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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Decodieren von Daten unter Verwendung
eines „soft
decision"-Decoders
(Decoder mit bewerteten Entscheidungen).
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Die
Patentanmeldung
DE A 38 05 169 (Institut
für Rundfunktechnik)
beschreibt ein Verfahren zum Übertragen
von Daten unter Verwendung von „punktuierten" Faltungscodes (punctured
convolutional Codes). Die punktuierten (oder gelöschten) Bits werden ausgewählt, um
einen variablen Bitfehler-Schutz abhängig von dem von einzelnen
Bits erforderlichen Schutz bereitzustellen.
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Die
Patentanmeldung
EP A 490 552 (American
Telephone and Telegraph Company) beschreibt ein Verfahren zum Bereitstellen
eines ungleichmäßigen Fehlerschutzes
für ein
Signal, das eine Vielzahl von Klassen aufweist, durch getrenntes
Codieren jede der Klassen unter Verwendung eines unterschiedlich
codierten Modulationsschemas und durch Multiplexen der codierten
Ausgaben für
eine Übertragung.
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Das übliche Verfahren
zum Decodieren (wie zum Beispiel in U.S. Patent 5,134,635 beschrieben)
umfasst ein Verarbeiten von empfangenen Signalen, um Konfidenzmaß-Signale
zu liefern, und ein Verwenden eines „soft decision"-Decoders, um die
empfangenen Signale mit der Hilfe der Konfidenzmaß-Signale
zu decodieren.
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Die
vorliegende Erfindung spricht das Problem an, dass herkömmliche
Verfahren Konfidenzmaß-Signale
nicht immer in einer Form erzeugen, die für den Betrieb des „soft decision"-Decoders geeignet
sind.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen ein Verfahren zum
Decodieren von Signalen durch Verarbeiten empfangener Signale, um
Konfidenzmaß-Signale
zu liefern, und unter Verwendung eines „soft decision"-Decoders (Decoder
mit bewerteten Entscheidungen), um die empfangenen Signale zu decodieren,
wobei das Verfahren aufweist:
- (a) Empfangen
von Test-Signalen;
- (b) Speichern von Daten, die den Grad darstellen, zu dem die
Konfidenzmaß-Signale
für die
empfangenen Test-Signale von einer logarithmischen Darstellung der
Fehlerstatistiken der empfangenen Test-Signale abweichen;
- (c) Empfangen der zu decodierenden Signale;
- (d) Anwenden von Berichtigungsfaktoren auf die Konfidenzmaß-Signalwerte für die empfangenen
zu decodierenden Signale, wobei die Berichtigungsfaktoren aus den
gespeicherten Daten abgeleitet werden, um so den Grad zu reduzieren,
zu dem die Konfidenzmaße
von der logarithmischen Darstellung abweichen; und
- (e) Decodieren der korrigierten Signale unter Verwendung des „soft decision"-Decoders.
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In
einem weiteren Aspekt sieht die Erfindung eine Vorrichtung zum Decodieren
von Signalen vor, mit:
Mitteln zum Verarbeiten empfangener
digitaler Signale, um Konfidenzmaß-Signale zu liefern;
einem
Speicher, der Daten enthält,
die den Grad darstellen, zu dem von dem Verarbeitungsmittel erzeugte Konfidenzmaß-Signale
von einer logarithmischen Darstellung der Fehlerstatistiken der
empfangenen Signale abweichen;
Übersetzungs-Mitteln, die abhängig von
den gespeicherten Daten Berichtigungsfaktoren auf die Konfidenzmaß-Signale
anwenden, um so den Grad zu reduzieren, zu dem die Konfidenzmaß-Signale
von einer logarithmischen Darstellung der Fehlerstatistiken der
empfangenen Signale abweichen; und
einen „soft decision"-Decoder zum Decodieren
der korrigierten Signale.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
werden die Berichtigungsfaktoren aus Tests abgeleitet, die durchgeführt werden
durch:
- (a) Empfangen von Test-Signalen; und
- (b) Speichern von Daten, die den Grad darstellen, zu dem die
Konfidenzmaß-Signale
für die
empfangenen Test-Signale von einer logarithmischen Darstellung der
Fehlerstatistiken der empfangenen Test-Signale abweichen.
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Die
Vorrichtung kann ebenfalls umfassen Mittel zum Bilden einer Summe
der Konfidenzmaß-Signale für eine Rahmendauer
des Signals und Mittel zum Vergleichen der Summe mit einem Schwellenwert,
um ein Signal zu liefern, das die Qualität des Rahmens anzeigt.
