KR20010006205A - 데이터 프레임 형태의 데이터 전송시 프레임 에러 레이트를 줄이는 방법 - Google Patents

데이터 프레임 형태의 데이터 전송시 프레임 에러 레이트를 줄이는 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 데이터 전송 시스템에서 데이터 프레임의 형태로 전송될 정보의 프레임 에러 레이트를 줄이기 위한 방법에 관한 것으로, 여기서 전송될 정보는 데이터 프레임들(102, 202)로 나눠진다. 데이터 프레임(102, 202)은 전송될 정보의 일부를 이용하여 생성된 에러 보정 데이터로 보충된다. 에러 보정 데이터의 생성에 사용될 정보의 적어도 일부가 에러 보정 코딩(107, 206)에 의해 보호되며, 이에 따라 에러 보정 코딩될 데이터 프레임(108, 207)이 얻어지고, 여기서 보호된 정보의 상이한 부분들은 상이한 에러 레이트들(BER)을 가진다. 에러 보정 코딩될 데이터 프레임들(111, 112)은 데이터 전송 채널상에서 전송기로부터 수신기로 전송된다. 보호된 정보의 적어도 일부의 에러 레이트는 에러 보정 코딩에 의해 보호되고 에러 보정 데이터의 발생에 사용되는 정보 부분(207)을 전송 단계에서 정형화함으로써 균등하게 된다.

Description

데이터 프레임 형태의 데이터 전송시 프레임 에러 레이트를 줄이는 방법{Method for decreasing the frame error rate in data transmission in the form of data frames}
데이터 프레임 형태의 데이터 전송에 있어서, 전송될 정보는 보통 정규 길이의 데이터 프레임들로 나눠진다. 주요한 정보에 더하여, 데이터 프레임들은 제목 정보 및 데이터 프레임 전송시에 요구되는 그외의 다른 정보를 또한 포함할 수 있다. 데이터 프레임은 전송기에서 라디오 채널 또는 다른 무선 전송 채널등을 포함할 수 있는 전송 채널을 통해 수신기로 전송된다. 전송 채널은 전기 장치들에 의해 야기된 점화 간섭과 같은 교란, 또 한편으로는 라디오 전송기들과 같은 무선 데이터 전송에 사용되는 다른 유사한 종류의 장치들에 의해 야기된 간섭에 노출된다. 또 다른 고려할만한 교란의 원인은, 특히 이동가능한 송수신기 장치들에 있어서 수신될 신호가 상이한 길이의 여러 경로를 통해 수신기로 들어간다는 사실이고, 따라서 수신될 신호를 왜곡시키게된다. 따라서, 전송 에러를 줄이기 위해서는, 에러 보정 데이터 또는 적어도 에러 검출 데이터가 보통 데이터 프레임에 더해져야 한다. 에러 보정 데이터를 더하는 한 방법은 소위 컨벌루션 코드(convloutional codes)의 사용이다. 즉, 전송될 정보가 적합한 컨벌루션 코드를 사용하여 부호화되고, 컨벌루션-부호화된 정보는 데이터 전송 채널로 전송된다. 수신 단계에서, 동작은 수신된 데이터 전송 스트림으로부터 전송된 정보를 분리하기 위해 반대로 된다. 에러 검출 데이터로 사용되는 것은, 전송될 정보나 적어도 그 일부로부터 산출된 패리티(parity) 검사 데이터가 가장 일반적이다. 그러한 종래의 패리티 검사 방법 하나는 소위 주기적 반복 검사(Cyclic redundancy check;CRC)이다. 따라서, 수신단에서, 수신된 정보는 그 해당 동작하에 놓여지고, 수신단에서 형성된 패리티 검사 데이터는 수신된 패리티 검사 데이터와 비교된다. 데이터가 같으면, 수신 장치는 데이터가 바르게 수신되었다고 결론짓는다. 산출된 것과 수신된 패리티 데이터가 같지 않으면, 수신 장치는 수신된 데이터 프레임이 적어도 부분적으로 오류가 있었다고 단정한다. 이런 후에 재전송을 요청하거나 보간등에 의해 오류가 있는 프레임을 디코딩하려는 시도가 가능하다.
에러 보정 방법을 사용하여, 적어도 몇 개의 잠재적 전송 에러들을 보정할 수 있고, 이때 모든 에러 상황들에 있어 재전송이 필요한 것은 아니다. 그러나, 에러 검사 방법이 사용될 때, 바름 또는 오류만이 검출되고, 재전송은 에러 상황에서 요청됨으로써 데이터 전송을 지연시키게한다. 이 코드들은 또한 외부 코드와 내부 코드로 불려질 수 있다. 외부 코딩은 내부 코딩 전에 행해진다. 따라서, 외부 코딩에 의해 형성된 코딩 데이터는 추가로 내부 코딩을 당함으로써 전송의 신뢰도를 개선시킨다. 외부 코드는 보통 에러-검출 코드이고 내부 코드는 에러 보정 코드이나, 이들이 서로 반대가 될 수도 있다. 코딩은 또한 두 코드 이상을 연쇄시킬 수 있다.
현재의 디지털 이동 통신 시스템에서, 음성도 데이터 프레임의 형태로 전송된다. 예를들어 이동통신을 위한 전역 시스템(Global System for Mobile Communication; GSM)에 있어서, 풀 레이트(full rate) 음성 통신 채널상의, 오디오 신호로 구성된 디지털 정보의 대부분이 에러 보정 코딩에 의해 보호된다. 음성 부호화기에서, 각 20ms의 음성 시퀀스에 대해 260개의 음성 패러미터 비트들이 형성된다. 이들 260비트 중에, 주관적으로 최대의 중요성을 가진 182 비트들이 에러 보정 코드로 보호된다. 이들 182비트들은 1/2 코딩율로 컨벌루션 코딩을 당하게된다. 즉, 전송 채널로 전송될 두 개의 비트가 각 정보 비트에 대해 형성된다. 나머지 78개의 비트들은 보호 없이 전송된다. 즉, 그들중 가능한 에러들은 수신 단계에서 검출되지 않는다.
수신된 데이터 프레임의 비트(심볼) 에러율은 데이터 프레임들의 전송에 사용되는 에러 보정 방법의 에러 보정 용량을 때때로 초과할 수 있다. 그 결과, 모든 에러들이 다 보정될 수는 없으며, 이때 가장 일반적인 절차는 그러한 데이터 프레임들의 재전송을 요청하거나, 가령 음성 코딩시 앞서 수신된 데이터 프레임들을 기초로 하여 합성된 데이터 프레임을 형성하도록 시도하는데 있다. 데이터 프레임들의 합성은 오디오 및 비디오 신호의 전송시에 어느정도 사용될 수 있으나, 예를들어 데이터 신호들의 전송시 합성된 데이터 프레임을 사용하는 것은 가능하지 않다.
