KR19990064118A - 소프트 디시젼 중첩 복호기내의 확인 및 프레임 신호 품질 검출방법 및 장치 - Google Patents

소프트 디시젼 중첩 복호기내의 확인 및 프레임 신호 품질 검출방법 및 장치 Download PDF

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KR19990064118A
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윙 택 케네스 웡
대니 육-쿤 웡
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세모스 로버트 어니스트 빅커스
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Abstract

본 발명은 중첩 코드를 이용한 데이터 전송에 관한 것으로, 수신된 신호가 확인 측정신호가 발생되도록 처리(111)되고, 이것이 소트프 디시젼 복호기(116)로 진행되기 전에 교정 성분, 예를들어 조사표(113)에 의한 성분이 인가되어 그 신호가 상기 수신된 신호의 에러 통계의 대수적 표현과 다른 정도를 감소시키게 하고, 선택적으로, 상기 확인 신호는 합해질 수 있고(122) 임계처리되어(123) 품질-표시 신호를 공급하며, 부호기에서는, 중첩으로 부호화될 비트의 프레임용 에러 검사 비트가 상기 프레임의 중간이 아닌 전단 및 후단에서 얻은 비트로부터 발생되는 것을 특징으로 한다.

Description

소프트 디시젼 중첩 복호기내의 확인 및 프레임 신호 품질 검출방법 및 장치
본 발명은 중첩 코드(convolutional code)를 이용한 데이터 전송에 관한 것으로, 특히 디지털로 부호화된 음성 신호의 전송에 관한 것이며 이것으로 제한되는 것은 아니다.
본 발명의 한 측면에 따르면, 수신된 신호를 처리하여 확인 측정 신호(confidence measure signal)를 제공하고 소프트 디시젼 복호기(soft decision decoder)를 사용하여 그 수신된 신호를 복호화 하는 방법을 제공하는데, 이 방법은:
(a) 알려진 신호를 수신하는 단계;
(b) 상기 수신된 알려진 신호를 위한 확인 측정 신호가 그 수신된 알려진 신호의 에러 통계의 대수적 표현과 다른 정도를 나타내는 데이터를 저장하는 단계;
(c) 알려지지 않은 신호를 수신하는 단계;
(d) 교정 성분을 상기 수신된 알려지지 않은 신호를 위해 상기 확인 측정 신호에 인가하고, 상기 교정 성분은 상기 저장된 데이터로부터 추출되어 상기 확인 측정이 상기 대수적 표현과 다른 정도를 감소시키게 하는 단계;
(e) 상기 소프트 디시젼 복호기를 사용하여 수정된 신호를 복호화 하는 단계로 구성된다.
본 발명의 다른 측면으로는, 신호를 복호화 하는 장치가 제공되는데, 이 장치는:
수신된 디지털 신호를 처리하여 확인 측정 신호를 제공하는 수단;
교정 성분을 상기 확인 측정 신호에 인가하여 상기 확인 측정 신호가 상기 수신된 신호의 에러 통계의 대수적 표시와 다른 정도를 감소시키도록 하는 실행 가능한 번역 수단; 및
상기 교정된 신호를 복호화 하는 소프트 디시젼 복호기로 구성되어 있다.
상기 교정 성분의 적절한 실시예에서, 이 성분은:
(a) 알려진 신호를 수신하고;
(b) 상기 수신된 알려진 신호를 위한 확인 측정 신호가 알려지지 않은 신호의 에러 통계의 대수적 표현과 다른 정도를 나타내는 데이터를 저장하는 것을 수행함으로서 도출된다.
이 장치에는 또한,
신호의 프레임 주기를 위한 상기 확인 측정 신호의 합(sum)을 형성하는 수단 및
상기 합과 임계값을 비교하여 상기 프레임의 품질를 나타내는 신호를 제공하는 수단도 포함되어 있다.
본 발명의 다른 측면에서는,
수신된 디지털 신호를 처리하여 확인 신호를 제공하는 수단;
상기 신호의 프레임 주기를 위해 상기 확인 측정 신호의 합을 형성하는 수단;
이 합과 임계값을 비교하여 상기 프레임의 품질를 나타내는 신호를 제공하는 수단를 제공한다.
적절하게 상기 장치에는 상기 프레임의 품질을 나타내는 상기 신호에 응답하여 상기 임계값에 의해 계산된 값 보다 더 낮은 품질의 신호의 더 다른 처리를 강제하는 실행가능한 수단이 포함되기도 한다.
본 발명의 더 다른 측면으로는, 각 각의 연속되는 프레임 주기를 위해 데이터 비트를 프레임 시퀀스에 포맷시키고, 이 비트들을 콘볼루션 부호기에 의해 부호화하는 단계를 구비하는 데이터 비트 전송 방법을 제공하며, (a) 상기 프레임 시퀀스의 전단에 포맷된 비트 및 (b) 상기 프레임 시퀀스의 후단에 포맷된 비트의 함수로 된 에러 검사 비트를 발생시키는 단계가 포함되어 있다.
