JPH11513551A - ソフト判断コンボリューションデコーダにおける信頼及びフレーム信号品質の検出 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信した信号を処理して（１１１）、信頼測度信号を生成する。これらがソフト判断デコーダ（１１６）に送られる前に、補正因子が、例えばルックアップ表（１１３）によって、適用されて受信した信号の誤り統計の対数表現から信号が違っている程度を減縮するようにする。代って、あるいは同じように、信頼測度信号を加え合わせて（１２２）、さらにしきい値を適用して（１２３）、品質表示信号を送出する。符号化器ではコンボリューション符号化されることになるあるフレームのビットに対して誤りチェックビットが、そのフレームの始めと終りからであって中央からではなくとられたビットから、生成される。

Description

【発明の詳細な説明】 ソフト判断コンボリューションデコーダにおける信頼及び フレーム信号品質の検出 この発明は、コンボリューション符号を用いるデータの伝送に係り、とくに、 といってもそれに限定されるわけではないが、ディジタル符号化した言語（発話 、speech）信号の伝送に関する。 この発明を１つの観点でとらえると、信頼(confidence)測度(measure)信号を 用意するために受信した信号を処理し、かつ受信した信号をデコードするために ソフト判断デコーダを用いることによって信号をデコードする方法が提供されて おり、その方法の構成は： （ａ）既知の信号を受信し； （ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が、受信した既知信号の誤り統 計の対数表現からどの程度違っているかを表わすデータを記憶し； （ｃ）未知の信号を受信し； （ｄ）受信した未知信号について信頼測度信号に対して補正因子を適用し、こ の補正因子が前記記憶したデータから求められるものであって、それによって前 記対数表現から違っている信頼測度の程度を減縮するようにし； （ｅ）ソフト判断デコーダを用いて補正された信号をデコードすることで成る 。 別の見方をすると、この発明は信号をデコードするための装置を提供し、その 構成は； 信頼測度信号を送出するために受信したディジタル信号を処理するための手段 と； 信頼測度信号に対して補正因子を適用して、信頼測度信号が受信した信号の誤 り統計の対数表現から違っている信頼測度の程度を減縮するように動作可能なほ ん訳手段と； 補正された信号をデコードするためのソフト判断デコーダとから成る。 補正因子の好ましい実施態様は次により実行される試験から導かれる： （ａ）既知の信号を受信することと； （ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が、受信した既知信号の誤り統 計の対数表現からどの程度違っているかを表わすデータを記憶することとである 。 この装置はまた、 信号の１フレーム期間に対する信頼測度信号の和を形成するための手段と； そのフレームの品質を示す信号を用意するためにしきい値とその和とを比較す るための手段とを含むことができる。 別な見方では、この発明は、 信頼測度信号を用意するために受信したディジタル信号を処理するための手段 と； 信号のフレーム期間に対する信頼測度信号の和を形成するための手段と； フレームの品質を示す信号を用意するためにしきい値と和とを比較するための 手段とを提供する。 好ましいのは、この装置がフレームの品質を示す前記信号に応答して前記しき い値によって決まるものよりも低品質であるものについてのさらなる処理を抑制 するために動作可能とされた手段を含むことができるとする。 別なこの発明の見方では、データビットを伝送する方法が提供されており、そ の構成は、継続するフレーム期間の各々に対して、ビットをフレームシーケンス としてフォーマット形成し、コンボリューショナルコーダ（たたみ込み符号化器 ）という手段によってビットをコード化することで成り、誤りチェックビットと してフレームシーケンスの始めにフォーマット形成されたビット（ａ）と、フレ ームシーケンスの終りにフォーマット形成されたビット（ｂ）との関数であるも のを発生することを含むようにしている。 好ましいのはビット（ａ）はフレームの最初の５０％から取られ、またビット （ｂ）はフレームの終りの２５％から取られるとよい。 この発明の若干の実施態様を例として添付の図面を参照してこれから記述する 。 図１は言語信号の伝送用装置の構成図である； 図２と３とは図１の装置で使用された言語コーダ上での誤り試験の結果をグラ フとして示す。 