수신기의 에러 보정 용량이 초과될 때, 에러 보정후 여전히 남아있는 에러들을 검출하는 것이 중요하다. 그런 오류 정보는 전송된 정보를 재구성할 때 수신기에서 사용되어서는 안된다. 예를 들어 GSM 시스템의 풀 레이트 트래픽 채널에서, 보정되지 않은 에러들의 검출은 세 개의 패리티 검사 비트를 형성함으로써 CRC 코딩에 의해 행해진다. 이들 패리티 검사 비트들을 만들 때, 각 데이터 프레임으로부터 50비트들이 사용되며 이들은 전송될 정보에 있어 가장 중요하다. 따라서 이들 50 데이터 프레임 비트들은 수신기에서 상응하는 동작을 겪고, 패리티 검사 비트들은 데이터 프레임과 함께 전송된 패리티 검사 비트들과 비교되며, 이때 일어날 수 있는 변화들이 데이터 전송시 에러가 있었는지를 가리킨다.
GSM 시스템에서, 음성 디코딩은 모든 에러들을 보정하는 것이 가능하지 않았던 모든 데이터 프레임들을 거부할 것이다. 이들 데이터 프레임들은, 앞서 수신된 허용가능한 데이터 프레임들을 기초로 형성된 데이터 프레임에 의해 대체된다. 오류 데이터 프레임들의 개수가 상대적으로 적으면, 대체된 데이터 프레임들은 디코딩된 음성 신호의 품질을 크게 손상시키지는 않는다. 그러나, 오류 데이터 프레임들의 개수가 증가하면, 그 효과가 음성 신호에서 점차 또렷하게 들려질 수 있다. 이것은 디코딩된 음성 신호를 더 이상 알아들을 수 없게 만들 수도 있다.
도 1a는 종래기술에 의한 음성 코딩 시스템을 도시한 블록 다이어그램이다. 이것은 GSM 시스템의 풀 레이트 음성 코딩 시스템의 예이다. 도 1a는 음성 코딩, 패리티 검사 비트의 추가, 그리고 컨벌루션 코딩을 보이는 블록 다이어그램이다. 도 4는 종래 기술에 따라 GSM 이동 통신 시스템의 음성 신호 전송에 사용되는 이러한 채널 코딩을 보이는 플로우 차트이다.
음성 신호는 프레임들, 또는 어떤 길이의 시간 간격으로 분할되고, 이 시스템에서 그것은 20ms이다. 각 프레임은 독립적으로 부호화된다. 따라서 20ms의 각 음성 신호 프레임은 디지털 형태의 음성 패러미터 그룹을 양산한다. 음성 신호로 이뤄진 디지털 음성 샘플(100)은 음성 패러미터 프레임을 형성하기 위해 음성 인코더(101)에서 부호화된다. 음성 인코더는 그 음성을 13.0kbit/s의 비트 스트림으로 압축한다. 각 20ms의 음성 프레임으로부터, 인코더는 음성 패러미터 프레임(102)(401단계)을 만들어내는 260개의 음성 패러미터 비트들을 형성한다.
이 음성 패러미터 프레임(102)은 가령 에러 보정 코딩으로 보호될 비트들과 보호되지 않고 남겨질 비트들로 비트들을 그룹짓기 위해 채널 인코더(104)로 더 전송된다. 또한, 채널 인코더는 에러 검출 정보를 형성하는데 이용되며, 이때 몇몇 음성 패러미터들이 그 산출을 위해 사용된다.
음성 패러미터 프레임(102)에서, 각 패러미터에 대한 비트들은 중요도의 내림차순으로 배열된다. 즉, 가장 중요한 비트들이 데이터 프레임의 시작부에 보다 가깝게 있는다. 이런 후에, 비트들은 그룹핑 블록(103)에서 우선 중요도의 순서로 배열되어, 음성 패러미터 프레임(102)의 모든 비트들에 대해 가장 중요한 비트들이 데이터 프레임의 시작부분(왼쪽 편)에 놓여지고, 가장 덜 중요한 비트들이 끝부분(오른 편)에 놓여지도록 한다. 또한, 비트들은 세 개의 그룹으로 나눠진다: 제1블록은 나중 단계에서 채널 코딩에 의해 보호되고 패리티 검사 비트들의 형성을 위해 사용될 50개의 가장 중요한 비트들을 포함하고, 제2그룹의 132비트들은 채널 코딩에 의해 보호되나 패리티 검사 비트들의 형성에는 사용되지 않을 것이며, 제3그룹의 78비트들은 채널 코딩에 의해 보호되지 않은채 데이터 전송 채널상에 전송된다.
다음으로, 비트 그룹핑 블록(103)은 음성 패러미터 비트들을 두 개의 별도 클래스로 나누며, 이들 중 클래스 I은 제1(클래스 Ia) 및 제2(클래스 Ib) 그룹의 상기 비트들을 포함하고, 클래스 II는 제3그룹의 비트들을 구비한다. 주관적으로 최대 중요도를 갖는 클래스 I의 182비트들은 에러 검사 정보를 코딩하기 위한 블록(107)으로 전송된다. 그러나, 클래스 II의 78비트들은 전혀 보호되지 않는다. 다음으로, 50개의 가장 중요한 비트들 중 세 개의 패리티 검사 비트들(CRC)이 패리터 형성 블록(105)(403단계)에서 산출된다. 그리고나서 그 비트들은 제1정렬 블록(106)에서 정렬되어, 음성 패러미터들의 음성에 있어 가장 중요한 비트들이 컨벌루션 코딩시 보다 잘 보호되는 부분(보다 나은 비트 에러비), 즉 보호될 데이터 프레임의 시작부와 끝부에 놓여지도록 한다(404단계). 덜 중요한 비트들 및 세 개의 패리티 검사 비트들은 그 부분의 중간에 놓여지고, 여기서 비트 에러비는 더 나빠진다. 이 상황이 도 3a에 도시되며, 여기서 문자 S는 에러 검사 정보내의 강하게 보호된 비트들을 가리키고, 문자 W는 에러 검사 정보내의 약하게 보호된 비트들을 가리키며, 문자 N은 에러 검사 정보의 형태로 사용되지 않은, 약하게 보호된 비트들을 가리킨다. 또한 그 도 3a에는 각 비트의 비트 에러 가능성을 도시하기 위해 그려진 곡선이 있어, 데이터 프레임의 어느 부분이 보다 잘 보호되고 있고 어느 부분이 보다 약하게 보호되는지를 보인다.
