhältnisses) untergebracht werden, d. h. am Beginn und am Ende des zu schützenden Teils des Datenrahmens (Schritt 404). Die weniger signifikanten Bits und die drei Paritätsprüfbits werden in der Mitte dieses Teils angeordnet, wo das Bitfehlerverhältnis schlechter ist. Diese Situation ist in 3a veranschaulicht, in der die Buchstaben S stark geschützte Bits der Fehlerprüfinformation kennzeichnen, die Buchstaben W schwach geschützte Bits der Fehlerprüfinformation kennzeichnen und die Buchstaben N schwach geschützte Bits kennzeichnen, die bei der Erzeugung der Fehlerprüfinformation verwendet werden. In derselben 3a ist auch eine Kurve eingezeichnet, um die Bitfehlerwahrscheinlichkeit jedes Bits zu veranschaulichen, wobei dargestellt ist, welche Teile des Datenrahmens besser geschützt sind und welche Teile schwächer geschützt sind.
Am Ende des Datenrahmens werden vier Endbits hinzugefügt (Schritt 405), um den Kanalcodierer abschließend in einen bekannten Zustand zu bringen. In diesem Schritt wird der der Kanalcodierung zu unterziehende Datenrahmen mit 189 Bits (50+3+132+4) an den Kanalcodierer 107 mit dem Bitverhältnis 1/2 übertragen (Schritt 406), was einen kanalcodierten Datenrahmen mit 378 Bits ergibt.
Auch werden die CRC-Bits einer Fehlerkorrekturcodierung 107 unterzogen, um sicherzustellen, dass die Fehlerkorrekturinformation mit maximaler Zuverlässigkeit bei der Datenübertragung versehen ist. Im Sprachkanal für volle Rate im GSM- System umfasst die Fehlerkorrekturcodierung eine Faltungscodierung mit dem Bitverhältnis 1/2 und einer Hinzufügung von vier Endbits. Die Faltungscodierung erzeugt zwei Bits für jedes der 182 Sprachparameterbits sowie zwei Bits für jedes der vier Endbits wie auch für jedes der drei CRC-Bits. Am Ausgang 111 werden durch den Sender insgesamt 456 Bits jedes Datenrahmens von 20 Millisekunden erzeugt. Von diesen sind 78 Bits ungeschützte Bits der Klasse II, und 378 Bits werden durch Faltungscodierung 107 erzeugt. Die Ausgabebits 108 der Faltungscodierung und die ungeschützten Bits 109 werden in einem Multiplexerblock 110 kombiniert, wobei das Ausgangssignal dieses Multiplexerblocks 110 eine Wiedergabe von 456 Bits aus dem Sprachsignalrahmen von 20 Millisekunden ist (Schritt 407). Die Bitrate dieses Bitstroms 111 beträgt 22,8 kbit/s.
Im Empfänger werden Vorgänge, die umgekehrt zu den vorigen sind, hauptsächlich in umgekehrter Reihenfolge ausgeführt. 1b zeigt ein Beispiel eines derartigen bekannten Empfängers. Der Empfänger soll als Empfänger im Sprachkanal mit voller Rate im GSM-System verwendet werden. Der empfangene Datenrahmen 112, d. h. die Bitfolge von 456 Bits, wird an einen Bitordnung-Wiederherstellblock 113 übertragen, in dem der kanalcodierte Teil 114 und der keiner Kanalcodierung unterzogene Teil 123 des Datenrahmens voneinander getrennt werden. Der kanalcodierte Teil wird an einen Kanaldecodierer 115 übertragen, in dem als erstes in einem Decodierblock 116 eine Decodierung dieses kanalcodierten Teils erfolgt. In diesem Schritt können einige der möglicherweise fehlerhaften Bits korrigiert werden, vorausgesetzt, dass sich die Anzahl von Fehlern innerhalb des Fehlerkorrekturvermögens des Fehlerkorrekturcodes befindet. Der decodierte Datenrahmen 117 wird an den zweiten Bitordnung-Wiederherstellblock 118 übertragen, in dem die Reihenfolge der Bits wieder in der durch den Sprachcodierer vorgenommenen Anordnungsreihenfolge ange ordnet wird, d. h., dass die höchstsignifikanten Bits für die Sprache auf der linken Seite des Datenrahmens liegen.
Darauf folgend überprüft ein Paritätsprüfblock 119, ob der der Kanaldecodierung unterzogene Datenrahmen hinsichtlich der Bits innerhalb der Paritätsprüfung korrekt ist. Der Paritätsprüfblock erzeugt ein Auswählsignal 120 mit dem Wert Wahr (d. h. dem Zustand logisch 0) oder Falsch (d. h. dem Zustand logisch 1) abhängig davon, ob der Datenrahmen korrekt (wahr) oder fehlerhaft (falsch) ist. Ferner sendet der Paritätsprüfblock 119 den der Kanaldecodierung unterzogenen Datenrahmen an einen zweiten Ausgang 121 des Paritätsprüfblocks, von wo der Datenrahmen an den ersten Eingang eines zweiten Multiplexers 122 übertragen wird. Die Funktion des Paritätsprüfblocks 119 hängt z. B. vom verwendeten Paritätsprüfverfahren ab, wobei es sich um für den Fachmann bekannte Technik handelt.
Der nicht kanalcodierte oder ungeschützte Teil 123 des empfangenen Datenrahmens wird an einen zweiten Eingang des zweiten Multiplexers 122 übertragen, wobei am Ausgang des zweiten Multiplexers ein Sprachparameterrahmen 125 erscheint, der bei korrekter Datenübertragung den durch den Sprachcodierer 101 erzeugten Sprachparameterrahmen 102 erzeugt. Vom Ausgang des Multiplexers wird der Sprachparameterrahmen 125 an einen ersten Eingang einer Auswähleinrichtung 126 übertragen. Das Ausgangssignal eines Synthetisierblocks 124 wird an einen zweiten Eingang der Auswähleinrichtung 126 geliefert. An den Steuereingang der Auswähleinrichtung 126 wird das vom Paritätsprüfblock 119 erzeugte Auswählsignal 120 geliefert, auf dessen Grundlage die Auswähleinrichtung 126 ihren Ausgang entweder mit dem Ausgang des zweiten Multiplexers 122 verbindet, wenn der Wert des Auswählsignals 120 wahr ist, oder ihn mit dem Ausgang des Synthetisierblocks 124 verbindet, wenn der Wert des Auswählsi gnals 120 falsch ist. Vom Ausgang der Auswähleinrichtung wird der Sprachparameterrahmen oder der synthetisierte Datenrahmen an einen Sprachdecodierer 127 zum Erzeugen eines Sprachsignals 128 übertragen.
Beim vorstehend angegebenen System haben nicht alle geschützten Bits dieselbe Bitfehlerwahrscheinlichkeit, nachdem der Datenrahmen einer Fehlerkorrektur unterzogen wurde. Diese Situation ist für Faltungscodes typisch, die mit einem bekannten Zustand beginnen und enden. Die Bits am Anfang und am Ende des einer Faltungscodierung unterzogenen Datenrahmens weisen kleinere Fehlerwahrscheinlichkeit auf als die Bits, die in der Mitte des Datenrahmens liegen. Es ist offensichtlich, dass die Rahmenfehlerrate nicht kleiner (besser) sein kann als die größte (kleinste) Fehlerrate der durch Fehlerkorrektur geschützten Bits. Infolgedessen wird, wenn beim Empfang irgendeines durch Fehlerkorrektur geschützten Bits ein Fehler erkannt wird, der Datenrahmen ins gesamt selbst dann zurückgewiesen, wenn die besser geschützten Bits innerhalb der Paritätsprüfung korrekt empfangen wurden. So ist der Fehlerkorrektur-Wirkungsgrad in derartigen Situationen verringert, wenn die aktuell bekannten Verfahren verwendet werden.
Fehler im einer Faltungsdecodierung unterzogenen Bitstrom 117 treten häufig gebündelt auf, d. h., dass mehrere Fehler innerhalb eines kurzen Zeitintervalls auftreten, dem eine längere Periode ohne Fehler folgen kann. Dabei kann die mittlere Anzahl von Fehlern relativ klein sein. Dies kann zur Zurückweisung des gesamten Datenrahmens führen, obwohl der das Fehlerbündel enthaltende Zyklus nur in einem kleinen Teil von durch Paritätsprüfung geschützten Bits lag.