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Vorzugsweise
kann die Vorrichtung Mittel umfassen, die geeignet sind, als Antwort
auf das Signal, das die Qualität
des Rahmens anzeigt, eine weitere Verarbeitung der Rahmen zu unterdrücken, die
eine geringere Qualität
als die von der Schwelle bestimmte Qualität aufweisen.
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Einige
Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, in denen:
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1 eine
Blockdarstellung einer Vorrichtung zur Übertragung von Sprachsignalen
ist;
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2 und 3 grafisch
die Ergebnisse von Fehlertests für
den in der Vorrichtung von 1 verwendeten
Sprach-Codierer zeigen;
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4 und 5 grafisch
die Ergebnisse von Fehlertests für
die in der Vorrichtung von 1 verwendeten
Faltungscodes zeigen;
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6, 7, 8 und 9 jeweilige
Blockdarstellungen von der Umordnungs-Einheit 4, dem Faltungscodierer 6,
der Maskier-Einheit 8 und der CRC-Einheit 5 der
Vorrichtung von 1 und 10 sind;
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10 eine
Blockdarstellung einer Vorrichtung zum Empfangen von Sprachsignalen
ist; und
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11 ein
typisches Diagramm der Wahrscheinlichkeit eines Bitfehlers gegenüber dem
Konfidenzmaß für dieses
Bit zeigt.
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In 1 werden
Sprachsignale in digitaler Form an einem Eingang 1 empfangen
und an einen digitalen Sprach-Codierer 2 geliefert. Der
bevorzugte Codierer ist ein Codebuch angeregter linearer prädiktiver (CELP – codebook
excited linear predictive) Codierer, der mit 8 kbit/s arbeitet,
gemäß dem Standard
G.729 der internationalen Telekommunikationsvereinigung. Jedoch
können
andere Typen von Codierern verwendet werden und in der Tat ist eine
einfache p.c.m. (Pulscodemodulierung) nicht ausgeschlossen.
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Der
Codierer 2 analysiert alle 10 ms Rahmen von Sprachabtastwerten
und erzeugt für
jeden Rahmen 79 Bits, die eine Anzahl von Parametern darstellen
(unten aufgezählt),
die an einem Empfänger
zum Betreiben eines Decoders dienen, der empfangene Sprachsignale
synthetisiert. Bestimmte dieser Parameter werden unter Verwendung
von Gray-Code in einer Einheit 3 wieder codiert.
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Die
Bits werden in einen Bit-seriellen Rahmen zum Codieren mittels Faltungscodes
formatiert. Zuerst werden die Bits in einer Einheit 4 in
einer bestimmten Reihenfolge zusammengesetzt. Dann werden in einer Einheit 5 drei
CRC-Bits (CRC – cyclic
redundancy check: CRC-Prüfsummenverfahren)
aus den ersten 26 und den letzten 6 Bits des Rahmens erzeugt und
an den Anfang des Rahmens angehängt,
der nun 82 Bits hat. Auf diese folgen sechs angehängte Bits
mit festem Wert wie Null- ein bekanntes Hilfsmittel beim Faltungscodieren zum
Löschen
des Speichers des Codierers und zum Ermöglichen, dass sich der entsprechende
Decoder am Ende eines Rahmens selbst zurücksetzt, um eine Fehlerfortpflanzung
zu reduzieren.
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Die
Signale werden dann an einen Faltungscodierer geliefert, der gemäß einem
grundlegenden Code und zwei davon abgeleiteten punktuierten Codes
arbeitet, wobei er während
der Dauer eines Rahmens zwischen diesen wechselt. Der grundlegende
Code hat in diesem Beispiel eine Rate von 1/3 – d.h. er erzeugt 3 n Ausgabebits
für alle
n eingegebenen Bits. Ein punktuierter Code arbeitet mit einer höheren Rate
als der grundlegende Code, indem er einfach einige der von dem grundlegenden
Codierer ausgegebenen Bits löscht;
dies erhöht
die Rate des Codes, verringert aber seine Fähigkeit zur Fehlerkorrektur.
Es hat den Vorteil von relativer Einfachheit gegenüber einer
Verwendung von völlig
unverbundenen Codes und benötigt
kein Einfügen
von angehängten
Bits zwischen Codeänderungen.