채널 코더를 결국 알려진 단계로 가져가기 위해, 데이터 프레임의 끝부분에 네 개의 꼬리 비트들이 추가된다(405단계). 이 단계에서, 채널 코딩되고 189개의 비트들(50+3+132+4)을 갖는 데이터 프레임은 1/2 비트율의 채널 코더(107)로 전송되어(406단계) 378개의 비트를 가진 채널 코딩된 데이터 프레임을 제공한다.
또한 CRC 비트들에 에러 보정 코딩(107)이 행해져 에러 보정 정보가 데이터 전송시 최대의 신뢰도를 가지고 제공됨을 공고히한다. GSM 시스템의 풀 레이트 음성 채널에서, 에러 보정 코딩은 1/2 비트율 및 네 개의 꼬리 비트들이 추가된 컨벌루션 코딩을 수반한다. 컨벌루션 코딩은 각 182 음성 패러미터 비트들 중 두 개의 비트 및 각 4개의 꼬리 비트들 중 두 개의 비트를, 각 세 개의 CRC 비트들에 대해서와 마찬가지로 생성시킨다. 20ms의 각 음성 프레임의 전체 456비트들이 전송기에 의해 출력(111)에서 발생된다. 이들 중, 78개의 비트들은 클래스 II의 보호되지 않은 비트들이고 378개의 비트들은 컨벌루션 코딩(107)에 의해 형성된다. 컨벌루션 코딩의 출력되어 나가는 비트들(108) 및 보호되지 않은 비트들(107)이 멀티플렉서 블록(110)에서 결합되고, 여기서 멀티플렉서 블록(110)의 출력은 20ms의 음성 신호 프레임으로부터 456 비트들의 표현을 제공한다(407단계). 이 비트 스트림(111)의 비트 레이트는 22.8kbit/s이다.
수신기에서, 상기 동작에 대해 역으로 된 동작이 주로 반대의 순서로 수행된다. 도 1b는 그러한 종래의 수신기의 예를 도시한다. 수신기는 GSM 시스템의 풀 레이트 음성 채널의 수신기로서 사용되도록 되어 있다. 수신된 데이터 프레임(12), 즉 456비트들로된 비트 스트링은 비트 재배열 블록(113)으로 전송되고, 여기서 데이터 프레임 중 채널 코딩된 부분(114) 및 채널 코딩되지 않은 부분(123)이 서로 분리된다. 채널 코딩된 부분은 채널 디코더(115)로 전송되고, 이때 채널 디코더(115)에서 우선 채널 코딩된 부분의 디코딩이 일어난다. 이 단계에서, 에러들의 개수가 에러 보정 코드의 에러 보정 능력내에 있으면, 몇몇 가능한 오류 비트들이 보정될 수 있다. 디코딩된 데이터 프레임(117)은 제2비트 재배열 블록(118)으로 전송되고, 여기서 비트들의 순서는 음성 코더에 의해 배치 순서로 배열된다. 즉, 음성에 있어 가장 중요한 비트들이 데이터 프레임의 왼편에 놓여진다.
이것에 이어서, 패리티 검사 블록(119)은 채널 디코딩된 데이터 프레임이 패리티 검사안의 비트들에 대해 옳은지를 검사한다. 패리티 검사 블록은 데이터 프레임이 옳은지(참) 혹은 틀렸는지(거짓)의 여부에 따라 참(가령 로직 0 상태) 또는 거짓(가령 로직 1 상태)의 값을 가지는 선택신호(120)를 발생한다. 또, 패리티 검사 블록(119)은 패리티 검사 블록의 제2출력(121)으로 채널 디코딩된 데이터 프레임을 운반하고, 그로부터 데이터 프레임은 제2멀티플렉서(122)의 제1입력으로 전송된다. 패리티 검사 블록(119)의 동작은 사용된 패리티 검사 방법등에 의존하고, 그것은 당업자에게 알려져 있는 공지된 기술이다.
수신된 데이터 프레임 중에서 채널 코딩되지 않았거나 보호되지 않은 부분(123)은 제2멀티플렉서(122)의 제2입력으로 전송되고, 여기서 제2멀티플렉서의 출력은 바른 데이터 전송시 음성 인코더(101)에 의해 발생된 음성 패러미터 프레임(102)에 상응하는 음성 패러미터 프레임(125)을 가진다. 멀티플렉서의 출력으로부터, 음성 패러미터 프레임(125)은 선택기(126)의 제1입력으로 전송된다. 합성 블록(124)의 출력은 선택기(126)의 제2입력으로 전해진다. 패리티 검사 블록(119)에 의해 발생된 선택 신호(120)가 선택기(126)의 제어 입력부로 운송되고, 그 선택 신호에 따라 선택기(126)는 선택기의 출력에, 선택 신호(120)의 값이 참이면 제2멀티플렉서(122)의 출력부를 결합하거나 선택 신호(120)의 값이 거짓이면 합성 블록(124)의 출력부를 결합시킨다. 선택기의 출력으로부터, 음성 패러미터 프레임 또는 합성된 데이터 프레임은 음성 신호(128)를 발생하기 위한 음성 디코더(127)로 전송된다.
상술한 시스템에서, 데이터 프레임에 에러 보정이 행해진 후 모든 보호된 비트들이 동일한 비트 에러 가능성을 가지지는 않는다. 이러한 상황은, 알려진 상태에서 시작하고 마치는 컨벌루션 코드에서 일반적인 것이다. 컨벌루션 코딩된 데이터 프레임의 시작과 끝은 데이터 프레임의 중간에 놓여진 비트들보다 더 적은 에러 가능성을 가진다. 프레임 에러 레이트가 에러 보정에 의해 보호된 비트들의 가장 큰(가장 나쁜) 에러 레이트보다 더 적을(더 나을)수 없다는 것이 명백하다. 결론적으로, 에러 보정에 의해 보호된 어떤 비트의 수신시에 에러가 검출되었다면 패리티 검사안에서 보다 잘 보호된 비트들이 바르게 수신되었었다고 하더라도 이 데이터 프레임은 전체가 거부된다. 따라서 현재 알려진 방법을 사용할 때 이러한 상황하에서 에러 보정 효율은 감소된다.
컨벌루션 디코딩된 비트 스트림(117)의 에러는 버스트(bursts)에서 자주 발견된다. 즉, 에러 없는 보다 긴 주기에 이어질 지 모르는 짧은 시간 간격안에서 여러 에러가 나타난다. 또, 에러의 평균 개수는 상대적으로 적을 수 있다. 이것은 버스트-형 에러를 포함하는 사이클이 패리티 검사에 의해 보호된 보호 비트들의 작은 일부에만 놓여지더라도, 전체 데이터 프레임의 거절이라는 결과를 초래한다.