Ein derartiges System ist beispielsweise in der Druckschrift „Turbo" Decoding with Unequal Error Protection applied to GSM speech coding, von Frank Burkert, aus der IEEE Global Telecommunicaions Conference GLOBECOM '96, vom 18 bis 22. November 1996, Vol. 3, S. 2044–2048. In dieser Druckschrift werden zweidimensionale systematisch und parallel verkettete Faltungscodes kompatibel punktiert, um einen ungleichmäßigen Fehlerschutz bereitzustellen.

Ein anderes derartiges System ist beispielsweise in der Druckschrift WO97/14235A1 bekannt. In diesem Dokument werden empfangene Signale verarbeitet, um Messsignale, welche die Verlässlichkeit darstellen zu erzeugen. Bevor diese Signale an einen Dekoder mit „weicher Entscheidungsgrundlage" weitergeleitet werden, werden Korrekturfaktoren beispielsweise durch eine Nachschlagetabelle angewendet, um den Grad zu verringern, in dem diese Signale von einer logarithmischen Darstellung der Fehlerstatistik der empfangenen Signale abweichen. Wahlweise oder zusätzlich können in dem Dokument die Messsignale, die die Verlässlichkeit darstellen aufsummiert und mit einem Schwellwert versehen werden, um ein Signal zu erzeugen, das die Qualität angibt. In einem Kodierer werden Fehlerüberprüfungsbits für einen mit Faltungscodierung zu kodierenden Bitrahmen aus Bits erzeugt, die aus dem Anfang und dem Ende, nicht jedoch aus der Mitte des Rahmens genommen werden.

Ebenfalls wird in der Druckschrift US 5416787 ein entsprechendes System beschrieben. In dieser Druckschrift wird eine Verringerung der Redundanz aufgrund der Verwendung des Codierens mit einer Faltungscodierung als Fehlerkorrekturcodes dadurch erreicht, dass mit einer Faltungscodierung mit einer identischen Codierungsrate codiert wird und durch, dass ein Punktierungsvorgang verwendet wird, der verschiedene Punktierungsraten für verschiedene Klassen von Eingangssignalen verwendet, die durch die Fehlerempfindlichkeit pro Bit klassifiziert sind. Eine Verringerung der Decodierungsverzögerungszeit ohne eine Verschlechterung der Dekodierungsfehlerrate wird durch Aktualisieren des überlebenden Pfades (survivor path) durch verbleibende Bits des gewählten überlebenden Pfades, für jeden anderen Zustand, als in dem erreicht, in dem das das älteste Bit und ein zusätzliches Bit, das jeden Zustand anzeigt, in dem ein Übergang in dem gegenwärtigen Zustand des Dekodierens vorliegt.