적절하게 상기 비트는 (a) 상기 프레임의 최초 50% 에서 취해질 수 있으며 상기 프레임의 마지막 25% 에서 취해질 수 있다.
지금부터 본 발명의 몇 몇 실시예를 첨부된 도면을 참고로 하여 단지 예의 방법으로 설명하도록 하겠다.
도 1은 음성 신호의 전송용 장치의 블록 다이어그램;
도 2 및 도 3은 도 1의 장치에서 사용된 음성 부호기상에서 에러 검사의 결과를 그래픽적으로 보여주는 도;
도 4 및 도 5는 도 1의 장치에 사용된 중첩 부호기상에서의 에러 검사 결과를 그래픽적으로 보여주는 도;
도 6 내지 도 9는 각 각 재주문 유니트(4), 중첩 부호기(6), 마스킹 유니트(8) 및 도 1과 도 10의 장치의 CRC 유니트(5)를 나타내는 도;
도 10은 음성 신호를 수신하는 장치의 블록 다이어그램; 및
도 11은 비트의 확인 측정에대한 비트 에러에서 있음직한 일반적 플롯(plot)을 보여주는 도이다.
도 1에서, 음성 신호는 입력(1)에서 디지털 형태로 수신되고 디지털 음성 부호기(2)로 공급된다. 적절한 부호기는 코드북 익사이티드 선형 예상(CELP : codebook excited linear predictive) 부호기로서, 국제 전기통신 연합(ITU)의 G.729 표준안에 따라 8kbit/s 에서 동작하는 부호기 이다. 그러나, 다른 타입의 부호기도 사용될 수 있으며 심지어 간단한 p.c.m. 도 제외되지 않는다.
부호기(2)는 음성 샘플의 각 10ms 프레임을 분석하고, 각 각을 위해, 수신된 음성 신호를 분석하는 복호기를 구동시키기 위해 수신기에서 다수의 변수들(후술함)를 나타내는 79비트를 생산한다. 이러한 변수들의 일부는 유니트(3)에서 그레인 코드(Gray code)를 사용하여 재-부호화 된다.
이러한 비트들은 중첩 코드에 의해 부호화를 위해 비트-직렬 프레임으로 포맷될 것이다. 먼저, 상기 비트들이 유닛(4)에서 특정 주문으로 어셈블된 다음 상기 프레임의 처음 26 및 마지막 6 비트로부터 유닛(5)내에 세 개의 순환적 여분 검사 비트(redundancy check bit)가 발생되고, 상기 프레임의 전단에 첨부되어 82비트가 된다. 이것은 제로와 같은 고정 값인 6개의 꼬리 비트(tailing bit)가 이어지는데, 이것은 부호기 메모리를 클리어 하기위한 그리고 해당하는 복호기가 자신을 프레임의 종단에서 리셋 시켜 에러 진행을 감소시키는 종래 부호화 방법에서 알려진 방법이다.
다음으로 신호는, 기본 코드에 따라 동작하며 이로부터 두 개의 펑추어드 코드(punctured code)를 도출하고, 프레임의 이 단계가 진행되는 동안 이들간을 스위치 하는 종래 부호기에 공급된다. 상기 기본 코드는, 여기에서의 예로는, 1/3 레이트(rate), 즉 매 n비트 입력을 위해 3n 출력 비트를 생산한다. 펑추어드 코드는 상기 기본 코드에서 출력된 비트의 일부를 간단히 삭제시킴으로서 상기 기본 코드보다 더 높은 레이트로 동작하는데; 이것은 코드의 레이트를 증가시키긴 하지만 에러-수정 능력은 감소 시킨다. 이것은 상대적으로 간단한 연관없는 코드들 전체를 사용함에 따른 장점이며 코드 변화간에 꼬리 비트의 삽입이 필요하지 않다. 이 처리가 도 1에 상기 기본 코드에 따라 동작하는 종래 부호기(6)로서 도시되어 있는데, 프레임당 3x82=246비트 를 생산하고, 원하는 펑추어링 패턴에 따라 비트를 삭제하는 마스킹 유니트(7)가 다음에 이어져 있다.
다음으로 상기 부호화된 비트들은 무선 전송내의 공통의 버스트 에러에 대한 시스템의 견고성을 향상시키는 역할을 하는 프레임간 및 프레임내부 인터리빙(interleaving)(8,9)로 들어간다. 이러한 종류의 인터리빙을 잘 알려져 있다.