본 발명은 첨부된 청구항 1의 전문에 따른, 정보가 데이터 프레임 형태로 전송되는 데이터 전송 시스템의 프레임 에러 레이트를 줄이기 위한 방법에 관한 것이다. 본 발명은 또한 그 방법에 따른 데이터 전송 시스템 및 첨부된 청구항 11의 전문에 따른 이동국에 관한 것이다.
본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 이하에서 보다 상세히 설명될 것이다.
도 1a는 종래 기술에 따른 음성 인코딩을 도시하는 축소된 블록 다이어그램이다.
도 1b는 종래 기술에 따른 음성 디코딩을 도시하는 축소된 블록 다이어그램이다.
도 2a는 본 발명에 따른 음성 인코딩의 바람직한 실시예를 보이는 축소된 블록 다이어그램이다.
도 2b는 본 발명에 따른 음성 디코딩의 바람직한 실시예를 보이는 축소된 블록다이어그램이다.
도 3a는 종래 기술에 따라 코딩된 데이터 프레임을 보인다.
도 3b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 코딩된 데이터 프레임을 보인다.
도 4는 종래 기술에 따른 코딩을 보이는 축소된 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 코딩을 보이는 축소된 흐름도이다.
본 발명의 목적은 상술한 결함을 상당한 정도로 제거하고 데이터 프레임 형태의 정보 전송을 위한 보다 효과적인 방법을 제공하는데 있다. 본 발명은 에러 보정 및 패리티 검사에 의해 보호된 비트들 사이에서 에러 레이트를 실질적으로 동일하게 조정한다는 사상에 기초하고 있다. 본 발명의 방법은 첨부된 청구항 1의 특징 부분에 기술된 것을 특징으로 한다. 본 발명의 데이터 전송 시스템은 첨부된 청구항 8의 특징 부분에 기술된 것을 특징으로 한다. 본 발명의 이동국은 첨부된 청구항 11의 특징 부분에 기술된 것을 특징으로 한다. 한편, 본 발명은 에러 보정에 의해 보호된 비트들을 위한 에러 보정 용량을 보다 잘 보호된 비트들로부터 보다 약하게 보호된 비트들로 이동시키는 것에 관한 것이다. 이것은 전체 에러 보정 용량이 증가되지 않더라도 프레임 에러 가능성이 감소된다는 것을 일차적으로 의미한다. 프레임 에러 레이트는 특히 음성 신호 전송에 있어 가장 중요한 요소들 중 하나이다. 음성의 인지성은 프레임 에러 레이트가 증가하고 있을 때 급격하게 감소할 것이다.
본 발명은 중요한 잇점들을 제공한다. 본 발명에 따른 코딩을 사용할 때, 평균 프레임 에러 가능성은 현재 알려진 방법들을 사용할 때보다 더 나아진다. 결국, 예를 들어 음성의 품질은 특히 간섭 여건하에서 향상되며, 이때 이런 종류의 이동 통신시스템의 이용 가능성도 또한 개선된다. 에러를 포함하는 데이터 프레임의 재전송을 이용하는 전송 시스템에 있어서, 재전송의 필요성이 감소되고, 이때 통신 채널의 불필요한 부담(loading)도 또한 감소되고 데이터 전송 채널의 성능이 향상된다.
도 2a는 GSM 이동 통신 시스템의 음성 신호 전송에 사용되고 본 발명이 바람직하게 적용되는 장치를 보이는 축소된 블록 다이어그램이다. 이 장치는 예를 들어 이동국의 음성 채널의 수신기가 된다. 다음에서, 본 발명에 따른 방법의 동작이 도 5의 흐름도와 도 2a의 장치를 참조하여 설명될 것이다. 이 예에 사용된 에러-보정 인코딩은 컨벌루션 인코딩이고, 에러-검사 인코딩은 패리티 산출(CRC)이다. 이 설명에 주어진 수치는 단지 예일 뿐이고, 본 발명이 에러-보정 인코딩 및 에러-검사 인코딩을 수반하는 다른 데이터 전송 시스템들에도 역시 적용될 수 있다는 것이 또한 언급되어야 한다.
그렇게 알려진 방법에 있어서, 음신 신호는 음성 인코더(201)로 전송될 20ms의 음성 프레임(200)으로 전환되었다. 20ms의 각 음성 프레임중에서, 음성 인코더(201)는 음성 패러미터 프레임(202)을 형성하는 250개의 음성 패러미터 비트를 생성한다(501단계). 각 패러미터에 있어서, 비트들은 중요도의 내림차순으로 배열되는데, 즉 이 바람직한 실시예에서 가장 중요한 비트들은 덜 중요한 비트들보다 데이터 프레임의 시작부에 더 가깝게 있게 된다. 본 발명에 따른 데이터 전송 시스템에 있어서, 에러 검출 인코딩에 사용될 데이터 프레임 중 보호된 부분의 비트들의 비트 에러율에는 큰 차이가 없다; 결국, 이들 비트들은 중요도의 순서로 배열될 필요가 없다. 따라서, 비트들은 음성 인코더(201)을 떠날때 음성 패러미터 프레임(202)에 있었던 순서를 사용할 수 있다.
또한, 비트들은 세 개의 그룹으로 나눠진다: 제1그룹은 나중 단계에서 채널 코딩에 의해 보호될 50개의 가장 중요한 비트들로 이뤄지고, 이를 기반으로 패리티 검사 비트들등이 생성되며, 제2그룹은 패리티 검사 비트들의 산출에 사용되지는 않을 것이지만 채널 코딩에 의해 보호되는 132개의 비트들로 구성되고, 제3그룹의 78개의 비트들은 채널 코딩에 의해 보호되지 않고 데이터 전송 채널상에 전송되게 되어있다.
비트 그룹핑 블록(203)은 종래 장치의 동작에 대한 기술과 관련하여 이 명세서에 이미 공개된 것에 상응하는 방법으로 음성 패러미터 비트들을 두 개의 상이한 클래스로 나눈다. 클래스 I의 주관적으로 가장 중요한 182 비트들은 에러 보정 및 검출의 인코딩 블록들(205 및 206)로 전송되지만, 클래스 II의 78 비트들은 전혀 보호되지 않을 것이다. 클래스 I의 50개의 가장 중요한 비트들로부터 세 개의 패리티 검사 비트가 패리티 생성 블록(205)에서 산출된다(503단계).