Dieser Vorgang wird in 1 als ein Faltungscodierer 6 gezeigt, der
gemäß dem grundlegenden
Code arbeitet und somit 3 × 82
= 246 Bits pro Rahmen erzeugt, gefolgt von einer Maskier-Einheit 7,
die Bits gemäß einem
gewünschten
punktuierten Muster löscht.
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Die
codierten Bits werden dann einem Intra-Rahmen- und einem Inter-Rahmen-Interleave-Verfahren (8, 9)
unterzogen, das dazu dient, die Robustheit des Systems gegenüber den
Burst-Fehlern zu verbes sern, die bei einer Funkübertragung häufig vorkommen.
Ein Interleave-Verfahren dieser Art ist weithin bekannt.
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Die
Gestaltung basiert auf folgenden Beobachtungen:
- (a)
Einige der von dem Sprach-Codierer 2 erzeugten Bits sind
anfälliger
gegenüber Übertragungsfehlern als
andere. Das heißt,
der beobachtete Rauschabstand (signal-to-noise ratio) an der Ausgabe
eines Sprach-Decoders an einem Empfänger bei Vorhandensein einer
bestimmten Fehlerrate in einem bestimmten Bit der 79 Bits ist für einige
Bits relativ gut und für
andere relativ schlecht.
- (b) Der Grad empfangener Übertragungsfehler über einen
bestimmten Kanal ist für
einige der Bits in dem Rahmen höher
als für
andere. Insbesondere tendiert die Fehlerrate dazu, dass sie am Anfang
und am Ende des Rahmens niedriger ist (nachdem ein Interleave entfernt
wurde) als in der Mitte, da in diesen Bereichen der Decoder für den Faltungscode
aus einem bekannten Zustand beginnt (oder sich einem bekannten Zustand
nähert).
- (c) Der gesamte Rauschabstand des Systems kann verbessert werden,
indem empfindliche Bits Positionen in dem Rahmen mit wenigen Fehlern
zugewiesen werden und weniger empfindliche Bits Positionen in dem Rahmen
mit vielen Fehlern zugewiesen werden.
- (d) Dieser Effekt kann weiter verstärkt werden, indem zwischen
unterschiedlichen Code-Raten während
der Dauer eines Rahmens gewechselt wird, so dass die Verteilung
von Fehlerraten über
den Rahmen derart gestaltet werden kann, dass die Übereinstimmung
zwischen dieser Verteilung und der Verteilung der Empfindlichkeit
der verschiedenen Bits verbessert wird, von dem Sprach-Codierer
erzeugt werden. Während
bis jetzt noch kein systematisches Verfahren zur Optimierung dieser
Gestaltung gefunden wurde, versucht man im Allgemeinen, die maximale
Bit fehlerrate niedrig zu halten, während die Anzahl von Bitpositionen, die
eine sehr niedrige Fehlerrate haben, innerhalb des Rahmens ausreichend
ist, alle der empfindlichsten Bits aufzunehmen.
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Die
folgende Tabelle zeigt die von dem G.729-Sprach-Codierer erzeugten
Bits.
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Die
Empfindlichkeit dieser Bits wurde für jedes Bit gemessen durch
- (a) Invertieren des Bits (d.h. Simulieren einer
100% Fehlerrate)
- (b) Messen des Rauschabstands und der spektralen Verzerrung
an dem Ausgang eines G.729-Decoders.
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Die
Ergebnisse werden in 2 gezeigt, wo die horizontale
Achse die in der Tabelle gezeigte Bit-Index-Nummer anzeigt und die
vertikale Achse den Rauschabstand (SNR – signal-to-noise ratio) anzeigt.
Es ist eine beachtliche Schwankung bei der Empfindlichkeit zu sehen.
Dieselben Ergebnisse, graphisch in aufsteigender Folge von SNR dargestellt,
werden in 3 zur späteren Referenz gezeigt.
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Ähnliche
Tests, die unter Verwendung eines Gray-Codes durchgeführt wurden,
um jede Variable darzustellen, zeigen eine geringe Verbesserung
des SNR bei den Pitch-Parametern M1 und M2 und den Codewörtern CB1
und CB2, aber eine schlechtere Leistung bei anderen. Aus diesem
Grund wird der Gray-Code von der Einheit 3 nur auf diese
vier Parameter angewendet. Natürlich
ist diese Verbesserung für
CB1 und CB2 abhängig
davon, dass benachbarte Gray-Codes
den Einträgen
des Codebuchs zugewiesen werden, die gegenseitig ähnliche
Anregungen darstellen.