디자인은 다음에 기초하여 이루어진다:
(a) 음성 부호기(2)에서 발생된 일부 비트들은 다른 비트들 보다 전송 에러에 더욱 민감하게 된다. 즉, 79비트중 특정 한 비트에의 주어진 어레율이 존재하는 수신기에서의 음선 복호기의 출력에서 관찰된 신호대 잡음비는, 일부 비트를 위해서는, 상대적으로 양호하고 다른 비트들은 상대적으로 나쁘다.
(b) 주어진 채널상의 수신된 전송 에러 레벨은 프레임 내의 일부 비트에게는 다른 비트들보다 더 높다. 더욱 특정적으로는, 상기 에러율은 프레임의 중간보다 전단 및 후단(인터리빙이 제거된 후)에서 더 낮아지는 경향이 있어서, 이러한 영역에서는 종래 부호기용 복호기는 알려진 상태로 시작한다(또는 반대).
(c) 시스템의 전체 신호대 잡음비는 민감한 비트들은 프레임 내의 낮은 에러 위치에 할당하고 덜-민감한 비트들은 프레임 내의 높은 에러 위치에 할당함으로서 향상될 수 있다.
(d) 이 효과는 상기 프레임상의 에러율의 분포가 날카롭게 되어 이것과 삭이 음성 부호기에서 생산하는 여러 비트들 간의 민감도 분포간의 매치를 향상시키도록 프레임의 코스기 진행되는 동안 다른 코드 레이트간을 스위치 함으로서 더욱 향상될 수 있다. 이 날카로운 모양형성을 최적화 시키는 어떠한 체계적 방법이 아직 알려지지 않고 있으며, 일반적으로 매우 낮은 에러 레이트를 갖는 프레임 내의 비트 위치 수가 가장 민감한 비트 전부를 충분히 수용하는 동안 최대 비트에러율을 낮추고자 하는 목적이 있는 것이다.
아래의 표는 상기 G.729 음성 부호기에서 발생된 비트를 나열하고 있다.
인덱스 라벨 s(k) 비트수 설 명
0 LSP1MA 1 예상기 스위치
01 내지 07 LSP1 7 벡터 양자화 예상기 계수 세트의 코드워드
08 내지 12 LSP2 5 실제 제1의 5계수와 LSP1에 의해 주어진 계 수간의 벡터 양자화 차이의 코드워드
13 내지 17 LSP3 5 실제 제2의 5계수와 LSP1에 의해 주어진 계 수간의 벡터 양자화 차이의 코드워드
18 내지 25 M1 8 장기간 예상기용 피치 주기-최초 5㎳ 서브 블럭
26 1 패리티 체크 비트(사용되지 않음)
27 내지 39 CB1 13 최초 5㎳ 서브블럭의 여기 위치의 코드북 코드
40 내지 43 S1 4 코드북 펄스 사인
44 내지 50 G1 7 이득
51 내지 55 M2 5 장기간 예언기의 피치 주기-두번째 5㎳ 서 브블럭(M1과 다르게 표현됨)
56 내지 68 CB2 13 두번째 5㎳ 서브블럭의 여기 위치의 코드북 코드
69 내지 72 S2 4 코드북 펄스 사인
73 내지 79 G2 7 이득
이러한 비트들의 민감도는 각각의 비트에서,
(a) 비트를 변환(즉, 100% 에러율로 시뮬레이트)
(b) G.729 복호기의 출력에서 신호 대 잡음비 및 스펙트럼 왜곡을 측정하므로써 측정되었다.
도 2에 나타난 결과에서, 표 1에서 나타난 바와 같이 가로축은 비트 인덱스 번호를 나타내고 세로축은 신호 대 잡음비(SNR)를 나타낸다. 주목할만한 민감도 변화를 볼 수 있다. 뒤에 참조할 도 3에서 SNR의 올림차순으로 기입된 동일한 결과가 나타난다.
각각의 변수를 나타내기 위해 그레이 코드를 사용하여 수행된 유사한 테스트가 피치 파라미터(M1,M2) 및 코드워드(CB1,CB2)상에서 SNR이 약간 개선된 것을 나타내고 있지만, 다른 측면에서는 성능이 더 떨어지고, 이러한 이유로 그레이 코드는 유닛(3)에 의해 그들 4 파라미터에만 적용된다. 자연적으로 "CB1,CB2"에서 서로 유사한 자극을 나타내는 코드북 엔트리로 지정되는 인접한 그레이 코드에서 우연한 개선이 있을 수 있다.