도 5의 흐름도에서, 501단계 내지 503단계는 상술한 바와 같은 종래 기술의 과정에 상응하는데, 즉 음성 패러미터 프레임의 형성(501단계), 세 그룹으로 비트들 분할(502단계) 및 패리티 검사 비트들의 생성(503단계) 과정이다. 도 2a에서도 또한, 장치의 블록들(201 및 203)은 실질적으로 도 1a의 블록들(101 및 103)에 상응하는데, 비트 그룹핑 블록(203)에서 에러 검출 인코딩에 사용될 비트들을 중요도의 순서로 배열할 필요가 없다는 것을 예외로하며, 이때 비트 그룹핑 블록(203)은 종래 기술 장치의 비트 그룹핑 블록(103)보다 더 단순해질 수 있다. 다른 한편, 그 비트들은 보다 큰 개체들로서 배열될 수 있으며, 가령 음성 패러미터들의 순서는 데이터 프레임에서 바뀔 수 있다.
다음으로(504단계), 그룹 1 및 그룹 2의 비트들은 비트들의 배열이 중요도의 순서에 따라 변화되지 않는 방식으로만 채널 코딩될 데이터 프레임으로 조합된다. 비트들의 순서는 따라서 501단계에서 형성된 데이터 프레임의 상술한 것과 동일하다. 패리티 비트들은 지금 즉시 정보 비트들을 따르면서, 보호된 부분에 놓여지기도 한다. 또, 네 개의 꼬리 비트들이 채널 코딩될 데이터 프레임의 끝에 추가된다(505단계). 이 실시예에서, 채널 코딩은 1/3-레이트 코드의 채널 코더(205)를 제공하고(506단계), 이때 이하에 설명되는 것과 같이, 두 개의 생성 다항식에 추가하여 세 번째 생성 다항식이 요구된다. 1/3 컨벌루션 코더는 378비트(=3*(50+3+132+4)) 대신 567 비트로 구성된 데이터 프레임(207)을 생성하기 때문에, 컨벌루션 코딩된 비트들 중 몇몇은 데이터 전송 채널로 전송될 데이터 프레임의 형성 이전에 제거되어야한다. 여분의 비트들의 제거는 정형화(shaping) 블록(208)에서 일어나고, 그 동작은 채널 코더의 동작 설명과 관련하여 이하에서 이 명세서에 보다 상세히 설명될 것이다.
본 발명이 1/3-레이트 코드의 컨벌루션 코딩에 단독으로 한정될 뿐 아니라, 그 이외의 레이트 코드들도 사용될 수 있음이 명백하다. 본 발명은 또한 데이터 전송 채널로 전송될, 에러 보정 코딩으로 보호된 데이터 프레임의 일부가 1/2-레이트 코드 이외의 컨벌루션 코딩으로 코딩되는 시스템에도 역시 적용될 수 있다.
데이터 전송 채널로 전송될 데이터 프레임(212)이 멀티플렉서(211)에서 생성되어(508단계) 컨벌루션 코딩된 데이터 프레임을, 제거된 비트들 및 채널 코딩없이 전송될 제3그룹의 78 비트들의 일부와 결합시킨다. 따라서 이 방법은 보호된 비트들의 비트 에러 레이트를 평준화시키는데 사용될 수 있고, 이때 보다 바른 데이터 전송의 가능성이 높아지거나 프레임 에러 레이트가 감소된다.
도 3b는 상이한 비트들에 대해 데이터 프레임(212)의 비트 에러 레이트를 보인다. 문자 M은 중간 보호되고 에러 보정 정보에 의해 보호된 비트들을 나타내고, 문자 N은 에러 검사 정보의 생성에 사용되지 않는 가장 약하게 보호된 비트들을 나타낸다. 같은 도 3b는 또한 각 비트에 대한 비트 에러 레이트를 도시하도록 그려진 곡선을 보이고 있다. 그 곡선은 데이터 프레임의 어느 부분이 보호가 보다 잘 되고 어느 부분이 보다 약하게 되는지를 나타낸다.
도 2c는 채널 코더(206)를 보이는 축소된 블록 다이어그램이다. 입력 IN은 제1쉬프트 레지스터 D1과 결합기들 SUM1, SUM2, SUM3의 제1입력에 연결된다. 제1쉬프트 레지스터 D1의 출력은 제2쉬프트 레지스터 D2, 제2결합기 SUM2 및 제3결합기 SUM3의 제2입력에 연결된다. 제2쉬프트 레지스터 D2의 출력은 제3쉬프트 레지스터 D3의 입력 및 제3결합기 SUM3의 제3입력에 연결된다. 제3쉬프트 레지스터 D3의 출력은 제4쉬프트 레지스터 D4의 입력, 제1결합기 SUM1의 제2입력 및 제2결합기 SUM2의 제3입력에 연결된다. 또, 제4쉬프트 레지스터 D4의 출력은 제1결합기 SUM1의 제3입력, 제2결합기 SUM2의 제4입력 및 제3결합기 SUM3의 제4입력에 연결된다. 제1결합기의 출력 OUT1, 제2결합기의 출력 OUT2 및 제3결합기의 출력 OUT3는 선택기 MUX의 입력들로 연결되고, 이때 선택기 MUX의 출력은 채널 코더(206)의 출력 OUT을 형성한다. 제1결합기 SUM1의 상태는 식 a(D)(1+D3+D4)에 의해 입력 IN의 상태에 따라 좌우되며, 여기서 a(D)는 입력 IN으로 전송될 정보를 나타내고 (1+D3+D4)는 제1생성 다항식 G1이다. 이와 상응하는 방식으로, 제2결합기의 출력 상태는 식 a(D)(1+D+D3+D4)에 의해 입력 IN의 상태에 따라 좌우되며, 여기서 (1+D+D3+D4)는 제2생성 다항식 G2이다. 본 발명에 따른 채널 코딩에 있어서, 제3생성 다항식 G3 역시 사용됨이 바람직하며, 이 식은 예를 들어 (1+D+D2+D4)이다. 즉, 제3결합기의 출력 상태는 식 a(D)(1+D+D2+D4)에 의해 입력 IN의 상태에 따라 좌우된다. 일반 다항식 G1, G2, G3에 있어서, 인덱스 D는 t-1 순간의 입력 IN의 상태(=제1쉬프트 레지스터 D1의 출력 상태)를 가리키고, D2는 t-2 순간의 입력 IN의 상태(=제2쉬프트 레지스터 D2의 출력 상태)를 가리키고, D3는 t-3 순간의 입력 IN의 상태(=제3쉬프트 레지스터 D3의 출력 상태)를 가리키고, D4는 t-4 순간의 입력 IN의 상태(=제1쉬프트 레지스터 D1의 출력 상태)를 가리킨다. 결합기 SUM1, SUM2, SUM3의 출력은 결합기 SUM1, SUM2, SUM3의 입력들에 상태 1이 홀수 개 있을 때 상태 1로 된다. 다른 경우들에 있어, 결합기 SUM1, SUM2, SUM3의 출력은 상태 0이다.