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Wird
nun das Faltungscodieren betrachtet, ist der in diesem Beispiel
verwendete grundlegende Code ein 1/3 Raten-Code, der von den Generator-Polynomen
definiert wird: g1 = 1 + X2 +
X3 + X5 + X6 g2 = 1 + X + X2 + X3 + X6 g3 = 1 + X + X2 + X3 + X4 + X5 + X6
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Zusätzlich werden
zwei punktuierte Versionen dieses Codes eingesetzt, d.h. ein zweiter
Code mit einer Rate von 2/5, bei dem alternierende Bits g3 weggelassen
werden, und ein dritter Code mit einer Rate von ½, bei dem alle Bits g3 weggelassen
werden. Punktuierte Codes sind per se weithin bekannt – siehe
zum Beispiel J. Hagenauer, N. Seshadri und C. E. W. Sundberg, „The Performance
of Rate-Compatible
Punctured Codes for Future Digital Mobile Radio", IEEE Vehicular Technology Conference,
Juni 1988.
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Die
Codes werden Bitpositionen innerhalb des Rahmens wie folgt zugewiesen:
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Dieser
Faltungscodierer wurde für
12000 Rahmen unter simulierten Übertragungsfehlerbedingungen unter
Verwendung einer Fehlertestdatei EP3 getestet, wie beschrieben in „Error
patterns for the qualification test of TCH-HS", ETST:TM3/TCH-HS, TD Nr. 89/1 für den ETSI
GSM Mobilfunkstandard, und die resultierende Bitfehlerrate (RBER – residual
bit error rate), d.h. die Fehlerrate nach dem Decodieren durch einen
Viterbi-Decoder, wurde gemessen. In diesen Tests wurde ein CRC (cyclic
redundancy check) durchgeführt
und Rahmen, die diesen Test nicht bestanden, wurden zurückgewiesen.
Die RBER-Ergebnisse
für die
nicht zurückgewiesenen
Rahmen werden für
jede Sprach-Bitposition in 4 (und in 5 in
aufsteigender Reihenfolge von RBER) graphisch dargestellt.
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Ein
Vergleich von 5 mit der Empfindlichkeitsverteilung
von 3 zeigt natürlich
keine Identität
der Form: tatsächlich
ist eine derartige Identität
wahrscheinlich nicht erreichbar; ferner wird eine Anzahl von weiteren Überlegungen
angewendet, wie im Folgenden diskutiert wird.
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Die
Zuweisung von Codier- und CRC-Bits auf Rahmenpositionen, die in
der Zusammensetz-Einheit 4 durchgeführt wird, ist wie in der Tabelle
III gezeigt.
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Dieser
Zuweisung liegt die Idee zugrunde, dass empfindliche Bits von dem
Sprach-Codierer Positionen mit niedriger Fehlerrate innerhalb des
an den Faltungscodierer gelieferten Rahmens zugewiesen werden. Wenn
dies die einzige Überlegung
wäre, würde man
einfach die Bits des Sprach-Codierers in aufsteigender Reihenfolge
von SNR nehmen und sie Rahmenpositionen in aufsteigender Reihenfolge
von RBER zuweisen. Dies würde
sicherlich ein betriebsfähiges
System erzeugen, aber die oben beschriebene Zuweisung weist einige
Vorteile auf. Erstens ist es eine Charakteristik von Viterbi-Decodern,
die im Allgemeinen zum Decodieren von Faltungscodes verwendet werden,
dass, wenn die Kanalfehlerbedingungen einen derartigen Grad erreichen,
dass Fehler in der decodierten Ausgabe auftreten, es eine Tendenz
gibt, dass derartige Fehler gruppiert sind – z.B. mit einem Paar aufeinander
folgender decodierter Bits, die inkorrekt sind. Es ist deswegen
vorzuziehen, aufeinander folgende Rahmenpositionen nicht demselben
Sprach-Codierer-Parameter zuzuweisen; d.h. ein Grad von Bit-Interleave
wird auch vor dem Faltungscodieren angewendet. Dies wird nicht als
ein getrennter Vorgang durchgeführt,
sondern ist in der Zuweisungstabelle inhärent.