이제 중첩 부호화로 돌아와서, 이 실시예에서 사용된 기본 코드는 1/3비율 코드이고, 다음의 발생기 다항식에 의해 정의된다:
g1=1+X2+X3+X5+X6
g2=1+X+X2+X3+X6
g3=1+X+X2+X3+X4+X5+X6
또한, 이 코드의 두 개의 펑추어드 변형, 즉 대체 비트(g3)가 빠진 2/5 레이트를 갖는 제2 코드 및 모든 비트(g3)가 빠진 1/2 레이트를 갖는 제3 코드가 사용된다. 펑추어드 코드는 그 자체로 잘 알려져 있다 - 예를 들어 J. Hugenaur, N. Seshadri 및 C.E.W. Sundberg의 IEEE Vehicular Technology Conference, "The Performance of Rate-Compatible Punctured Codes for Future Digital Mobile Ratio"(1998. 6) 참조.
프레임내에 지정된 코드들의 비트 위치는 다음과 같다:
비트 번호 레이트 발생된 비트 사 용
3 1/3 9 CRC 비트
26 1/3 78 음성 부호기 비트
34 2/5 85 음성 부호기 비트
7 1/2 14 음성 부호기 비트
12 2/5 30 음성 부호기 비트
6 1/2 12 꼬리 비트
88 228
ETSI GSM 이동 무선 표준 및 잔류 비트 에러율(RBER) - 즉, 비터비 복호기에 의해 복호화한 후의 에러율 - 을 위해 ETST:TM3/TCH-HS(TD 제89/1호), "Error patterns for the qualification test of TCH-HS"에 기술된 것 처럼 에러 테스트 화일(EP3)을 사용하여 시뮬레이트된 전송 에러 상태하에서 12000프레임에서 중첩 부호기가 테스트되었다. 이러한 테스트에서, 순환적인 용장도 검사가 수행되었고, 이 테스트에서 실패한 프레임은 거절되었다. 도 4(및 RBER의 올림차순으로 도 5)에 거절되지 않은 RBER 결과가 각각의 음성 비트 위치에 기입되어 있다.
물론 도 5와 도 3의 민감도 분포를 비교하는 것이 형태의 아이덴티티를 나타내는 것은 아니다: 게다가 그러한 아이덴티티는 아마 성취가능하지도 않을 것이며; 또한 후술되는 바와 같이 다수의 다른 고려 대상이 적용된다.
어셈블리 유니트(4)에서 수행되는 코더 및 CRC 비트의 프레임 위치로의 할당은 표 3에 도시된 바와 같다.
이러한 할당을 강조하는 것은 하나가 음성 코더로부터 중첩 부호기로 공급된 프레임내 낮은 에러율 위치로 민감도 강한 비트를 할당하는 개념이다. 만일 이것이 고려 대상이었다면, 하나는 SNR의 올림차순으로 음성 코드 비트를 간단히 취하고, 그리고서 RBER의 올림차순으로 프레임 위치로 할당한다. 이것은 물론 작동가능한 시스템을 생산하지만, 앞서 주어진 할당은 일부 이점을 갖는다. 먼저, 디코드된 출력으로 에러가 발생하도록 채널 에러 상태가 레벨에 도달하면 중첩 코드의 디코딩에서 일반적으로 사용되는 비터비 복호기의 특성이 되고, 그러면 그러한 에러들은 예를 들어 정확하지 않은 연속적인 디코드된 비트들의 쌍으로 그룹화되는 경향이 있다. 따라서, 음성 복호기 파라미터 중 동일한 하나로 연속적인 프레임 위치를 할당하지 않는 것이 적절하다; 즉, 비트 인터리브의 정도 또한 중첩 코딩에 앞서 적용된다. 이것은 분리된 동작으로서 수행되지는 않지만 할당표에서 고유적인 것이다.
제 2 고려 대상은 신호 대 잡음비가 유용한 표시를 하는 동안임에도 불구하고, 한 파라미터상의 에러 효과가 또다른 파라미터내 에러보다 청취자에게 좀더 불쾌할 수 있다는 점에서 SNR이 양쪽 예에서 동일할지라도 일부 음성 코더 파라미터가 다른 것들보다 더 주관적으로 민감한 것으로 밝혀지는 것이다. 따라서, 상기 할당표는 청취 테스트에 기초하여 음성 코더 비트의 특정 비트들이 SNR형이 제안하는 것보다 더(또는 덜) 에러가 없는 프레임 위치로 할당되었다는 사실 또한 반영한다. 만일 예를 들어 대응하는 할당 프레임 위치의 측정된 RBER에 대해 그래픽적으로 각각의 음성 코더 비트의 측정된 SNR을 기입하므로써 상기 할당의 효과를 검사하는 경우, (4㏈이하의 SNR을 가진) 매우 감응적인 비트 모두는 20 이하의 RBER값을 가진 프레임 위치를 차지하고, 16 이상의 SNRs을 가진 비트는 80 이상의 RBERs을 가진 프레임 위치를 차지하는 동안, "간단한" 할당 방법만을 기초로 하여 보여지도록 요구되므로 도면은 단조롭게 증가하는 회선에 관해 주목할만한 산란을 도시하고 있다는 것을 알 수 있다.