결국, 채널 코더는 일종의 상태 머신으로, 이때 채널 코더의 출력은 그 시간에 코딩될 비트 뿐만이 아니라 앞서 코딩된 비트들의 어떤 상태들에도 영향을 받는다.
또, 도 2c의 블록 다이어그램은 제어 신호 SEL1, SEL2를 생성할 뿐 아니라 각 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4 입력의 정보를 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4의 출력으로 전송하기 위하는 등의 타이밍 회로 CLK를 보이며, 이것에 의해 선택기 MUX는 선택기 MUX의 제1, 제2 또는 제3입력의 신호, 즉 제1결합기 SUM1, 제2결합기 SUM2 또는 제3결합기 SUM3의 출력 상태를 출력 OUT으로 선택한다. 예를 들어 선택기의 제1제어신호 SEL1 및 제2제어신호 SEL2가 0상태일 때, 즉 보다 간결하게 표현된 선택 신호 SEL1, SEL2가 00 상태이면, 선택기 MUX의 출력은 제1결합기 SUM1의 상태로 된다. 선택기의 제1제어신호 SEL1이 1 상태이고 제2제어신호 SEL2가 0 상태, 즉 보다 간결하게 표현된 선택신호 SEL1, SEL2가 10 상태이면, 선택기 MUX의 출력은 제2결합기 SUM2의 상태로 된다. 선택기의 제1제어신호 SEL1이 0 상태이고 제2제어신호 SEL2가 1 상태, 즉 보다 간결하게 표현된 선택 신호 SEL1, SEL2가 01 상태이면, 선택기 MUX의 출력은 제3결합기 SUM3의 상태가 된다. 제어신호 SEL1, SEL2는, 예를 들어 제1분할기 DIV1으로 바람직하게는 주파수가 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4의 트리거 신호 K 주파수의 세 배인 펄스 시퀀스를 전송하고, 제1분할기 DIV1의 출력이 제2분할기 DIV2의 입력에 연결되고, 분할기들이 매 세 번째 클록 펄스 이후 그들의 초기 상태로 세팅되는 방식으로 그 자체로서 알려진 두 개의 2에 의한 분할기(dividers-by-two) DIV1, DIV2를 결합함으로써 형성된다. 도 2의 결합 예에서 이것은 타이밍 회로 CLK의 출력이 선택기 MUX의 제어 입력 및 제1분할기 DIV1의 입력에 결합되는 방식으로 이행된다. 제2분할기 DIV2의 출력은 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4의 트리거링(triggering)입력들에 연결된다. 그 타이밍은 당업자에게 알려진 것과 같은 다른 방법, 가령 마이크로프로세서의 어플리케이션 프로그램을 사용함으로써 이행될 수도 있다.
채널 코더(206)의 동작은 또, 정보가 비트 시퀀스 0101이고 꼬리 비트 스트링이 0000이며, 여기서 0은 로직 0 상태이고 1은 로직 1 상태를 가리키는 데이터 프레임 a(D)를 예로서 사용하여 설명된다. 실제 어플리케이션에서, 로직 0 상태는 보통 0 V의 전압 값이고, 로직 1 상태는 그와 상응하는 방식에서 거의 동작 전압, 가령 3.3V이다. 비트 시퀀스는 왼쪽에서 오른쪽으로 진행하도록 연대순으로 나타내지며, 따라서 첫 번째 비트는 0이다. 정보 a(D)은 채널 코더(206)의 입력 IN으로 전송된다. 따라서 쉬프트 레지스터들 D1, D2, D3, D4가 초기에 0 상태라고 추정하면, 제1결합기의 출력 OUT1은 0 상태이고 다른 결합기들의 출력 OUT2, OUT3의 출력 또한 0 상태이다. 선택신호 SEL1, SEL2가 00 상태, 10 상태 및 01 상태인 동안, 선택기 MUX의 출력은 0 상태이고, 여기서 비트 시퀀스 000이 채널 코더(206)의 출력에서 생성된다. 다음으로 들어오는 비트는 1이고, 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4는 0 상태이며, 여기서 각 결합기의 출력 OUT1, OUT2, OUT3는 1 상태이다. 따라서, 선택신호 SEL이 서로다른 상태인 동안, 선택기 MUX의 출력은 1 상태이고, 여기서 비트 시퀀스 111이 채널 코더(206)의 출력에서 생성된다. 다음 비트는 0, 제1쉬프트 레지스터 D1은 1 상태, 제2 D2, 제3 D3 및 제4쉬프트 레지스터 D4는 0 상태이다. 따라서, 비트 시퀀스 011이 채널 코더(206)의 출력에서 생성된다. 네 번째 비트는 1, 제1쉬프트 레지스터 D1은 0 상태, 제2쉬프트 레지스터 D2는 1 상태, 제3쉬프트 레지스터 D3는 0 상태, 제4쉬프트 레지스터 D4는 0 상태이다. 따라서 비트 시퀀스 110이 채널 코더(206)의 출력에서 생성된다. 꼬리 부분의 비트들과 함께, 출력은 비트 시퀀스 101110110110을 포함한다. 꼬리 부분의 의미는 여기서, 마지막 정보 비트까지 채널 코더의 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4를 통과했다는 것을 의미한다. 이를 달성하기 위해, 채널 코더의 쉬프트 레지스터 D1, D2, D3, D4는 마지막 정보 비트 이후 최소한 4번을 나아가며, 이때 꼬리 부분의 길이는 최소한 4개이다. 결국, 이 예에서 데이터 프레임 a(D) 01010000은 비트 시퀀스 000111011110101110110110으로 부호화된다.