Eine Verringerung einer Schaltungsgröße eines Vitrebi-Decoders wird durch die Verwendung eines einzelnen RAM zum Speichern einer Pfadmessgröße und eines überlebenden Pfades für jeden Zustand an einem direkt vorhergehenden Stadium des Dekodierens zusammen in jedem Wort der Speicherkapazität erreicht. In diesem Dokument wird eine Verringerung der Dekodierungsfehlerrate eines durch Faltungscodieren codierten Datenblock durch die Verwendung der (i+N+J) Bit der Decodereingangssignale erreicht, die die gesamten N Bit der empfangenen Signale enthalten, wobei die letzten i Bit der empfangenen Signale den N Bit vorangehen, und wobei die N Bit von den ersten j Bit der empfangenen Signale gefolgt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Datenübertragungssystem, eine mobile Station und ein Verfahren zur Über tragung von Information in Form von Datenrahmen zu schaffen, bei denen der Wirkungsgrad betreffend eine Verringerung der Rahmenfehlerrate verbessert ist.

Diese Aufgabe wird hinsichtlich des Verfahrens mit den Merkmalen durch die Lehre von Anspruch 1 gelöst.

Die Erfindung beruht auf der Idee, die Fehlerrate so einzustellen, dass sie über die durch Fehlerkorrektur und Paritätsprüfung geschützten Bits hinweg im Wesentlichen gleich ist. Anders gesagt, betrifft die Erfindung das Wegverlegen des Fehlerkorrekturvermögens für einer Fehlerkorrektur unterzogene Bits von den besser geschützten Bits zu den schwächer geschützten Bits hin. Dies bedeutet in erster Linie, dass die Rahmenfehler-Wahrscheinlichkeit verringert ist, ob wohl das gesamte Fehlerkorrekturvermögen nicht erhöht ist. Die Rahmenfehlerrate ist einer der wichtigsten Faktoren, insbesondere bei der Übertragung eines Sprachsignals. Die Verständlichkeit der Sprache fällt schnell ab, wenn die Rahmenfehlerrate ansteigt.

Die Erfindung führt zu deutlichen Vorteilen. Wenn eine erfindungsgemäße Codierung verwendet wird, ist die mittlere Rahmenfehler-Wahrscheinlichkeit besser als dann, wenn aktuell bekannte Verfahren verwendet werden. Im Ergebnis ist z. B. die Qualität von Sprache, insbesondere bei Störungsbedingungen, verbessert, wobei auch die Verwendbarkeit dieser Art eines Mobilkommunikationssystems verbessert ist. Bei Übertragungssystemen unter Verwendung einer Wiederübertragung von Fehler enthaltenden Rahmen ist das Erfordernis einer Wiederübertragung verringert, wodurch sich auch eine überflüssige Belastung des Kommunikationskanals verringert und das Funktionsvermögen des Datenübertragungskanals ver bessert ist.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben.

1a ist ein verkürztes Blockdiagramm, das Sprachcodierung gemäß bekannten Techniken veranschaulicht;

1b ist ein verkürztes Blockdiagramm, das Sprachdecodierung gemäß bekannten Techniken veranschaulicht;

2a ist ein verkürztes Blockdiagramm, das ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel erfindungsgemäßer Sprachcodierung veranschaulicht;

2b ist ein verkürztes Blockdiagramm, das ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel erfindungsgemäßer Sprachdecodierung veranschaulicht;

2c ist ein verkürztes Blockdiagramm, das ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Faltungscodierers veranschaulicht;

3a zeigt einen gemäß bekannten Techniken codierten Datenrahmen;

3b zeigt einen gemäß einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung codierten Datenrahmen;

4 ist ein verkürztes Flussdiagramm, das Codierung gemäß einer bekannten Technik veranschaulicht; und

5 ist ein verkürztes Flussdiagramm, das Codierung gemäß einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung veranschaulicht.