도 6에 재주문 유니트(4)이 좀더 상세하게 도시되어 있다. 그것은 88비트 직렬 입력, 병렬 출력 시프트 레지스터(41)로 구성되어 있고; 79비트는 음성 코더 출력 비트이고, CRC 유니트(5)의 3출력과 6 제로(꼬리링 비트)는 상기 비트 할당표에 따라 병렬 입력으로 연결된다. BUT 발생기(10)로부터 프레임 펄스(ff)에 의해 병렬로 로드되고, 클록 발생기로부터 88x프레임율 펄스(f1)에 의해 비트가 클록된다. 편리하게 설명하기 위해 그레이 코더(3)가 분리된 유니트(3a 내지 3d)으로 도시되어 있다. 명확성을 위해, 표 3에 세트된 소수 연결만이 도시되어 있다. 다음의 설명에서, PISO 레지스터(41)의 출력이 u(k)로 언급되고, 이때 u(0), u(1), 및 u(3)은 CRC 비트이다.
u(3) 내지 u(81)은 표 2의 "중첩 부호기 비트"행 및 도 6의 박스(41)에서 동일한 순서로 0 내지 78까지 번호가 매겨진 음성 코더 비트이다; u(82) 내지 u(87)는 제로(트레일링 비트)이다.
도 7에 중첩 부호기(6)가 도시되어 있고, 6 지연 단계(61 내지 66) 및 앞서 주어진 발생기 다항식에 따라 지연 단계의 탭과 연결된 3 배타적 논리합 게이트(66,67,68)를 가지고 있다. 출력은 g1(k), g2(k), 및 g3(k)가 된다.
도 8에 마스킹 유니트가 도시되어 있다. 제 1(1/3 비율) 코드가 사용되는 경우, 모든 비트(g1(k),g2(k),g3(k))는 순환적으로(g1(0), g2(0), g3(0), g1(1), g2(1)등) 유니트의 출력으로 전송된다. 제 2(중첩) 코드(2/5비율)가 유효한 경우, 제 3 (1/2 비율) 코드가 사용될 때 모든 비트들(g3)이 제외되는 동안 마스킹 유니트는 비트들(g3(k))중 교대 비트들을 빼도록 서브한다. 도시된 바와 같이, 비트(g1,g2,g3)는 클록 펄스(ψ1)의 제어하에서 직렬 입력 병렬 출력 시프트 레지스터(81,82,83)(각각이 88비트 캐패시터) 각각으로 클록되고, 그러면 길이가 228비트인 병렬 입력 직렬 출력 시프트 레지스터(84)로 클록 펄스(ψf)에 의해병렬로 로드되고, 그래서 다시 ψ1을 사용하여 직렬로 클록될 수 있다. 소수 연결만이 도시되어 있다; 다음의 k값에서 비트(g3(k))는 생략되는 것을 제외하고, 이들은 언급된 순서대로 연결되어 있다:
k = 30,32,34...64(즉, 30부터 62까지의 짝수)
k = 63 부터 69 포함
k = 71,73,75,...81(즉, 71부터 81까지의 홀수)
k = 82 부터 87 포함
출력 비트는 c(k)라고 한다.
중첩 코드의 효과 및 다음의 중첩은 u(0),...,u(87) 항으로 코드된 비트들(c(0),c(1),...,c(227))을 표현하므로써 요약될 수 있다:
CRC비트 및 분류 Ⅰ:
c(3k) = u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)
c(3k+1) = u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)
c(3k+2) = u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(k-6)
여기에서 k = 0,1,...,28
분류 Ⅱ:
분류 Ⅲ:
c(2k+45) = u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)
c(2k+46) = u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)
여기에서 k = 63,64,...,69
분류 Ⅳ:
여기에서 k = 70,72...80
꼬리:
c(2k+52) = u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-5)+u(k-6)
c(2k+53) = u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)
여기에서 k = 82,83,...,87
유니트(8,9)에 의해 수행되는 인터리브 기능은 임의적이고, 만일 포함되는 경우 다수의 알려진 알고리즘 중 어떤 알고리즘에 의해 수행될 수 있다. 그러나, 현 환경을 위한 특히 적절한 구현은 59단계 크기를 갖는 모듈로 연산을 사용하는 다음과 같다. 이 값은 특정 무선 채널을 통한 버스트 에러 수행을 최대한으로 활용하기 위해 시도 및 에러에 의해 선택되었고, 특정 채널 조건에 적합하게 하기 위해 변화될 수 있다.