상술한 바와 같은 1/3-레이트 코드의 컨벌루션 인코더(206)에서, 세 개의 출력 비트들이 각 입력 비트에 대해 생성된다. 데이터 전송 채널로 전송될 데이터 프레임의 길이는, 그러나, 종래 기술에 따른 코딩에서와 동일해야만 한다; 결국, 컨벌루션 코딩에 의해 형성될 몇몇 비트들은 데이터 프레임이 데이터 전송 채널로 전송될 수 있기 전에 제거되어야만 한다. 한 선택 방법이 표 1에 보여지고, 여기서 숫자 1은 데이터 프레임에서의 상기 비트의 포함을 가리키고 숫자 0는 이와 상응하게 비트의 거부를 나타낸다. 숫자들은 세 개의 그룹으로 그룹핑되고, 여기서 첫 번째 수치는 제1결합기 SUM1의 출력을 나타내고, 제2수치는 제2결합기 SUM2의 출력을 나타내며 제3수치는 제3결합기 SUM3의 출력을 나타낸다. 이 예에서, 189개의 그룹, 즉 182+3+4(보호될 182비트들, 보호될 50개의 가장 중요한 비트들로부터 산출된 3 패티리 검사 비트 및 4개의 꼬리 비트)개가 있다. 예를 들어, 4개의 제1그룹들에서 제1결합기 SUM1의 출력만이 선택되고, 이어지는 다섯 그룹들에서 제1결합기 SUM1 및 제2결합기 SUM2의 출력이 선택되고, 10번째 그룹에서 모든 세 결합기 SUM1, SUM2, SUM3가 선택되는 등이다. 표에서 숫자 1의 개수는 378개이며, 여기서 최종 결과는 GSM 시스템의 음성 신호 전송에 사용하기 위해 종래의 방법에 따라 코딩될 데이터 프레임과 동일한 길이의 데이터 프레임을 제공한다. 이 예에서, 표는 숫자 1의 개수, 즉 포함될 비트들의 개수가 마지막에서 보다 시작시에 더 크게 되는 방식으로 형성된다. 결국, 에러 보정 용량은 데이터 프레임의 끝에서 보다 시작시에 더 낫다.
데이터 프레임에서, 전송될 비트들의 선택은 가령 멀티플렉서의 출력 신호 OUT이 선택 블록(231)으로 전해지고, 여기서 세 개의 그룹에서 선택이 이뤄지고, 이들 세 개의 값, 말하자면 결합기의 출력 OUT1, OUT2, OUT3 중에서 그 선택이 전송될 데이터 프레임에 포함되는 방식으로 이행될 수 있다. 선택 블록(231)에서, 표는 롬(Read-only-memory; ROM)등에 컴파일되거나, 선택 규칙이 프로그래밍된 프로그램이 씌어질 수 있다. ROM 표의 이행은, 가령 세 개의 각 그룹이 그 자신의 어드레스에 놓여지는 방식으로 발생하며, 이때 가령 비트 0가 그룹의 제1수치에 해당하고, 비트 1이 그룹의 제2수치에 해당하고, 비트 2가 제3수치에 해당하는 식으로 한 개의 비트가 그룹의 한 수치에 대응한다. ROM 회로는 보통 8 비트의 폭을 가진다. 즉, 8개의 비트 폭을 가진 한 바이트가 한 어드레스에 저장될 수 있다. 따라서, 이 실시예에서, 사용된 롬은 최소한 567 바이트의 메모리 공간을 가져야한다. 표를 읽는 것은 마이크로프로세서에 의해 제어됨이 바람직하며, 마이크로프로세서의 어플리케이션 소프트웨어는 읽기 및 테이블 비교를 위한 상술한 동작을 포함하는데, 이것은 당업자에게 알려진 일반적인 기술이다.
수신기에서, 상술한 동작에 반대되는 동작이 주로 반대의 순서로 행해진다. 도 2b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 그와같은 수신기의 예를 도시한다. 수신기는 GSM 시스템의 풀 레이트 음성 채널의 수신기로서 예정되고, 그 동작에 있어 주로 도 1b의 수신기에 상응한다. 수신기는 예를 들어 이동국의 음성 채널 수신기이다. 도 2b의 수신기 동작이 다음에 설명될 것이다.
수신된 데이터 프레임(213), 즉 456비트의 비트 시퀀스는 비트 그룹핑 블록(214)으로 보내지고, 여기서 채널 코딩된 부분(215) 및 채널 코딩되지 않은 부분(225)이 데이터 프레임에서 서로 분리된다. 채널 코딩된 부분은 채널 디코더(219)로 보내지고, 여기서 전송 단계시 정형화 블록(208)의 제거된 비트들에 해당되는 비트들이 재정형화(reshaping) 블록(216)의 채널 코딩된 부분에 더해진다. 제거된 비트들의 값은 수신기에서 알려지지 않으나, 이들은 가령 비트들의 값을 디코더에 중립적인 0.5로 세팅함으로써 대체될 수 있다.
재정형화 블록(216)은 정형화 블록(208)의 것과 유사한 내용을 갖는 표를 포함하고, 여기서 재정형화 블록(216)은 어떤 위치에서 빠진(missing) 비트들이 더해져야 하는지를 알고 있다. 표의 이행은 수신기에서 ROM 표 등에 기초하여 될 수 있다.
따라서 디코딩 블록(218)은 재정형화 블록(216)에 의해 재구성된 데이터 프레임(217)의 디코딩, 즉 빠진 비트들이 더해졌던 채널 코딩된 부분의 디코딩을 수행한다. 이 단계에서, 에러의 개수가 에러 보정 코드의 에러 보정 용량안에 있으면, 몇몇 가능한 데이터 전송 에러들을 보정하는 것이 가능하다. 디코딩된 데이터 프레임(220)에서, 비트 순서는 음성 코더에 의해 놓여진 순서에 상응한다. 즉, 음성에 있어서 가장 중요한 비트들이 데이터 프레임의 좌측에 놓여진다. 따라서, 어떤 비트들의 재구성도 종래 기술에 의한 장치에서 처럼 필요로 되지 않을 것이다.
이를 뒤따라, 패리티 검사 블록(221)은 채널 디코딩된 데이터 프레임(220)이 패리티 검사에 의해 보호된 비트들에 대해 옳은지의 여부를 검사한다. 패리티 검사 블록은 데이터 프레임이 옳은지(참) 틀린지(거짓)의 여부에 따라 그 값이 참(가령 로직 0 상태) 또는 거짓(가령 로직 1 상태)인 선택신호(222)를 생성한다. 또, 패리티 검사 블록(221)은 채널 디코딩된 데이터 프레임을 패리티 검사 블록의 제2출력(223)으로 전송하고, 그로부터 데이터 프레임은 제2멀티플렉서(224)의 제1입력으로 보내진다.
수신된 데이터 프레임의 채널 코딩되지 않은, 혹은 보호되지 않은 부분(225)이 제2멀티플렉서(224)의 제2입력으로 보내지고, 이때 제2멀티플렉서의 출력은 바른 데이터 전송시 스피치 음성 코더(201)에 의해 형성된 음성 패러미터 프레임(202)에 상응하는 음성 패러미터 프레임(227)을 포함한다. 멀티플렉서의 출력으로부터, 음성 패러미터 프레임(227)은 선택기(228)의 제1입력으로 전해진다. 합성 블록(226)의 출력은 선택기(228)의 제2입력으로 보내진다. 선택기(228)의 제어 입력으로는 패리티 검사 블록(221)에 의해 생성된 선택 신호(222)가 보내지고, 이를 기반으로 선택기(228)는 선택기(228)의 출력을, 선택신호(222)의 값이 참이면 제2멀티플렉서(224)의 출력에, 선택신호(222)의 값이 거짓이면 합성 블록(226)의 출력에 결합한다. 선택기의 출력으로부터, 음성 패러미터 프레임 또는 합성된 데이터 프레임은 음성 신호(230)의 형성을 위해 음성 디코더(229)로 보내진다.