図４と５とは図１の装置に使用されたコンボリューショナルコード（たたみ込 み符号）上での誤り試験の結果をグラフとして示す。 図６，７，８及び９は、それぞれ図１と図１０の装置の再順序化ユニット４、 コンボリューショナルコーダ６、マスク用ユニット８及びＣＲＣユニット５の構 成図である。 図１０は言語信号を受信するための装置の構成図である。 図１１はビット誤りとそのビットに対する信頼測度の見込みの一般的なプロッ トである。 （図１２はインターリーブプロセスがどのように実行されるかを示す。） 図１では言語信号が入力１でディジタル形式で受信されて、ディジタル言語コ ーダ２に供給される。好ましいコーダはコードブック励起線形予測（ＣＥＬＰ） コーダで、８kbit/sで動作する国際電気通信連合（ＩＴＵ）の標準G.729に準拠 したものである。しかし別の形式のコーダを使用してもよく、実際に単純なp.c. m.も除外はされない。 コーダ２は言語サンプルの各１０msフレームを解析して、その各々に対して、 多数のパラメータ（以下に列挙する）を表わす７９ビットを作り、それが受信機 ではデコーダを駆動するのに使われて受信した言語信号を合成する。これらのパ ラメータのあるものはユニット３においてGrayコードを用いて再符号化される。 これらのビットはたたみ込み符号という手段によって符号化されるためにビッ トシリアルフレーム内にフォーマット形成されることになる。先ず、ビットがユ ニット４内で特定の順序にまとめられて、次に３つの巡回冗長度チェック（ＣＲ Ｃ）ビットがユニット５内で、フレームの最初の２６ビットと終りの６ビットと から生成されて、そのフレームの始めに付け加えられて、ここで８２ビットをも つことになる。これらの後に零のような固定値のビットである６の尾をひくビッ トが続くが、これはたたみ込み符号化では既知の手段で、コーダメモリをクリア とし、かつフレームの終りで対応するデコーダを自分でリセットできるようにす るもので、誤りの伝搬が減るようにしている。 この信号は次にたたみ込みコーダに加えられ、そこでは基本的な符号とそこか ら得られた２つの孔あけした(punctured)符号とに従って動作がされ、フレーム の進行中両者間での切換えがされる。この例では基本的な符号はレート１／３を 有していて、すなわちそこへの毎ｎビット入力に対して３ｎ出力ビットを作る。 孔あけした符号は基本コードよりも高いレートで動作するが、基本コーダにより 出力されたビットの何がしかを単に消去することによっており、これが符号のレ ートを増しはするが、誤り補正能力を低くしている。比較的簡単な完全に関係付 けされていない符号を用い、しかも符号の変化の間に尾となるビットの挿入を必 要としないということは利点をもたらす。このプロセスが図１に基本符号に従っ て動作するたたみ込み符号化器（コーダ）６として示されており、したがってフ レーム当り３×８２＝２４６ビットを作り、その後にマスクがけユニット７があ って、それが所望の孔あけしたパターに従ってビットを消去する。 符号化されたビットは次にフレーム内及びフレーム間インターリーブ（８，９ ）の対象となり、それによって無線伝送によくあるバースト誤りに対して、シス テムの堅牢さを改善するようにする。この種のインターリーブは良く知られてい る。 この設定は次の観察に基礎を置く： （ａ）言語コーダによって生成されたビットのあるものは他のものよりも伝送 誤りに対して大きな感度をもつ。すなわち、受信機の言語デコーダの出力におい て観測した信号対雑音比は、与えられた誤りレートが７９ビットのうちの特定の １つにあるとすると、あるビットに対しては比較的よく、他のものに対しては比 較的悪いのである。 （ｂ）与えられたチャンネル上で受信した伝送誤りのレベルはフレーム内のあ るビットに対するものは他よりも高い。もっと特質的なことは、誤り率はフレー ムの始めと終りでは（インターリーブとはずした後に）中央よりも低くなる傾向 にあり、これらの領域では、たたみ込み符号用のデコーダが既知状態から始まる （か、あるいはそこに収束している）ことが理由となっている。 （ｃ）システムの全体の信号対雑音比はフレーム内の低誤り位置に敏感なビッ トを割当て、かつフレーム内の高誤り位置に感度がより小さいビットを割当てる ことによって改善できる。 （ｄ）この効果は、フレームの進行中に異なるコードレート間で切換えを行っ て、フレーム全体にわたる誤りレートの分布がこれと、言語コーダによって作ら れた各種ビット内での感度の分布との間で整合が改善されるように形に整えられ るようにすることで、もっと強調される。