중첩 코드된 펑추어드된 시퀀스의 각 프레임(c(k))은 사상을 이용하여 새 프레임(l(j))으로 사상된다.
m(j) = 59j mod 228 for j = 0,...,227
그리고 l(j) = c(m(j))
예를 들어, 유니트(8)을 인터리브하는 내부 프레임으로부터의 출력 프레임(l)의 비트(l(4))가 그 입력의 비트(c(5))로부터 얻어진다;
j = 4
m(j) = m(4) = [59×4] mod 228 = 233 mod 228 = 5
l(4) = c(m(4)) = c(5)
도시되었지만, 명확성을 위해 분리된 유니트(8)으로서, 이 기능은 도 8에서 시프트 레지스터(84)와의 연결을 재배치하므로써 간단하게 구현될 수 있다.
유니트(9)에서 수행된 프레임간 인터리브은 전송을 위해 114비트 프레임(B1,B0) 생성이 요구된다는 가정하에 다음과 같이 수행될 수 있다. 그러한 프레임 쌍 각각은 프레임(l(j))중 4 프레임으로부터의 비트를 포함한다. 현재 프레임을 l0,l1,마지막 등으로 언급하도록 한다. l과 B간의 사상은 다음과 같이 주어진다;
B1(k) = l3-k·mod 4(k) 여기서 k = 0,1,...,113
B0(k) = l3-(k+2)·mod 4(k+114) 여기서 k = 0,1,...,113
B1및 B0은 4개 음성 프레임으로부터 데이터 비트를 전달하고, 그들은 그 순서대로 전송된다. 도 12는 프로세스가 처리되는 방법을 설명하고 있다. 하나의 228비트 프레임이 싱글 프레임으로부터 각각의 블록에 28 또는 29비트를 할당하는 고정된 패턴으로 8개 114비트 블록에 걸쳐 스프레드되는 방법을 주목해야 한다.
상기 실시예에서 CRC 유니트(5)은 다항식 1+X+X3에 따라 작동하고, 3개 1비트 지연(51,52,53) 및 2개 배타적 논리합 게이트(54,55)를 가진 도 9의 회로에 의해 구현될 수 있다. CRC 비트가 그로부터 생성되는 32비트는 직렬로 입력(56)으로 공급된다. 사용된 32비트는 중첩 코드로 공급된 프레임중 앞의 26비트와 마지막 6개음성비트-즉, u(3) 내지 u(28) 및 u(76) 내지 u(81)이다. 일반적으로, 프레임의 시작과끝에서 비트를 선택하므로써, "좋지 못한 프레임"을 식별하기 위한 수신기 검사의 효과가 향상되고, 따라서 남아있는 "좋은 프레임"에서의 에러율은 개선된다. 24 및 8에 반대되는 시작에서의 26 및 끝에서의 6의 선택은 테스트동안 측정된 좋은 프레임 에러율을 최소화하기 위해 시도 및 에러에 의해 이뤄졌다.
도 10은 도 1의 장치에서 사용하기 위한 적절한 수신기를 나타내고 있다. 입력(110)에서 수신된 신호는 전화선 또는 무선 링크와 같은 통신 경로를 통해 도달하고, 복조된 비트뿐만 아니라 소프트 디시젼 복호기에 의해 사용하기 위한 확인 측정도 제공하는 복조기에 의해 복조된 것으로 가정된다. 본 명세서의 목적을 위해, 사용된 변조 계획은 심볼 당 1비트를 전송하여, 확인 측정이 각각의 비트에 제공되는 것으로 가정한다. 그러나, 항상 그런 경우만 있는 것은 아니다; 심볼 당 1비트 이상을 전달하는 전송 시스템에서는 하나가 각각의 심볼을 위한 확인 측정(들)를 얻는다. 그러면 이러한 데이터는 프레임간 인터리브기(112)에 따라 채널 이퀄라이저(111)로 공급되고, 양쪽 모두 종래의 구조를 갖는다. 이것은 그 기능이 후술될 소프트 디시젼 변형 유니트(113) 및 프레임간 인터리버(114)에 의해 뒤따른다. 유니트(112,114)은 도 1의 인터리버(8,9)의 효과를 제거한다. 그러면 신호는 마스커(7)에서 삭제된 "g3" 비트를 비트 스트림으로 재삽입하는 "디마스커"(115)로 통과한다. 물론, 이러한 비트들의 값은 알려지지 않고, (펑추어드된 코드의 복호화에서 일반적인 것과 같이) 하나는 제로의 확인 측정을 수반하는 제로의 비트값을 삽입할 수 있다. 때때로 제로(또는 하나)를 삽입하는 것이 복호기 바이어스내에서 일어날 수 있고, 만일 요구된다면 랜덤 비트값이 삽입될 수 있다.
이제 신호는 제1 (1/3 레이트) 중첩 코드에 따라 포맷되었고, 그 코드에 따라 동작한 (종래 구조의) 비터비 복호기(115)로 공급된다. CRC 유니트(117)은 순환 용장도 검사를 수행하고, 복호기 비트는 "119"에서 떨어지는 그레이 코드된 비트를 가진 음성 복호기(120)(G.729)에 의한 사용을 위해 어셈블된다(118).