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Die
zweite Überlegung
ist, dass während
ein Rauschabstand (signal-to-noise
ratio) eine nützliche
Anzeige ist, nichtsdestotrotz festgestellt wird, dass einige Parameter
des Sprach-Codierers subjektiv empfindlicher sind als andere insofern,
als der Effekt von Fehlern in einem Parameter für den Zuhörer unangenehmer ist als Fehler
in einem anderen Parameter, auch wenn der SNR in beiden Fällen derselbe
ist. Somit reflektiert die obige Zuweisungstabelle die Tatsache,
dass, basierend auf Hörtests,
bestimmten Bits der Sprach-Codierer-Bits Rahmenpositionen zugewiesen
wurden, die mehr (oder weniger) fehlerfrei sind als die SNR-Darstellungen
suggerieren würden.
Untersucht man den Effekt der obigen Zuweisungen, zum Beispiel durch
graphisches Darstellen des gemessenen SNRs jedes Sprach-Codierer-Bits gegenüber der
gemessenen RBER der entsprechenden zugewiesenen Rahmenposition,
ist zu sehen, dass, während
die sehr empfindlichen Bits (mit SNRs unter 4 dB) alle Rahmenpositionen
mit RBER-Werten unter 20 einnehmen, und die mit SNRs größer als 16
Rahmenpositionen mit RBERs über
80 einnehmen, die Darstellung eine beträchtliche Streuung über die gleichförmig zunehmende
Linie zeigt, die man auf Grundlage des nur „einfachen" Zuweisungsverfahrens erwarten würde.
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Die
Umordnungs-Einheit 4 wird in 6 detaillierter
dargestellt. Sie besteht aus einem 88-Bit Schieberegister 41 mit
parallelem Eingang und seriellen Ausgang; die 79 von dem Sprach-Codierer
ausgegebenen Bits, die drei Ausgaben der CRC-Einheit 5 und
sechs Nullen (angehängte
Bits) sind gemäß der obigen
Bitzuweisungstabelle mit den parallelen Eingängen verbunden. Sie wird durch
einen Rahmen-Puls ff von einem Taktgeber 10 parallel
geladen und die Bits werden durch einen 88 × Rahmenratenpuls f1 von dem Taktgeber ausgetaktet. Zur einfacheren
Darstellung wird der Gray-Codierer 3 als einzelne Einheiten 3a bis 3d gezeigt. Zur
leichteren Verständlichkeit
werden nur einige der in der Tabelle III dargestellten Verbindungen
gezeigt. In der folgenden Beschreibung wird die Ausgabe des PISO-Registers 41 als
u(k) bezeichnet, wobei:
u(0), u(1) und u(2) die CRC-Bits sind;
u(3)
bis u(81) die Bits des Sprach-Codierers sind, die von 0 bis 78 in
der Spalte „Faltungscodierer-Bits" von Tabelle II und
in dem Kästchen 41 in 6 in
der gleichen Reihenfolge nummeriert sind;
u(82) bis u(87) Null
sind (angehängte
Bits).
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Der
Faltungscodierer 6 wird in 7 gezeigt
und weist sechs Verzögerungsstufen 61 bis 66 und
drei exklusiv-ODER-Gatter 66, 67, 68 auf,
die mit den Abgriffen (taps) der Verzögerungsstufen gemäß den oben bestimmten
Generator-Polynomen verbunden sind. Die Ausgänge sind g1(k), g2(k) und g3(k).
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Die
Maskier-Einheit wird in 8 gezeigt. Wenn der erste Code
(Rate 1/3) verwendet wird, werden alle Bits g1(k), g2(k), g3(k)
zyklisch (g1(0), g2(0), g3(0), g1(1), g2(1), usw.) an den Ausgang
der Einheit weitergeleitet. Wenn der zweite (punktuierte) Code (Rate
2/5) verwendet wird, dient die Maskier-Einheit dazu, alternierende
Bits der Bits g3(k) wegzulassen, während, wenn der dritte Code
(Rate 1/2) verwendet wird, alle Bits g3 weggelassen werden. Wie
in der Fig. gezeigt wird, werden die Bits g1, g2, g3 jeweils in
die Schieberegister 81, 82, 83 mit parallelem
Eingang und seriellen Ausgang (jeweils mit einer Kapazität von 88
Bits) unter Steuerung der Taktpulse Φ1 eingetaktet
und dann parallel in ein Schieberegister 84 mit parallelem
Eingang und seriellen Ausgang mit einer Länge von 228 Bits von den Taktpulsen Φf geladen, von woher sie unter Verwendung von Φ1 wiederum seriell ausgetaktet werden können. Es
werden nur einige Verbindungen gezeigt; diese sind in der erwähnten Reihenfolge
verbunden, außer
dass die Bits g3(k) für
die folgenden Werte von k weggelassen wurden:
k = 30, 32, 34,
..., 64 (d.h. gerade Zahlen von 30 bis 62)
k = 63 bis inklusive
69
k = 71, 73, 75, ..., 81 (d.h. ungerade Zahlen von 71 bis
81)
k = 82 bis inklusive 87
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Die
ausgegebenen Bits werden als c(k) bezeichnet.