2a ist ein verkürztes Blockdiagramm, das eine Vorrichtung zeigt, wie sie zur Übertragung eines Sprachsignals im Mobilkommunikationssystem GSM verwendet wird und bei der die Erfindung in vorteilhafter Weise angewandt werden kann. Die Vorrichtung ist z. B. der Sender im Sprachkanal einer mobilen Station. Nachfolgend wird die Funktion des erfindungsgemäßen Verfahrens unter Bezugnahme auf das Flussdiagramm von 5 und die Vorrichtung von 2a beschrieben. Die bei diesem Beispiel verwendete Fehlerkorrekturcodierung ist eine Faltungscodierung, und die Fehlerprüfcodierung ist eine Paritätsberechnung (CRC). Es sei auch darauf hingewiesen, dass die in dieser Beschreibung angegebenen Zahlenwerte nur Beispiele sind. Die Erfindung kann in anderen Datenübertragungssystemen angewandt werden, die Fehlerkorrekturcodierung und Fehlerprüfcodierung umfassen.
Auf für sich bekannte Weise wurde das Sprachsignal in Sprachrahmen 200 von 20 ms unterteilt, um an einen Sprachcodierer 201 geliefert zu werden. Der Sprachcodierer 201 erzeugt aus jedem Sprachrahmen von 20 ms 260 Sprachparameterbits, die einen Sprachparameterrahmen 202 bilden (Schritt 501). Für jeden Parameter werden die Bits in absteigender Bedeutungsreihenfolge angeordnet, d. h., dass die höchstsignifikanten Bits bei diesem vorteilhaften Ausführungsbeispiel näher als die geringer signifikanten Bits am Anfang des Datenrahmens liegen. Beim erfindungsgemäßen Datenübertragungssystem bestehen keine deutlichen Unterschiede in den Bitfehlerverhältnissen für diejenigen Bits des ungeschützten Teils des Datenrahmens, die bei der Fehlererkennungscodierung verwendet werden; demgemäß müssen diese Bits nicht in einer Bedeutungsreihenfolge angeordnet werden. So ist es möglich, diejenige Reihenfolge zu verwenden, in der sich die Bits im den Sprachcodierer 201 verlassenden Sprachparameterrahmen 202 befinden.
Ferner werden die Bits in drei Gruppen eingeteilt: die erste Gruppe besteht aus den 50 höchstsignifikanten Bits, die in einer späteren Stufe durch Kanalcodierung geschützt werden und auf deren Grundlage z. B. Paritätsprüfbits erzeugt werden; die zweite Gruppe besteht aus 132 Bits, die bei der Berechnung von Paritätsprüfbits nicht verwendet werden, die jedoch durch Kanalcodierung geschützt werden; und die 78 Bits der dritten Gruppe sind ohne Schutz durch Kanalcodierung im Datenübertragungskanal zu übertragen.
Ein Bitgruppierungsblock 203 unterteilt die Sprachparameterbits in zwei verschiedene Klassen, und zwar auf eine Weise, die derjenigen entspricht, die oben in Verbindung mit der Beschreibung der Funktion einer bekannten Vorrichtung offenbart wurde. Die subjektiv höchstsignifikanten 182 Bits der Klasse I werden an Codierungsblöcke 205 und 206 zur Fehlerkorrektur und -erkennung geleitet, jedoch werden die 78 Bits der Klasse II in keiner Weise geschützt. Im Paritätserzeugungsblock 205 werden aus den 50 höchstsignifikanten Bits der Klasse I drei Paritätsprüfbits berechnet (Schritt 503).
Im Flussdiagramm der 5 entsprechen die Schritte 501 bis 503 dem obenbeschriebenen bekannten Ablauf, anders gesagt, der Erzeugung eines Sprachparameterrahmens (Schritt 501), der Einteilung der Bits in drei Gruppen (Schritt 502) und der Erzeugung von Paritätsprüfbits (Schritt 503). Auch entsprechen in 2a die Blöcke 201 und 203 der Vorrichtung im wesentlichen den Blöcken 101 und 103 in der 1a, mit der Ausnahme, dass der Bitgruppierungsblock 203 nicht erforderlich ist, um diejenigen Bits, die bei der Fehlererkennungscodierung verwendet werden, in der Bedeutungsreihenfolge anzuordnen, wodurch der Bitcodierungsblock 203 einfacher als der Bitgruppierungsblock 103 bekannter Vorrichtungen sein kann. Anererseits können die Bits als größere Einheiten angeordnet werden, z. B. kann die Reihenfolge von Sprachparametern in einem Datenrahmen geändert werden.
Als nächstes (Schritt 504) werden die Bits der Gruppe 1 und der Gruppe 2 in einem einer Kanalcodierung zu unterziehenden Datenrahmen kombiniert, jedoch auf solche Weise, dass die Anordnung der Bits nicht entsprechend der Bedeutungsreihenfolge geändert wird. Die Reihenfolge der Bits ist demgemäß dieselbe wie im im Schritt 501 erzeugten Datenrahmen. Die Paritätsbits werden ebenfalls im geschützten Teil untergebracht, wobei sie nun unmittelbar auf die Informationsbits folgen. Ferner werden am Ende des der Kanalcodierung zu unterziehenden Datenrahmens vier Endbits hinzugefügt (Schritt 505). Bei diesem Ausführungsbeispiel erfolgt die Kanalcodierung durch den Kanalcodierer 206 mit einer Codierungsrate von 1/3 (Schritt 506), wobei zusätzlich zu den zwei erzeugenden Polynomen ein drittes erzeugendes Polynom erforderlich ist, wie dies nachfolgend beschrieben wird. Da der 1/3-Faltungscodierer einen Datenrahmen 207 erzeugt, der aus 267 Bits statt aus 378 Bits (= 3·(50 +3+132+4)) besteht, müssen einige der der Faltungscodierung unterzogenen Bits vor der Erzeugung des an den Datenübertragungskanal zu übertragenden Datenrahmens entfernt werden. Das Entfernen zusätzlicher Bits erfolgt in einem Formungsblock 208 (Schritt 507), dessen Funktion unten in Verbindung mit der Beschreibung der Funktion des Kanalcodierers detaillierter beschrieben wird.
Es ist ersichtlich, dass die Erfindung nicht auf Faltungscodierung mit einer Coderate von 1/3 beschränkt ist, sondern dass auch andere Coderaten verwendet werden können. Die Erfindung kann bei Systemen angewandt werden, bei denen ein Teil des an den Datenübertragungskanal zu übersendenden Rahmens, der mit Fehlerkorrekturcodierung geschützt ist, mit einer anderen Faltungscodierung als einer solchen mit einer Coderate 1/2 codiert wird.
Der an den Datenübertragungskanal zu übertragende Datenrahmen 212 wird in einem Multiplexer 211 erzeugt (Schritt 508), um den der Faltungscodierung unterzogenen Datenrahmen, aus dem einige Bits gelöscht wurden, mit den 78 Bits der dritten Gruppe 210, die ohne Kanalcodierung zu übertragen sind, zu kombinieren. Dieses Verfahren kann demgemäß dazu verwendet werden, die Bitfehlerrate geschützter Bits auszugleichen, wobei die Wahrscheinlichkeit einer korrekteren Datenübertragung zunimmt oder die Rahmenfehlerrate abnimmt.