この整形を最適化する系統だった方法 はまだ見付かっていないが、一般的に言えば、最大ビット誤り率を低く保ち、し かも非常に低い誤り率をもつフレーム内のビット位置の数を一番感度のあるビッ トのすべてが収容できるほど十分なものとすることである。 次の表はG.729言語コーダにより生成されたビットを列挙したものである。 これらのビットの感度は次により各ビットに対して測定された。 （ａ）ビット反転（すなわち１００％誤り率をシミュレートする） （ｂ）信号対雑音比とスペクトルひずみとをG.729デコーダの出力で測定する 。 結果は図２に示してあり、ここでは横軸はビット指標番号を表のように示し、 たて軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）として示している。感度にかなりの変動が認め られる。図３には同じ結果を大きくなって行く順に示し、後の参照に供するよう にした。 同様の試験をGrayコードを用いて実行し、各変数を表わすようにしたところ、 ピッチパラメータＭ１とＭ２、それにコードワードＣＢ１とＣＢ２についてＳＮ Ｒに僅かな改善を示したが、他については性能が悪くなり、この理由でGrayコー ドはこの４つのパラメータに対してだけユニット３で適用される。もとより、Ｃ Ｂ１とＣＢ２に対しては、この改善は、互に似た励起を表わしているコードブッ クエントリイに指定されている、隣接のGrayコードに付随したものである。 たたみ込み符号化に移るとして、この例で使われる基本コードは１／３レート コードであり、次の生成器多項式によって定義される。 g1=1+X²+X³+X⁵+X⁶ g2＝1+X+X²+X³+X⁶ g3=1+X+X²+X³+X⁴+X⁵+X⁶ 加えて、２つの孔あけしたこのコードのバージョンも採用され、言い換えれば 第２のコードはレートが２／５であって、ここでは二者択一のビットｇ３が除か れ、また第３のコードはレートが１／２で、すべてのビットｇ３が除かれる。孔 あけしたコードは本質的によく知られており、例えば、J.Hugenauer,N.Seshadri and C.E.W.Sundberg，“The Performance of Rate-Compatible Punctured Code s for Future Digital Mobile Radio”IEEE Vehicular Technology Conference, June 1988が参照される。 コードがフレーム内のビット位置に次のように指定される： このたたみ込みコーダはシミュレートした伝送誤り条件の下で１２０００フレ ームについて試験された。そこで使用された誤り試験ファイルＥＰ３は“Error patterns for the qualification test of TCH-HS”ETST：TM3/TCH-HS,TD No.89 /1で、ＥＴＳＩ ＧＳＭ移動無線標準用に記述されたものであり、残留ビット誤 り率（ＲＢＥＲ）−すなわち、Viterbiデコーダによるデコード後の誤り率−が 測定された。これらの試験では巡回冗長度チェック（ＣＲＣ）が実行されて、こ の試験に落ちるフレームは除去された。ＲＢＥＲ結果で除去されなかったフレー ムに対するものが図４内の各言語ビット位置に対して（また図５ではＲＢＥＲが 上昇する順に）プロットされている。 図５を図３の感度分布と比較すると、無論のこと形の同一性は示さない：実際 の話として、このような同一性は恐らく得られないであろう；さらに別な多数の 考察がこれから述べるように行なわれる。 コーダとＣＲＣビットとをアッセンブリイユニット４内で実行されたフレーム 位置に割当てることを表IIIに示した。 この割当ての根底には、言語コーダからの感度のあるビットをたたみ込みコー ダに供給されたフレーム内部で低誤り率位置に割当てるという概念が存在する。 もしこれが単に考察にすぎないとすると、ＳＮＲの上昇して行く順に言語コーダ ビットをとって、次にＲＢＥＲの上昇する順にフレーム位置に割当てをすること になる。無論これは動作可能なシステムを作ることになるが、上で述べた割当て は何がしかの利得をもっている。先ず第１に、たたみ込みコードのデコードに対 して通常使われるViterbiデコーダの特性は、チャンネル誤り状態がデコードし た出力内に誤りが生ずるレベルにまで到達するときには、このような誤りはグル ープ化する傾向があり、例えば継続しているデコードされたビットの対が正しく ないといったようになることである。そこで言語コーダパラメータの同じものに 対して継続するフレーム位置を割当てないことが好ましく；換言すればある程度 のビットインターリーブがまたたたみ込みコーデングに先立って加えられるのが よい。