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Der
Effekt des Faltungscodes und die darauf folgende Punktuierung können zusammengefasst
werden durch Darstellen der codierten Bits (c(0), c(1), ..., c(227))
in Form von u(0), ..., u(87), wie folgt:
CRC-Bits und Klasse
I:
c(3k) = u(k) + u(k – 2) + u(k – 3) + u(k – 5) + u(k – 6) c(3k
+ 1) = u(k) + u(k – 1)
+ u(k – 2)
+ u(k – 3)
+ u(k – 6) c(3k + 2) = u(k) + u(k – 1) + u(k – 2) + u(k – 3) + u(k – 4) + u(k – 5) + u(k – 6)für k = 0, 1, ..., 28
Klasse
II:
für k = 29,
31, ... 61
für k = 30,
32, ... 62
Klasse III:
c(2k + 45) = u(k)
+ u(k – 2)
+ u(k – 3)
+ u(k – 5)
+ u(k – 6) c(2k + 46) = u(k) + u(k – 1) + u(k – 2) + u(k – 3) + u(k – 6)für k = 63, 64, ..., 69
Klasse
IV:
für k = 70,
72, ...80
für k = 71,
73, ..., 81
Anhang:
c(2k + 52) = u(k) +
u(k – 2)
+ u(k – 3)
+ u(k – 5)
+ u(k – 6) c(2k + 53) = u(k) + u(k – 1) + u(k – 2) + u(k – 3) + u(k – 6)für k = 82, 83, ..., 87.
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Die
von den Einheiten 8 und 9 durchgeführten Interleave-Funktionen
sind optional und können,
wenn sie vorgesehen sind, durch jeden einer Vielzahl von bekannten
Algorithmen durchgeführt
werden. Eine besonders bevorzugte Implementierung für den vorliegenden
Kontext ist jedoch wie folgt unter Verwendung von Modulo-Arithmetik
mit einer Schrittgröße von 59.
Dieser Wert wurde durch „Trial
and error" ausgewählt, um
die Burst-Fehler-Leistung über
einen bestimmten Funkkanal zu optimieren und kann variiert werden,
um bestimmten Kanalbedingungen zu genügen.
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Jeder
Rahmen c(k) der faltungscodierten punktuierten Sequenz wird auf
einen neuen Rahmen l(j) abgebildet, unter Verwendung der Abbildung
m(j)
= 59j mod 228 für
j = 0, ..., 227
und
l(j) = c(m(j)).
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Zum
Beispiel wird das Bit I(4) des Ausgabe-Rahmens I von der Intra-Rahmen-Interleave-Einheit 8 von Bit
c(5) seiner Eingabe erhalten;
da j = 4
m(j) = m(4) = [59 × 4] mod
228 = 233 mod 228 = 5
ist I(4) = c(m(4)) = c(5).
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Obwohl
zur Verständlichkeit
als getrennte Einheit 8 gezeigt, kann diese Funktion einfach
durch ein neues Anordnen der Verbindung zu dem Schieberegister 84 in 8 implementiert
werden.
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Der
in der Einheit 9 durchgeführte Inter-Rahmen-Interleave-Vorgang
kann wie folgt unter der Annahme durchgeführt werden, dass gewünscht wird,
114-Bit-Rahmen B1 und B0 für eine Übertragung
zu erzeugen. Jedes derartige Rahmenpaar enthält Bits von vier der Rahmen
l(j). Wir bezeichnen den aktuellen Rahmen als l0, l1 den letzten und so weiter. Die Abbildung
zwischen I und B wird dargestellt durch: B1(k) = I3-kmod4(k)für k = 0,
1, ..., 113 B0(k) = I3-(k+2)mod4(k + 114)für k = 0,
1, ..., 113
B1 und B0 tragen
Datenbits von vier Sprachrahmen und sie werden in dieser Reihenfolge übertragen. 12 zeigt,
wie das Verfahren durchgeführt
wird. Man beachte, wie ein 228-Bit-Rahmen über acht 114-Bit-Blocks ausgebreitet
ist, mit einem festen Zuweisungsmuster von 28 oder 29 Bits in jedem
Block aus einem einzelnen Rahmen.