3b zeigt Bitfehlerraten des Datenrahmens 212 für verschiedene Bits. Die Buchstaben M kennzeichnen Bits mit mittlerem Schutz, für die Fehlerkorrekturinformation vorliegt, und die Buchstaben N kennzeichnen Bits mit dem schwächsten Schutz, die bei der Erzeugung von Fehlerprüfinformation nicht verwendet werden. In derselben 3b ist auch eine Kurve eingezeichnet, die die Bitfehlerrate für jedes Bit veranschaulicht. Die Kurve zeigt, in welchen Teilen des Datenrahmens der Schutz besser ist und in welchen er schlechter ist.
2c ist ein verkürztes Blockdiagramm, das den Kanalcodierer 206 zeigt. Ein Eingang EIN ist mit dem Eingang eines ersten Schieberegisters D1 und einem ersten Eingang von Summierern SUM1, SUM2, SUM3 verbunden. Der Ausgang des ersten Schieberegisters D1 ist mit dem Eingang eines zweiten Schieberegisters D2, einem Eingang des zweiten Summierers SUM2 und dem zweiten Eingang des dritten Summierers SUM3 verbunden. Der Ausgang des zweiten Schieberegisters D2 ist mit dem Eingang eines dritten Schieberegisters D3 und dem dritten Eingang des dritten Summierers SUM3 verbunden. Der Ausgang des dritten Schieberegisters D3 ist mit dem Eingang eines vierten Schieberegisters D4, dem zweiten Eingang des ersten Summierers SUM1 und dem dritten Eingang des zweiten Summie rers SUM2 verbunden. Ferner ist der Ausgang des vierten Schieberegisters D4 mit dem dritten Eingang des ersten Summierers SUM1, dem vierten Eingang des zweiten Summierers SUM2 und dem vierten Eingang des dritten Summierers SUM3 verbunden. Der Ausgang AUS1 des ersten Summierers, der Ausgang AUS2 des zweiten Summierers sowie der Ausgang AUS3 des dritten Summierers sind mit dem Eingängen einer Auswähleinrichtung MUX verbunden, deren Ausgangssignal das Ausgangssignal AUS des Kanalcodierers 206 bildet. Der Zustand des ersten Summierers SUM1 hängt entsprechend der Gleichung a(D)(1+D3+D4) vom Zustand des Eingangssignals EIN ab, wobei a(D) die an den Eingang EIN übertragene Information kennzeichnet und 1+D+D3+D4 das erste erzeugende Polynom G1 ist. Auf entsprechende Weise hängt der Zustand am Ausgang des zweiten Summierers entsprechend der Formel a(D)(1+D+D³+D⁴) vom Zustand am Eingang EIN ab, wobei 1+D+D³+D⁴ das zweite erzeugende Polynom G2 ist. Bei der erfindungsgemäßen Kanalcodierung wird vorzugsweise auch ein drittes erzeugendes Polynom G3 verwendet, das z. B. 1+D+D²+D⁴ ist, d. h., dass der Zustand am Ausgang des dritten Summierers entsprechend der Formel a(D)(1+D+D²+D⁴) vom Zustand am Eingang EIN abhängt. In den erzeugenden Polynomen G1, G2, G3 kennzeichnet der Index D den Zustand des Eingangssignals EIN zum Zeitpunkt t-1 (= Zustand am Ausgang des ersten Schieberegisters D1), D² kennzeichnet den Zustand des Eingangssignals EIN zum Zeitpunkt t-2 (= Zustand am Ausgang des zweiten Schieberegisters D2), D³ kennzeichnet den Zustand des Eingangssignals EIN zum Zeitpunkt t-3 (= Zustand am Ausgang des dritten Schieberegisters D3), und D⁴ kennzeichnet den Zustand des Eingangssignals EIN zum Zeitpunkt t-4 (= Zustand am Ausgang des vierten Schieberegisters D4). Das Ausgangssignal der Summierer SUM1, SUM2, SUM3 hat den Zustand 1, wenn eine ungeradzahlige Anzahl von Zuständen 1 in den Eingangssignalen in diese Summierer SUM1, SUM2, SUM3 vorliegt. In den anderen Fällen befindet sich das Ausgangssignal der Summierer SUM1, SUM2, SUM3 im Zustand 0.
Demgemäß ist der Kanalcodierer eine Art Zustandsmaschine, bei der das Ausgangssignal des Kanalcodierers nicht nur durch das zu einem Zeitpunkt zu codierende Bit, sondern auch von einigen Zuständen zuvor codierter Bits beeinflusst wird.
Ferner zeigt das Blockdiagramm von 2c eine Taktsignalschaltung CLK, z. B. zum Übertragen der Information am Eingang jedes Schieberegisters D1, D2, D3, D4 an den jeweiligen Ausgang dieser Schieberegister, wie auch zum Erzeugen von Steuersignalen SEL1, SEL2, durch die die Auswähleinrichtung MUX das Signal an ihrem ersten, zweiten oder dritten Eingang als Ausgangssignal AUS auswählt, d. h. den Zustand am Ausgang des ersten Summierers SUM1, des zweiten Summierers SUM2 oder des dritten Summierers SUM3. Wenn z. B. das erste Steuersignal SEL1 und das zweite Steuersignal SEL2 der Auswähleinrichtung den Zustand 0 aufweisen, kürzer gesagt, wenn sich die Auswählsignale SEL1, SEL2 im Zustand 00 befinden, befindet sich das Ausgangssignal der Auswähleinrichtung MUX im Zustand des ersten Summierers SUM1. Wenn sich das erste Steuersignal SEL1 der Auswähleinrichtung im Zustand 1 befindet, während sich das zweite Steuersignal SEL2 im Zustand 0 befindet, kürzer gesagt, wenn sich die Auswählsignale SEL1, SEL2 im Zustand 10 befinden, befindet sich das Ausgangssignal der Auswähleinrichtung MUX im Zustand des zweiten Summierers SUM2. Wenn sich das erste Steuersignal SEL1 der Auswähleinrichtung im Zustand 0 befindet, während sich das zweite Steuersignal SEL2 im Zustand 1 befindet, kürzer gesagt, wenn sich die Auswählsignale SEL1, SEL2 im Zustand 01 befinden, befindet sich das Ausgangssignal der Auswähleinrichtung MUX im Zustand des dritten Summierers SUM3. Die Steuersignale SEL1, SEL2 werden z. B. wie folgt erzeugt. Es werden zwei für sich bekannte durch zwei teilende Dividierer DIV1, DIV2 auf solche Weise verbunden, dass an den Eingang des ersten Dividierers DIV1 vorzugsweise eine Impulsfolge übertragen wird, deren Frequenz das Dreifache der Frequenz des Triggersignals K für die Schieberegister D1, D2, D3, D4 ist; der Ausgang des ersten Dividierers DIV1 ist mit dem Eingang des zweiten Dividierers DIV2 verbunden, und die Dividierer werden mit jedem dritten Taktimpuls in ihren Ausgangszustand versetzt. Beim Verbindungsbeispiel von 2 ist dies auf solche Weise realisiert, dass der Ausgang der Taktsignalschaltung CLK mit dem Steuereingang der Auswähleinrichtung MUX und dem Eingang des ersten Dividierers DIV1 verbunden ist. Der Ausgang des zweiten Dividierers DIV2 ist mit den Triggereingängen der Schieberegister D1, D2, D3, D4 verbunden. Die zeitliche Steuerung kann auch auf andere dem Fachmann bekannte Arten realisiert werden, z. B. unter Verwendung eines Anwendungsprogramms in einem Mikroprozessor.