これは別個な動作として実行されるのではなく、割当て表内にもともと存 在している。 第２の考察は信号対雑音比は有用な表示であるが、それにも拘らず、何がしか の言語コーダパラメータが他のものよりも主観的にもっと感度があって、１つの パラメータについての誤りの効果が別のパラメータについての誤りよりも聴者に とっては、たとえ両方の場合にＳＮＲが同じであっても、不快となり得ることが あるということが見付かっている。したがって、上述の割当て表は聴取試験に基 づいて、ＳＮＲ数値が示唆するところよりも、もっと誤りがない（あるいは多い ）フレーム位置をある種の言語コーダビットに割当てたという事実を反映してい る。上述の割当ての効果を、例えば各言語コーダビットの測定したＳＮＲをグラ フ上で対応する割当てられたフレーム位置の測定したＲＢＥＲに対してプロット して調べるとすると、非常に感度をもつビット（ＳＮＲ４ｄＢ以下で）は全部が ２０より小さいＲＢＥＲ値をもつフレーム位置を占めていて、１６よりも大きい ＳＮＲのものは８０よりも大きなＲＢＥＲをもつフレーム位置を占めているので あるが、プロットは“単純な”割当て方法だけに基づいて予見される単調に増加 する線の周りにかなりばらついて見えるのである。 再順序づけユニット４をもっと詳細に図６に示した。その構成は８８ビット並 列入力直列出力シフトレジスタ４１で成り；７９の言語コーダ出力ビット、ＣＲ Ｃユニット５の３の出力及び６つ零（尾のビット）が上述のビット割当て表に従 って並列入力に接続されている。これがクロック生成器１０からのフレームパル スφ_fによって並列にロードされ、ビットはクロック生成器からの８８×フレー ムレートパルスｆ₁でクロックアウトされる。例示の便宜上、Grayコーダ３は別 個のユニット３ａないし３ｄとして示してある。明瞭にしたいので表IIIで設定 接続に若干のものだけが示されている。以後の記述ではＰＩＳＯレジスタ４１は ｕ（ｋ）と呼ぶこととし、ここでｕ（０），ｕ（１），ｕ（３）はＣＲＣビット であり；ｕ（３）ないしｕ（８１）は表IIIの“たたみ込みコーダフレーム（ビ ット）”欄と図６の箱４１内で番号を付けた言語コーダビットであり、しかも同 じ順序であり；ｕ（８２）ないしｕ（８７）は零（尾のビット）である。 たたみ込みコーダ６は図７に示されており、６つの遅延段６１ないし６６と、 ３つの排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート６６，６７，６８で遅延段のタップに前に 述べた生成器多項式に従って接続されたものとをもっている。出力はｇ１（ｋ） ， ｇ２（ｋ），ｇ３（ｋ）である。 マスクがけユニットが図８に示されている。第１の（レート１／３の）コード が使われるときは、全ビットｇ１（ｋ），ｇ２（ｋ），ｇ３（ｋ）がこのユニッ トの出力に向けて送られ、（ｇ１（０），ｇ２（０），ｇ３（０），ｇ１（１） ，ｇ２（１）等…）で巡回される。第２の（孔あけした）コード（レート２／５ ）が作用するときには、このマスクがけユニットがビットｇ３（ｋ）を代るがわ る除外するようにし、また第３の（レート１／２）コードが使われるときは全ｇ ３ビットを除外する。図示のように、ビットｇ１，ｇ２，ｇ３は直列入力並列出 力シフトレジスタ８１，８２，８３（各８８ビット容量のもの）にそれぞれクロ ックパルスφ₁の制御の下でクロックインされ、それから並列に並列入力直列出 力シフトレジスタ８４に、クロックパルスφ_fで長さ２２８ビットが並列にロー ドされ、それから再びφ₁を用いてクロックアウトしてもよいようになる。僅か だけ接続を示してあるが、これらは前述のシーケンスで接続されているが、次の ｋの値のときにはビットｇ３（ｋ）が除外される； ｋ＝３０，３２，３４，…，６４（すなわち、３０ないし６２の偶数） ｋ＝６３から６９まで ｋ＝７１，７３，７５，…，８１（すなわち、７１ないし８１の奇数） ｋ＝８２から８７まで たたみ込みコードとそれに続く孔あけの効果はコード化したビット（ｃ（０） ，ｃ（１），…，ｃ（２７７））をｕ（０），…，ｕ（８７）で表わすことによ って次のように要約できる。 