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Die
CRC-Einheit 5 funktioniert in diesem Beispiel gemäß dem Polynom
1 + X + X3, das von der Schaltung von 9 implementiert
werden kann, mit drei Ein-Bit-Verzögerungen 51, 52, 53 und
zwei exklusive-ODER-Gattern 54, 55. Die 32 Bits,
aus denen die CRC-Bits erzeugt werden, werden seriell an den Eingang 56 geliefert.
Die verwendeten 32 Bits sind die ersten 26 und die letzten sechs
Sprach-Bits des
an den Faltungscodierer gelieferten Rahmens – d.h. u(3) bis u(28) und u(76)
bis u(81). Im Allgemeinen stellt man fest, dass durch ein Auswählen von
Bits am Anfang und am Ende des Rahmens die Effektivität einer
Empfängerüberprüfung, um „schlechte
Rahmen" zu identifizieren,
erhöht
wird und somit die Fehlerrate in den verbleibenden „guten
Rahmen" verbessert
wird. Die Wahl von 26 Bits am Anfang und sechs Bits am Ende, im
Gegensatz zu beispielsweise 24 und 8, erfolgte durch „Trial
and error", um die
gemessene Fehlerrate der guten Rahmen während der Tests zu minimieren.
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10 zeigt
einen geeigneten Empfänger
zur Verwendung mit der Vorrichtung von 1. Von an
dem Eingang 110 empfangenen Signalen wird angenommen, dass
sie über
einen Kommunikationspfad, wie einer Telefonleitung oder einer Funkverbindung,
angekommen sind und von einem Demodulator demoduliert wurden, der
nicht nur demodulierte Bits liefert, sondern auch ein Konfidenzmaß zur Verwendung
durch einen „soft decision"-Decoder. Zum Zweck
der vorliegenden Beschreibung wird angenommen, dass das verwendete
Modulationsschema ein Bit pro Symbol überträgt, so dass ein Konfidenzmaß für jedes
Bit geliefert wird. Jedoch muss dies nicht immer der Fall sein;
in Übertragungssystemen,
die mehr als ein Bit pro Symbol übertragen, erhält man ein
Konfidenzmaß (oder
Konfidenzmaße)
für jedes
Symbol. Diese Daten werden dann an einen Kanal-Equalizer 111 geliefert,
gefolgt von einem Inter-Rahmen-Deinterleaver 112, wobei
beide auf herkömmliche
Weise aufgebaut sind. Darauf folgt eine „soft decision"-Umwandlungseinheit 113,
deren Funktion im Folgenden diskutiert wird, und ein Intra-Rahmen-Deinterleaver 114.
Die Einheiten 112 und 114 entfernen die Effekte
der Interleaver 8 und 9 von 1.
Das Signal geht dann an einen „Demaskierer" 115, der
die „g3"-Bits, die in der
Maskier-Einheit 7 gelöscht
wurden, wieder in den Bit-Strom einfügt. Natürlich sind die Werte dieser Bits
nicht bekannt und man kann (wie es zum Decodieren von punktuierten
Codes üblich
ist) Bitwerte von Null mit einem zugehörigen Konfidenzmaß von Null
einfügen.
Manchmal kann das Einfügen
von Null (oder Eins) zu einem Bias des Decoders führen und,
wenn gewünscht,
können
zufällige
Bitwerte eingefügt
werden.
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Das
Signal wurde nun gemäß dem ersten
Faltungscode (1/3 Rate) formatiert und wird nun an einen Viterbi-Decoder 115 (nach
herkömmlicher
Ausführung)
geliefert, der gemäß diesem
Code arbeitet. Eine CRC-Einheit 117 führt einen CRC (cyclic redundancy
check) durch und die Decoder-Bits werden zusammengesetzt (118)
zur Verwendung durch einen Sprach-Decoder 120 (G.729),
wobei die Graycodierten Bits bei 119 decodiert werden.
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Die
Ausgabe des CRC wird an den Sprach-Decoder
120 geliefert,
so dass im Fall eines Fehlens der relevante decodierte Rahmen aufgegeben
wird und der Sprach-Decoder die aufgegebene Information unter Verwendung
des in dem G.729-Standard beschriebenen Fehlerverbergungsverfahrens
wiederherstellt. Es wird jedoch beobachtet, dass die Anzahl der
Fehler, die derartige Verfahren erfassen können, begrenzt ist, so dass,
wenn Kanalbedingungen extrem schlecht sind, die Anzahl von Fehlern
derart sein kann, dass eine Anzeige über einen „schlechten Rahmen" nicht erhalten wird.