순환 용장도 검사의 출력은 실패한 상황에서 관련된 디코드된 프레임이 취소되도록 음성 복호기(12)로 공급되고, 음성 복호기는 G.729 표준에서 기술된 에러 은폐 방법을 사용하여 취소된 정보를 재생성한다. 그러나, 그러한 방법이 검출할 수 있는 에러의 수가 제한되고, 그래서 채널 상태가 극도로 나쁜 경우 에러의 수는 "좋지 못한 프레임" 표시가 얻어지지 않게 될 수 있다는 것을 알게 된다. 따라서, 추가적으로, 에러 검출기(122)가 제공되고, "프레임 스코어"(b)를 형성하기 위해 한 프레임의 각각의 비트의 확인 측정을 합하도록 돕는다, 즉
여기서 e(k)는 0내지 +127 범위내의 확인 측정이다. 이 프레임 스코어는 에러 검출기(122)가 소프트 디시젼 변압기(113)으로부터 그 입력을 수신하는 경우에 후술된 바와 같은 소프트 디시젼 변형 프로세스후에 동일하게 잘 연산될 수 있다.
임계값은 "123"에서 적용되고, 만일 "b"가 (예를 들어) 2100을 초과하는 경우 좋지 못한 프레임 표시는 b > 2100에서와 함께 모든 프레임에서 거절 또한 발생하도록 CRC 검사 유니트(117)으로부터의 출력과 함께 OR 게이트(124)에서 결합되는 출력이 된다. 만일 e(k)에 다른 값의 범위가 사용되면, 다른 임계값이 적절할 것이다.
이제 소프트 디시젼 변형 유니트(113)으로 돌아가 보자. 비터비 복호기의 소프트 디시젼 입력이 채널 이퀄라이저(111)에 의해 생성된다. 이상적으로 이러한 입력은 발생된 비트 에러의 가능성에 대수적으로 반비례, 또는 다르게 표현하면 에 비례하고, 이때 Pe는 질의에서 비트내 에러 확률이다. 그러나 테스트는 이것이 항상 그러한 경우인 것은 아니라는 것을 보여준다. 채널을 테스트하는 방법은 다음과 같다:
(a) 테스트 데이터 전송
(b) 수신된 데이터 기록 및 확인 측정(e(k)) 연관
(c) 비트가 에러인지를 결정하기 위해 수신된 데이터와 원래 데이터를 비교
(d) e(k)(0에서 127)의 각각의 값에서, 그 측정과 함께 수신된 비트의 수(N) 및 실제로 에러인 비트의 수(n)를 카운트;
Pe = n/N 연산하면, ε = .
도 11은 e에 대한 일반적인 ε의 구성을 나타내고 있다. 보이는 바와 같이, 이것은 직선으로부터 크게 벗어나 있다. 비터비 알고리즘은 실제 로그 에러 가능성이 사용되는 경우에 최상의 결과를 산출한다. 이것은 그것이 누산 거리 행렬을 얻기 위해 이러한 값들을 더함으로써 동작했고, 대수적인 관계가 유착되지 않는다면 (정말로 요구되는 것인) 에러 확률의 결과물을 취하는 것에 상당하지 않기 때문이다.
따라서, 변형 유니트(113)의 목적은 이러한 비선형 특성의 정정을 제공하는 것이다. 그것은 주소로서 e를 사용하여 액세스된 128위치를 갖는 조사 테이블로서 구현된다. 조사 테이블의 내용은 도 11의 e의 값이 된다, 즉
e = 0 부터 127 인 경우 :
ε(e) = {
0, 1, 2, 3, 5, 7, 9, 11, 13, 15,
18, 20, 23, 25, 27, 30, 32, 35, 37, 39,
42, 44, 47, 48, 51, 52, 55, 57, 59, 61,
63, 65, 67, 69, 70, 72, 74, 77, 77, 79,
82, 81, 85, 86, 89, 87, 92, 91, 95, 95,
96, 94, 95, 107, 107, 112, 109, 115, 108, 106,
114, 119, 114, 107, 127, 110, 105, 126, 126, 126,
117, 127, 127, 127, 125, 127, 125, 127, 127, 127,
124, 115, 127, 127, 127, 127, 123, 127, 127, 127,
127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127,
127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127,
127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127,
127, 127, 127, 127, 127, 127, 127, 127}
이러한 사상은 사용중에 채널 이퀄라이저에 적합해야 한다는 것에 주목해야 한다: 일반적으로, 각각의 이퀄라이저는 그 자신의 특성을 가질 것이고, 따라서 조사 테이블의 내용은 앞서 설명한 바와 같이 특정한 디자인상에서 수행된 테스트에 기초할 필요가 있다. 만일 요구된다면, 시스템은 상기한 방법을 사용하여 간격에서 분석될 수 있는 알려진 테스트 시퀀스 및 조사 테이블의 내용을 갱신하기 위해 사용된 결과를 포함하는 전송에 적응되게 될 수 있다.