ＣＲＣビット及びクラスＩ： c(3k)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6) c(3k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6) c(3k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+ u(k-6)for k＝0,1,...,28 クラスII： クラスIII： c(2k+45)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6) c(2k+46)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)for k= 63,64,...,69 クラスIV： 尾： c(2k+52)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6) c(2k+53)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)for k=82,83,...,87 ユニット８と９とによって実行されるインターリーブ機能は選択できる適宜な ものであり、もし含まれるのであれば既知の多数のアルゴリズムのいずれかによ って実行してよい。とくにこの発明の流れを実行するのにふさわしいのは、そう はいっても次のようなもので、５９のステップサイズをもつモジュロ代数を用い るものである。この値は特定の無線チャンネル上でバースト誤りを最適化するた めに尾と誤りとから選ばれたもので、特定のチャンネル状態に適うように変える ことができる。 たたみ込みコード化した孔をあけたシーケンスの各フレームｃ（ｋ）は次のマ ッピングを用いて新しいフレームＩ（ｊ）に写像される。 m(j)＝59j mod.228 for j＝o,...,227 及び I(j)＝c(m(j)). 例えば、フレーム内インターリーブユニット８からの出力フレームＩのビット Ｉ（４）がその入力のビットｃ（５）から得られる； その理由は、j=4 m(j)＝m(4)＝[59×4]mod 228＝233 mod 228＝5 したがって、 I(4)＝c(m(4))＝c(5). 明瞭にするために、別々のユニット８として示してあるが、この機能は図８内 のシフトレジスタ８４に接続する再構成によって簡単に実施できる。 ユニット９内で実行されるフレーム間インターリーブは、伝送のために１１４ ビットのフレームＢ₁とＢ₀を生成することが望まれているとする仮定に基づいて 次のように実行してもよい。このようなフレームの各対はフレームＩ（ｊ）の４ つからのビットを含む。そこで現在のフレームをＩ₀とし、Ｉ₁を最終のものとい う順序とする。ＩとＢとの間の写像は次により与えられる： B₁(k)＝I₃・kmod 4(k) for k＝0,1,...,113 B₀(k)＝I₃.(k+2)mod 4(k+114) for k＝0,1,...,113 Ｂ₁とＢ₀とは４つの言語フレームからのデータビットを運び、またそれらがそ の順序で伝送される。図１２はどのようにプロセスが実行されるかを例示してい る。１つの２２８ビットフレームが８つの１１４ビットブロックに拡がっており 、信号フレームから各ブロック内に２８又は２９ビットを割当てる固定パターン を伴っている。 ＣＲＣユニット５はこの例では、多項式１＋Ｘ＋Ｘ³に従って動作し、これは 、３つの１ビット遅延５１，５２，５３と２つのＸＯＲゲート５４，５５とがあ る図９の回路によって実施されてよい。ＣＲＣビットがそこから生成されること になる３２ビットは直列に入力５６に供給される。使用された３２ビットは、た たみ込みコーダに供給されたフレームの最初の２６と最後の６言語ビットであり 、言い換えると、ｕ（３）からｕ（２８）までと、ｕ（７６）からｕ（８１）ま でとである。一般に、フレームと始めとともに終りでビットを選ぶことによって 、“悪いフレーム”を識別するための受信機チェックの有効性が強化され、それ 故に残りの“良いフレーム”内の誤りレートが改善される。例えば２４と８とを 選ぶのと違って始めで２６を終りで６を選ぶというのは、試験中に測定した良い フレームの誤り率を最小とするための試行錯誤から生まれたものである。 図１０は図１の装置と一緒に使用するのに適した受信機を示す。入力１１０で 受信した信号は電話ラインや無線リンクのような通信路を通って到着したもので あって復調器によって復調されたものと仮定しており、復調器は復調されたビッ トだけでなく、ソフト判断デコーダによって使用するための信頼測度も送出する ものであるとしている。今の記述目的に対しては、使用した変調機構はシンボル 当り１ビットを送り、したがって、信頼測度は各ビットに対して用意されると仮 定している。しかし、いつもこういう場合ではない。シンボル当り複数のビット を運ぶ伝送システムでは、各シンボルに対して信頼測度を得ることになる。これ らのデータは次にチャンネル等化器１１１に供給され、その後にフレーム間デイ ンターリーバ１１２が続くが、これらは共に従来構成のものである。