Nun wird die Funktion des Kanalcodierers 206 dadurch weiter beschrieben, dass als Beispiel ein Datenrahmen a(D) verwendet wird, dessen Information die Bitfolge 0101 ist, wobei die Endbitfolge 0000 ist, wobei 0 den logischen Zustand 0 kennzeichnet und 1 den logischen Zustand 1 kennzeichnet. Bei praktischen Anwendungen ist der logische Zustand 0 im allgemeinen ein Spannungswert von ungefähr 0 V, während der logische Zustand 1 auf entsprechende Weise näherungsweise die Betriebsspannung von z. B. 3,3 V ist. Die Bitfolge zeigt sich chronologisch fortschreitend von links nach rechts, so dass das erste Bit den Wert 0 hat. Die Information a(D) wird an den Eingang EIN des Kanalcodierers 206 übertragen. So hat der Ausgang AUS1 des ersten Summierers den Zustand 0, während am Ausgang der anderen Summierer AUS2, AUS3 ebenfalls der Zustand 0 vorliegt, vorausgesetzt, dass sich die Schieberegister D1, D2, D3, D4 anfangs im Zustand 0 befinden. Während der Zustände 00, 10 und 01 der Auswählsignale SEL1, SEL2 befindet sich das Ausgangssignal der Auswähleinrichtung MUX im Zustand 0, in dem am Ausgang des Kanalcodierers 206 die Bitfolge 000 erzeugt wird. Das als nächstes eintreffende Bit hat den Wert 1, und die Schieberegister D1, D2, D3, D4 befinden sich im Zustand 0, wobei sich das Ausgangssignal AUS1, AUS2, AUS3 jedes Summierers im Zustand 1 befindet. So befindet sich der Ausgang der Auswähleinrichtung MUX während der verschiedenen Zustände des Auswählsignals SEL im Zustand 1, wobei am Ausgang des Kanalcodierers 206 die Bitfolge 111 erzeugt wird. Das nächste Bit hat den Wert 0, wobei sich das erste Schieberegister D1 im Zustand 1 befindet und sich das zweite, dritte und vierte Schieberegister D2, D3 bzw. D4 im Zustand 0 befinden. So wird die Bitfolge 011 am Ausgang des Kanalcodierers 206 erzeugt. Das vierte Bit hat den Wert 1, wobei sich das erste Schieberegister D1 im Zustand 0 befindet, das zweite Schieberegister D2 im Zustand 1 befindet, das dritte Schieberegister D3 im Zustand 0 befindet und das vierte Schieberegister D4 im Zustand 0 befindet. So wird am Ausgang des Kanalcodierers 206 die Bitfolge 110 erzeugt. Mit den Bits des Endteils umfasst das Ausgangssignal die Bitfolge 101110110110. Die Bedeutung des Endteils ist hier z. B. die, dass selbst das letzte Informationsbit durch die Schieberegister D1, D2, D3, D4 des Kanalcodierers gelaufen ist. Um dies zu erzielen, werden die Schieberegister D1, D2, D3, D4 des Kanalcodierers mindestens vier Mal nach dem letzten Informationsbit durchgetaktet, wobei die Länge des Endteils mindestens vier sein sollte. Demgemäß wird bei diesem Beispiel der Datenrahmen a(D) 01010000 in die Bitfolge 000111011110101110110110 codiert.
Im obenangegebenen Faltungscodierer 206 mit der Coderate 1/3 werden demgemäß für jedes Eingangsbit drei Ausgangsbits erzeugt. Die Länge des an den Datenübertragungskanal zu übertragenden Datenrahmen sollte jedoch dieselbe wie bei einer bekannten Codierung sein; demgemäß müssen einige der durch die Faltungscodierung erzeugten Bits entfernt werden, bevor der Datenrahmen in den Datenübertragungskanal übertragen werden kann. Ein Auswählverfahren ist in der Tabelle 1 dargestellt, in der die Zahl 1 den Einschluss des Bits in den Datenrahmen kennzeichnet, während die Zahl 0 den Ausschluss des Bits kennzeichnet. Die Zahlen sind in Dreiergruppen gruppiert, wobei die erste Zahl das Ausgangssignal des ersten Summierers SUM1 anzeigt, die zweite Zahl das Ausgangssignal des zweiten Summierers SUM2 anzeigt und die dritte Zahl das Ausgangssignal des dritten Summierers SUM3 anzeigt. Bei diesem Beispiel existieren 189 Gruppen, d. h. 182+3+4 (182 zu schützende Bits, 3 Paritätsprüfbits, die aus den zu schützenden höchstsignifikanten Bits berechnet werden, und vier Endbits). Z. B. ist in den vier ersten Gruppen nur das Ausgangssignal des ersten Summierers SUM1 ausgewählt; in den folgenden fünf Gruppen sind die Ausgangssignale des ersten Summierers SUM1 und des zweiten Summierers SUM2 ausgewählt; in der zehnten Gruppe sind die Ausgangssignale aller drei Summierer SUM1, SUM2, SUM3 ausgewählt usw. Die Anzahl der Zahlen 1 in der Tabelle beträgt 378, wobei das Endergebnis einen Datenrahmen derselben Länge wie derjenigen eines Datenrahmens ergibt, der durch bekannte Verfahren zur Verwendung bei der Übertragung eines Sprachsignals im GSM-System codiert wurde. Bei diesem Beispiel ist die Tabelle auf solche Weise erstellt, dass die Anzahl der Zahlen 1, d. h. die Anzahl der einzuschließenden Bits, am Anfang größer als am Ende ist. Im Ergebnis ist das Fehlerkorrekturvermögen am Anfang des Rahmens besser als an dessen Ende.
TABELLE 1
Im Datenrahmen kann die Auswahl zu übertragender Bits z. B. auf solche Weise realisiert werden, dass das Ausgangssignal AUS des Multiplexers an einen Auswählblock 231 geliefert wird, in dem eine Auswahl in Dreiergruppen erfolgt, nämlich dahingehend, welcher der drei Werte, d. h. welches der Ausgangssignale AUS1, AUS2, AUS3 der Summierer, in den zu übertragenden Datenrahmen eingeschlossen wird. Im Auswählblock 231 kann die Tabelle z. B. in einen Festwertspeicher (ROM) eingespeichert sein, oder es kann ein Programm geschrieben werden, in dem die Auswahlregel programmiert ist. Die Realisierung der ROM-Tabelle erfolgt auf solche Weise, dass jede Dreiergruppe unter einer eigenen Adresse positioniert ist, wobei ein Bit einer Zahl in der Gruppe z. B. auf solche Weise entspricht, dass das Bit 0 der ersten Zahl in der Gruppe entspricht, das Bit 1 der zweiten Zahl und das Bit 2 der dritten Zahl. ROM-Schaltungen verfügen im allgemeinen über eine Breite von acht Bits, d. h., dass ein Byte mit einer Breite von acht Bits unter einer Adresse gespeichert werden kann. So sollte der bei diesem Ausführungsbeispiel verwendete Festwertspeicher einen Speicherraum von mindestens 567 Bytes aufweisen. Das Lesen der Tabelle wird in vorteilhafter Weise durch einen Mikroprozessor gesteuert, dessen Anwendungssoftware die obengenannten Operationen zum Lesen und Vergleichen der Tabelle enthält, wie dies dem Fachmann bekannt ist.