Claims (14)

  1. 수신된 신호를 처리하여 확인 측정 신호를 공급하고 소프트 디시젼 복호기를 사용하여 상기 수신된 신호를 복호화 하는 방법에 있어서:
    (a) 알려진 신호를 수신하고;
    (b) 상기 수신된 알려진 신호를 위한 상기 확인 측정 신호가 상기 수신된 알려진 신호의 에러 통계의 대수적 표현과 다른 정도를 나타내는 데이터를 저장하고;
    (c) 알려지지 않은 신호를 수신하고;
    (d) 상기 수신된 알려지지 않은 신호를 위해 교정 성분을 상기 확인 측정 신호에 인가하고, 상기 교정 성분은 상기 확인 측정이 상기 대수적 표현과 다른 정도를 감소시키기 위해 상기 저장된 데이터로부터 도출되며;
    (e) 상기 소프트 디시젼 복호기를 사용하여 상기 교정된 신호를 복호화 하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호의 프레임을 위해 상기 확인 신호의 합을 형성하고; 및
    상기 합을 임계값과 비교하여 상기 프레임의 품질을 나타내는 신호를 공급하는 단계가 포함되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 수신된 신호를 처리하여 확인 측정 신호를 공급하고;
    상기 신호의 프레임 주기를 위해 상기 확인 측정 신호의 합을 형성하고; 그리고
    상기 합을 임계값과 비교하여 상기 프레임의 품질을 나타내는 신호를 공급하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 복호화 방법.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 프레임의 품질을 나타내는 신호에 응답하여, 상기 임계값에 의해 결정된 품질보다 더 낮은 품질의 프레임들은 더 다른 처리를 받게하는 단계가 포함되는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 수신된 신호를 처리하여 확인 측정 신호를 공급하는 수단;
    상기 확인 신호가 상기 수신된 신호의 에러 통계의 대수적 표현과 다른 정도를 감소시키기 위해 상기 확인 측정 신호에 교정 성분을 인가하는 실행 가능한 번역 수단; 및
    교정된 신호를 복호화하는 소프트 디시젼 복호기를 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 복호용 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 교정 성분은 :
    (a) 알려진 신호를 수신하고;
    (b) 상기 수신된 알려진 신호를 위해 상기 확인 측정 신호가 상기 수신된 알려진 신호의 에러 통계의 대수적 표현과 다른 정도를 나타내는 데이저를 저장하는 단계를 수행하는 테스트를 통해 도출되는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서,
    상기 신호의 프레임 주기를 위한 상기 확인 측정 신호의 합을 형성하는 수단; 및
    상기 합을 임계값과 비교하여 상기 프레임의 품질을 나타내는 신호를 공급하는 수단이 포함되는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 수신된 디지털 신호를 처리하여 확인 측정 신호를 공급하는 수단;
    상기 신호의 프레임 주기를 위해 상기 확인 측정 신호의 합을 형성하는 수단; 및
    상기 합을 임계값과 비교하여 상기 프레임의 품질을 나타내는 신호를 공급하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 신호 복호화 장치.
  9. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,
    상기 프레임의 품질을 나타내는 신호에 응답하여 상기 임계값에 의해 결정된 품질보다 낮은 품질의 프레임들에게 더 다른 처리를 강제하는 실행가능한 수단이 포함되는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 연속되는 각 프레임 주기를 위해, 데이터 비트들을 프레임 시퀀스에 포맷시키고, 중첩 복호기를 통해 상기 비트를 부호화 하고, (a) 상기 프레임 시퀀스의 전단에 포맷된 비트 및 (b) 상기 프레임 시퀀스의 종단에 포맷된 비트의 함수인 에러 검사 비트를 발생을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 비트의 전송 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 비트는 (a) 상기 프레임의 최초 50% 에서 취해지고 (b) 상기 프레임의 최종 25% 에서 취해지는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 데이터 비트를 프레임 시퀀스로 포맷시키는 수단;
    중첩 부호화 수단; 및
    (a) 상기 프레임 시퀀스의 전단으로 포맷된 비트 및 (b) 상기 프레임 시퀀스의 종단으로 포맷된 비트의 함수인 에리 검사 비트를 발생하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 비트 전송 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 비트는 상기 프레임의 최초 50%에서 취해지고 상기 프레임의 최종 25%에서 취해지는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 첨부된 도면을 참고로 본 명세서에서 충분히 설명된 것을 특징으로 하는 디지털 신호 복호화 장치.
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