Somit wird zusätzlich
eine weitere Fehler-Erfassungsvorrichtung
122 vorgesehen,
die dazu dient, die Konfidenzmaße
für jedes
Bit eines Rahmens zu summieren, um eine „Rahmen-Wertung" b-viz zu bilden.
wobei e(k) Konfidenzmaße in dem
Bereich von 0 bis + 127 sind. Diese Rahmen-Wertung könnte genauso
gut nach dem unten beschriebenen „soft decision"-Umwandlungsvorgang
berechnet werden, in dem Fall würde die
Fehler-Erfassungsvorrichtung
122 ihre Eingabe von der „soft decision"-Umwandlungseinheit
113 erhalten.
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Bei 123 wird
ein Schwellenwert angelegt und wenn b (zum Beispiel) 2000 überschreitet,
wird eine Anzeige über
einen schlechten Rahmen ausgegeben, der in einem ODER-Gatter 124 mit
der Ausgabe von der CRC-Prüfungseinheit 117 kombiniert
wird, so dass eine Zurückweisung
auch für
alle Rahmen mit b > 2000 stattfindet.
Wenn natürlich
ein anderer Bereich von Werten für
e(k) verwendet wird, ist ein anderer Schwellenwert geeignet.
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Zurück nun zu
der „soft
decision"-Umwandlungseinheit
113.
Die „soft
decision"-Eingaben
für den
Viterbi-Decoder werden von dem Kanal-Equalizer
111 erzeugt. Idealerweise
sollten diese Eingaben logarithmisch umgekehrt proportional sein
zu der Wahrscheinlichkeit (likeli-hood), dass ein Bitfehler aufgetreten
ist, oder in anderen Worten, direkt proportional zu
wobei P
e die
Wahrscheinlichkeit eines Fehlers in dem fraglichen Bit ist. Tests
zeigen jedoch, dass dies nicht immer der Fall ist. Das Verfahren
zum Testen eines Kanals ist wie folgt:
- (a) Übertragen
von Testdaten
- (b) Speichern der empfangenen Daten und Zuordnen von Konfidenzmaßen e(k)
- (c) Vergleichen der empfangenen Daten mit den originalen Daten,
um zu bestimmen, welche Bits fehlerhaft sind
- (d) für
jeden Wert von e(k) (von 0 bis 127) Zählen der Anzahl von mit diesem
Maß empfangenen
Bits N und der Anzahl von tatsächlich
fehlerhaften Bits n;
Berechnen von Pe = n/N und somit 11 zeigt
eine typische grafische Darstellung von ε gegenüber e. Wie zu sehen ist, weicht
sie von einer geraden Linie signifikant ab. Der Viterbi-Algorithmus
erzeugt die besten Ergebnisse, wenn wahre logarithmische Wahrscheinlichkeiten
für Fehler
verwendet werden. Dies ist so, da er durch Addieren dieser Werte arbeitet,
um akkumulierte Distanzmetriken zu erhalten, was nicht das gleiche
ist wie das Berücksichtigen der
Produkte der Fehlerwahrscheinlichkeiten (was wirklich erforderlich
wäre),
außer
eine logarithmische Beziehung wird angenommen.
-
Somit
liegt der Zweck der Umwandlungs-Einheit 113 darin, eine
Korrektur für
diese nichtlineare Charakteristik zu liefern. Sie ist als eine Verweistabelle
(look up table) mit 128 Orten implementiert, auf die unter Verwendung
von e als Adresse zugegriffen wird. Die Inhalte der Verweistabelle
sind die Werte von e in der 11, das
heißt
für e =
0 bis 127:
-
-
Es
sollte angemerkt werden, dass diese Abbildung für den verwendeten Kanal-Equalizer
geeignet sein muss: im Allgemeinen hat jeder Equalizer seine eigenen
Charakteristiken und deswegen müssen
die Inhalte der Verweistabelle auf durchgeführten Tests – wie oben
beschrieben – für diese
bestimmte Gestaltung basieren. Wenn gewünscht, kann das System adaptiv
auf Übertragungen
angepasst werden, einschließlich
einer bekannten Test-Sequenz, die unter Verwendung des oben beschriebenen
Verfahrens in Intervallen analysiert wird, und die Ergebnisse können verwendet
werden, um die Inhalte der Verweistabelle zu aktualisieren.
für k = 30, 32, ... 62
für k = 71, 73, ..., 81