Im Empfänger werden Operationen umgekehrt zu den obenangegebenen hauptsächlich in der umgekehrten Reihenfolge ausgeführt. 2b zeigt ein Beispiel für einen solchen Empfänger gemäß einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung. Der Empfänger ist als Empfänger für einen Sprachkanal mit voller Rate im GSM-System vorgesehen, und er entspricht seinen Funktionen nach hauptsächlich dem Empfänger von 1b. Dieser Empfänger ist z. B. der Empfänger im Sprachkanal einer mobilen Station. Nachfolgend wird die Funktion des Empfängers von 2b beschrieben.
Der empfangene Datenrahmen 213, d. h. die Bitfolge von 456 Bits, wird an einen Bitgruppierungsblock 214 weitergeleitet, in dem der kanalcodierte Teil 215 und der keiner Kanalcodierung unterzogene Teil 225 im Datenrahmen voneinander getrennt werden. Der kanalcodierte Teil wird an einen Kanalcodierer 219 weitergeleitet, in dem diejenigen Bits, die den im Formungsblock 208 auf der Sendeseite entfernten Bits entsprechen, in einem Umformungsblock 219 zum kanalcodierten Teil hinzugefügt werden. Die Werte der entfernten Bits sind im Empfänger nicht bekannt, jedoch können diese dadurch ersetzt werden, dass der Wert der Bits auf 0,5 gesetzt wird, was für den Decodierer neutral ist.
Der Wiederformungsblock 216 enthält eine Tabelle mit ähnlichem Inhalt wie der Formungsblock 208, wobei der Wiederformungsblock 216 weiß, an welchen Punkten die fehlenden Bits hinzugefügt werden müssen. Die Realisierung der Tabelle kann auch im Empfänger auf z. B. einer ROM-Tabelle beruhen.
So führt der Decodierblock 218 die Decodierung des im Wiederformungsblock 216 wiederhergestellten Datenrahmens 217 aus, d. h. des kanalcodierten Teils, zu dem die fehlenden Bits hinzugefügt werden. In diesem Stadium ist es möglich, einige der möglichen Datenübertragungsfehler zu korrigieren, vorausgesetzt, dass sich die Anzahl von Fehlern innerhalb des Fehlerkorrekturvermögens des Fehlerkorrekturcodes befindet. Im decodierten Datenrahmen 220 entspricht die Bitreihenfolge derjenigen im Sprachcodierer, d. h., dass die höchstsignifikanten Bits für die Sprache auf der linken Seite des Datenrahmens liegen. So ist keine Umorganisierung von Bits erforderlich, wie sie bei einer bekannten Vorrichtung nötig ist.
Darauf folgend prüft der Paritätsprüfblock 221, ob der der Kanaldecodierung unterzogene Datenrahmen 220 hinsichtlich der durch eine Paritätsprüfung geschützten Bits korrekt ist. Der Paritätsprüfblock erzeugt ein Auswählsignal 222, dessen Wert abhängig davon, ob der Datenrahmen korrekt (wahr) oder fehlerhaft (falsch) ist, entweder wahr (d. h. der logische Zustand 0) oder falsch (d. h. der logische Zustand 1) ist. Ferner überträgt der Paritätsprüfblock 221 den der Kanaldecodierung unterzogenen Datenrahmen an seinen zweiten Ausgang 223, von dem der Datenrahmen an den ersten Eingang eines zweiten Multiplexers 224 geliefert wird.
An einen zweiten Eingang des zweiten Multiplexers 224 wird der keiner Kanalcodierung unterzogene oder ungeschützte Teil 225 des empfangenen Datenrahmens geleitet, wobei das Ausgangssignal des zweiten Multiplexers einen Sprachparameterrahmen 227 enthält, der demgemäß bei korrekter Datenübertragung dem durch den Sprachcodierer 201 erzeugten Sprachparameterrahmen 202 entspricht. Vom Ausgang des Multiplexers wird der Sprachparameterrahmen 227 an den ersten Eingang einer Auswähleinrichtung 228 geliefert. Das Ausgangssignal eines Synthetisierblocks 226 wird an einen zweiten Eingang der Auswähleinrichtung 228 gegeben. Dem Steuereingang der Auswähleinrichtung 228 wird das vom Paritätsprüfblock 221 erzeugte Auswählsignal 222 zugeführt, auf dessen Grundlage die Auswähleinrichtung 228 ihren Ausgang entweder mit dem Ausgang des zweiten Multiplexers 224 verbindet, wenn der Wert des Auswählsignals 222 wahr ist, oder sie ihn mit dem Ausgang des Synthetisierblocks 226 verbindet, wenn der Wert des Auswählsignals 222 falsch ist. Vom Ausgang der Auswähleinrichtung wird der Sprachparameterrahmen oder der synthetisierte Datenrahmen an einen Sprachdecodierer 229 zur Erzeugung eines Sprachsignals 230 geliefert.
Beim erfindungsgemäßen Verfahren werden die durch Fehler korrekturcodierung zu schützenden Bits, die bei einer Fehlerkorrektur verwendet werden, in vorteilhafter Weise entweder am Anfang oder am Ende eines Datenrahmens angeordnet. Vorzugsweise wird in unmittelbarer Nachbarschaft dieser Bits die Fehlererkennungsinformation angebracht, wie die im Schritt 503 erzeugten Paritätsprüfbits. Diese Anordnung verringert die Wahrscheinlichkeit, dass ein Bündelfehler am Anfang oder Ende den gesamten Datenrahmen unbrauchbar macht. Es kann eine ausreichende Anzahl höchstsignifikanter Bits korrigiert werden, wodurch es möglich ist, sie dazu zu verwendet, einen Datenrahmen zu erzeugen, der beinahe dem Original entspricht.
Obwohl die Erfindung oben in Verbindung mit einem Sprachkanal für volle Rate im Mobilkommunikationssystem GSM beschrieben wurde, ist die Erfindung nicht auf die obenbeschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern sie kann innerhalb des Schutzumfangs der beigefügten Ansprüche modifiziert werden. So ist es vorteilhaft, die Erfindung bei Datenübertragungssystemen anzuwenden, bei denen die zu übertragenden Datenrahmen einer Fehlerkorrekturcodierung unterzogen werden, bei der das Bitfehlerverhältnis im gesamten Datenrahmen nicht gleichmäßig ist, wobei auch ein Teil der zu übertragenden Information bei der Erzeugung der Fehlererkennungsinformation verwendet wird.