この後段に ソフト判断変換ユニット１１３があり、この機能を以下に説明することとし、さ らにフレーム内デインターリーバ１１４が続く。ユニット１１２と１１４とは図 １のインターリーバ８と９との効果を除去する。信号は次に“デマスカ（マスク 外し）”１１５に送られ、そこでマスカ（マスクがけ）７で除去された“ｇ３” ビットをビット流内に再挿入する。無論、これらのビットの値は不知であり、（ 孔あけした符号の復調では普通のように）付随する信頼測度零でビット値零を挿 入してもよい。ときには零の挿入（又は１の挿入）がデコーダ内にバイアスを生 ずることが許され、もし望むのであれば、乱数ビット値を挿入してもよい。 ここで信号は第１の（１／３レートの）たたみ込みコードに従ってフォーマッ ト形成されており、Viterbiデコーダ１１５（通常の構成のもの）でそのコード に従って動作しているものに加えられる。ＣＲＣユニット１１７が巡回冗長度チ ェックを実行し、デコーダビットがまとめられて（１１８）、１１９においてデ コードされたGrayコードビットとともに言語デコーダ１２０(G.729)によって使 用されるようにする。 巡回冗長度チェックの出力は言語デコーダに加えられて、故障の場合には関連 するデコードしたフレームが無視されるようにし、言語デコーダはこの無視され た情報をG.729規格に記述されている誤り隠ぺい法を用いて再生するようにする 。しかし、このような方法が検出できる誤りの数には制限があることが観測され ているので、チャンネル状態が極めて悪い場合には、誤りの数は“悪いフレーム ”表示が得られないほどになり得る。そこで、追加として、別の誤り検出器１２ ２が用意されて、それがあるフレームの各ビットに対して信頼測度の和をとって 、“フレーム得点ｂ”を作るようにする。即ち、 ここでe(k)は０から＋１２７の範囲にある信頼測度である。このフレーム得点は ソフト判断変換プロセスの後にも同じようにうまく計算できることを以下に記述 するが、この場合、誤り検出器１２２はソフト判断変換器１１３からその入力を 受取ることになる。 しきい値が１２３で適用されて、もしｂが２１００（例えばの話）を超えてい れば、悪いフレーム表示が出力され、それがＯＲゲート１２４内でＣＲＣチェッ クユニット１１７からの出力と組合されて、ｂ＞２１００をもつ全フレームに対 して拒絶がまた発生される。無論、異なる数値範囲がe(k)のために使われて、異 なるしきい値がそのときは適切なものとなろう。 ここでソフト判断変換ユニット１１３に戻る。Viterbiデコーダ用のソフト判 断入力はチャンネル等化器１１１で作られる。理想的には、これらの入力は対数 目盛で、発生しているビット誤りの見込みに逆比例するはずである。言い換えれ ばlog（１−Ｐ_e）／Ｐ_eに直接比例するはずである。ここでＰ_eは問題としている ビット内の誤りの確率である。しかしながら、試験によるとこれがいつも成立た ない。チャンネルを試験する方法は次の通り： （ａ）試験データを送る （ｂ）受けたデータを記録して、信頼測度e(k)を関連させる （ｃ）受けたデータをもとのものと比べてどのビットが誤りかを判断する （ｄ）各e(k)（０から１２７まで）の値に対してその測度と共に受信したビッ トＮの数と、実際に誤りとなっているビットの数とを計数して、Ｐ_e＝n/Nを計算 してε＝log(1-P_e)／Ｐ_eを得る。 図１１はεに対するｅの一般的なプロットを示す。図示のように、これは著し く直線からはずれている。Viterbiアルゴリズムは真の誤り対数見込み値が使用 されたときに最良の結果を得る。この理由は、これらの値を加えることによって 累積された距離尺度（これは対数関係がそこに存在しないと誤り確率（実際に必 要とされるもの）の積を求めることと等しくない）が得られることによる。 したがって、変換ユニット１１３の目的はこの非線形特性に対する補正を用意 することである。これはルックアップ表として実施され、ｅをアドレスとして使 ってアクセスされる１２８の位置をもっている。ルックアップ表の内容は図１１ におけるｅの値であり、言い換えると；ｅ＝０ないし１２７に対して この写像は使用に当ってはチャンネル等化器に適していることを必要とするこ とに留意されたい：一般には、各等化器はその自体の特性をもち、従って、ルッ クアップ表の内容は特定の設定に従って実行される試験に基づいていることを要 することは上述の通りである。もし望むのであれば、このシステムは伝送に対し て適応するように作られ既知の試験シーケンスとして上述の方法を用いて空き間 で解析がされ、かつ結果を用いてルックアップ表の内容を更新するようにするこ とができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ， ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，Ｇ Ｅ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ， ＶＮ (72)発明者 ウォン、ダニー・ユック−クン イギリス国、エヌピー６・５ピービー、チ ェップストウ、ステーション・ロード（番 地なし）、ターニング・ハウス、エンシグ マ・リミテッド内 【要約の続き】