본 발명에 따른 방법에 있어서, 에러 보정 코딩에 의해 보호되고 에러 보정에 사용될 비트들은 데이터 프레임의 시작부나 끝부에 바람직하게 놓여진다. 이들 비트들의 바로 인접한 곳에는 503단계에서 생성된 패리티 검사 비트들과 같은 에러 검출 정보가 놓여진다. 이런 배치는 시작 또는 끝부분에서 버스트-형 에러가 전체 데이터 프레임을 쓸모없게 만들 가능성을 감소시킬 것이다. 가장 중요한 비트들의 충분한 개수가 보정되고, 이때 그들을 사용하여 원래 신호에 거의 일치하는 데이터 프레임을 발생하는 것이 가능하다.
본 발명이 GSM 이동 통신 시스템의 풀 레이트 음성 채널과 관련하여 위에서 설명되었으나, 본 발명이 상술한 실시예들에 유일하게 한정되는 것이 아니라 첨부된 청구항들의 범위 내에서 변형될 수 있다. 본 발명을, 전송될 데이터 프레임들이 에러 보정 코딩을 겪고, 비트 에러율이 전 데이터 프레임에서 고르지 않은 데이터 전송 시스템에 적용하는 것이 바람직하며 또한 전송될 정보의 일부가 에러 검출 정보의 형성에 이용됨이 바람직하다.

Claims (11)

  1. 데이터 전송 시스템에서 데이터 프레임 형태로 전송될 정보의 프레임 에러 레이트를 줄이기 위한 방법에 있어서,
    - 전송될 정보가 데이터 프레임들(102, 202)로 분할되고,
    - 데이터 프레임(102, 202)은 전송될 정보의 일부를 이용하여 생성된 에러 검출 데이터로 보충되고,
    - 에러 검출 데이터의 생성에 사용될 정보의 적어도 일부가 에러 보정 코딩(107, 206)에 의해 보호되고, 이에 따라 에러 보정 코딩될 데이터 프레임(111, 212)이 획득되며, 이때 적어도 어떤 부분들은 서로 다른 에러 레이트(BER)를 가지며,
    - 에러 보정 코딩될 데이터 프레임들(111, 212)이 전송기로부터 수신기로 데이터 전송 채널상에 전송되고,
    보호된 정보의 적어도 일부의 에러 레이트는, 에러 보정 코딩에 의해 보호되고 에러 검출 데이터의 생성에 사용되는 그 정보 부분(207)의 적어도 일부를 전송 단계에서 정형화함으로써 평준화됨을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 전송될 정보는 이진(binary) 형식이고, 여기서 데이터 프레임들(102, 202)은 비트들로 구성될 때,
    상기 정보 부분(207)의 비트들의 에러 레이트는 실질적으로 전송 단계에서 같아지도록 조정됨을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 전송될 정보가 바이너리 형식이고, 이때 데이터 프레임들(102, 202)이 비트들로 이뤄질 때, 에러 보정 코딩될 데이터 프레임(207)의 몇몇 비트들은 정형화하는 동안 제거됨을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    에러 보정 코딩은 컨벌루션 코딩이고, 에러 검출 코딩은 패리티 검사 코딩(CRC)임을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 컨벌루션 코딩은 1/3 컨벌루션 코딩이고, 컨벌루션 코딩될 데이터 프레임의 1/3이 정형화하는 도중 제거됨을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 4항 또는 제 5항에 있어서,
    에러 검출 데이터의 생성에 사용될 정보 부분(207)은 데이터 전송 채널로 전송될 데이터 프레임(212)의 보호된 정보의 시작부분이나 끝부분에 놓여짐을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 2항 내지 제 6항 중의 어느 한 항에 있어서,
    에러 보정 코딩에 의해 보호되고 에러 검출 코딩에 사용될 비트들을 포함하는 데이터 프레임 일부에 있는 비트들의 상호 순서는 상기 비트들의 중요도의 상호 순서에 관계없이 자유롭게, 데이터 프레임의 상기 부분에 놓여질 수 있음을 특징으로 하는 방법.
  8. 정보가 데이터 프레임 형태로 전송되는 데이터 전송 시스템에 있어서,
    - 전송될 정보를 데이터 프레임들(102, 202)로 배분하는 수단(101, 201),
    - 데이터 프레임(102, 202)에 에러 검출 데이터를 더하는 수단(105, 205) 및
    - 에러 보정 코딩될 데이터 프레임(108, 207)을 얻기 위해 에러 보정 코딩과 함께 에러 검출 데이터의 생성에 사용될 정보의 적어도 일부를 보호하고, 여기서 적어도 일부는 서로 다른 에러 레이트(BER)를 가지는 수단(107, 206)을 구비하고,
    상기 데이터 전송 시스템은 보호된 정보의 적어도 일부의 에러 레이트를 평준화시키는 수단(208)을 더 구비함을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  9. 제 8항에 있어서,
    보호된 정보의 적어도 일부의 에러 레이트를 평준화시키는 수단(208)은, 에러 보정 코딩으로 보호되고 에러 검출 데이터의 생성에 사용되는 정보 부분(207)의 적어도 일부를 전송 단계에서 정형화(shaping)하는 수단(208)을 구비함을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  10. 제 8항 또는 제 9항에 있어서,
    데이터 전송 시스템은 GSM 이동 통신 시스템이고, 전송될 정보는 음성 채널의 정보임을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  11. - 전송될 정보를 데이터 프레임들(102, 202)로 분할하는 수단(101, 201),
    - 에러 보정 데이터를 데이터 프레임(102, 202)에 더하는 수단(105, 205) 및
    - 에러 보정 코딩될 데이터 프레임(108, 207)을 얻기 위해 에러 보정 코딩과 함께 에러 검출 데이터의 생성에 사용될 정보의 적어도 일부를 보호하고, 이때 적어도 어떤 부분들은 서로 다른 에러 레이트(BER)를 가지는 수단(107, 206)을 구비하고, 보호된 정보의 적어도 일부의 에러 레이트를 평준화하는 수단(208)을 더 구비함을 특징으로 하는 이동국.
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