Claims

Verfahren zum Verringern der Rahmenfehlerrate von Information, die in einem Datenübertragungssystem in Form von Datenrahmen zu übertragen ist, mit den folgenden Schritten: – Unterteilen der zu übertragenden Information in Datenrahmen (102, 202); – Versehen der Datenrahmen mit Fehlererkennungsdaten, die unter Verwendung eines Teils der zu übertragenden Information erzeugt wurden; – Schützen zumindest eines Teils der bei der Erzeugung von Fehlererkennungsdaten zu verwendenden Information durch Fehlerkorrekturcodierung (107, 206), durch die ein Fehlerkorrektur-codierter Datenrahmen (111, 212) erhalten wird, in dem zumindest Teile verschiedene Fehlerraten (BER) aufweisen; und – Übertragen der Fehlerkorrektur-codierten Datenrahmen im Datenübertragungskanal vom Sender zum Empfänger; dadurch gekennzeichnet, dass – die Fehlerraten mindestens eines Teils der geschützten Information dadurch ausgeglichen werden, dass zumindest ein Teil desjenigen Informationsteils (207), der durch Fehlerkorrekturcodierung zu schützen ist und der bei der Erzeugung der Fehlererkennungsdaten verwendet wird, in der Sendestufe geformt wird – die zu übertragende Information in binärer Form vorliegt, wobei die Datenrahmen (102, 202) aus Bits bestehen, und – die Bitreihenfolge im Teil des Datenrahmens, der diejenigen Bits enthält, die durch Fehlerkorrekturcodierung zu schützen sind und bei der Fehlererkennungscodierung zu verwenden sind, unabhängig von der Bedeutungsreihenfolge der Bits frei in diesem Teil des Datenrahmens positioniert werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Fehlerraten der Bits in diesem Informationsteil in der Sendestufe so eingestellt werden, dass sie im Wesentlichen gleich sind.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zu übertragende Information in binärer Form vorliegt, wobei die Datenrahmen (102, 202) aus Bits bestehen und wobei einige der Bits im Fehlerkorrektur-codierten Datenrahmen (207) während der Formung entfernt werden.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlerkorrekturcodierung eine Faltungscodierung ist und die Fehlererkennungscodierung eine Paritätsprüfcodierung (CRC) ist.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Faltungscodierung eine 1/3-Faltungscodierung ist und dass ein Drittel des faltungscodierten Datenrahmens während der Formung entfernt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der bei der Erzeugung von Fehlererkennungsdaten verwendete Informationsteil (207) entweder am Anfang oder am Ende des geschützten Informationsteils im an den Datenübertragungskanal zu sendenden Datenrahmen (212) angeordnet wird.