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信した信号を処理して信頼測度信号を作り、かつソフト判断デコーダを 用いて受信した信号をデコードすることにより信号をデコードする方法であって 、 （ａ）既知の信号を受信し； （ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が、受信した既知信号の誤り統 計の対数表現からどの程度違っているかを表わすデータを記憶し； （ｃ）未知の信号を受信し； （ｄ）受信した未知信号に対する信頼測度信号に対して補正因子を適用し、こ の補正因子は該記憶したデータから得られたものであって、該対数表現から違っ ている信頼測度の程度を減縮するようにし； （ｅ）ソフト判断デコーダを用いて補正された信号をデコードすることを含む 方法。 ２．信号のフレーム期間に対して信頼測度信号の和を形成し；かつフレームの 品質を示す信号を作るためにしきい値と比較することを含む請求項１記載の方法 。 ３．信頼測度信号を作るために受信したディジタル信号を処理し； その信号のフレーム期間に対して信頼測度信号の和を形成し；かつフレームの 品質を示す信号を作るためにしきい値とその和を比較することを含む信号をデコ ードする方法。 ４．フレームの品質を示す前記信号に応答して、前記しきい値によって判断さ れたものよりも低品質であるフレームのさらに処理することを抑制する請求項２ 又は３記載の方法。 ５．信頼測度信号を作るために受信したディジタル信号を処理するための手段 と； 信頼測度信号に補正因子を適用して、信頼測度信号が受信した信号の誤り統計 の対数表現から違っている程度を減縮するように動作する変換手段と； 補正した信号をデコードするためのソフト判断デコーダとから成る信号をデコ ードするための装置。 ６．前記補正因子が （ａ）既知の信号を受け； （ｂ）受信した既知信号に対する信頼測度信号が受信した既知信号の誤り統計 の対数表現から違っている程度を表わすデータを記憶することにより実行される 試験から得られるものである請求項５記載の装置。 ７．信号のフレーム期間に対する信頼測度の和を形成するための手段を含む請 求項５又は６記載の装置。 ８．信頼測度信号を用意するために受信したディジタル信号を処理するための 手段と； 信号のフレーム期間に対する信頼測度信号の和を形成するための手段と；及び 、 フレームの品質を示す信号を作るためにしきい値と和とを比較するための手段 とからなる信号をデコードするための手段。 ９．前記しきい値により判断されたものよりも低品質であるフレームをさらに 処理することを抑制するためにフレームの品質を示す前記信号に応答して動作す る手段を含む請求項７又は８記載の装置。 １０．各継続するフレーム期間に対して、フレームシーケンス内でビットをフ ォーマット形成し、（ａ）フレームシーケンスの始めでフォーマット形成された ビットと、（ｂ）フレームシーケンスの終りでフォーマット形成されたビットと の関数である誤りチェックビットを生成することを含む、たたみ込みコーダとい う手段によってビットをコード化することで成るデータを伝送する方法。 １１．上記ビット（ａ）はフレームの最初の５０％からとられ、またビット（ ｂ）はそのフレームの終りの２５％からとられたものである請求項１０記載の方 法。 １２．フレームシーケンス内でビットのフォーマット形成をするための手段と ；たたみ込みコーデングのための手段と；及び、 （ａ）フレームシーケンスの始めにフォーマット形成されたビットと、 （ｂ）フレームシーケンスの終りにフォーマット形成されたビットとの関数で ある誤りチェックビットを生成するための手段とで成るデータ伝送用の装置。 １３．前記ビットは、フレームのはじめの５０％からとったビットと、そのフ レームの終りの２５％からとったビットである請求項１２記載の装置。 １４．添付の図面を参照して実質的に記述したディジタル信号をデコードする ための装置。